專利名稱：除纖顫器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及除纖顫器，具體地但并不僅僅涉及外部除纖顫器。
先有技術除纖顫器通過作用控制或驅動信號到硅器件的配置來發(fā)送單相或雙相截頂指數(shù)波形來做到這一點。不使用提供直接電連接的機械開關或繼電器，使用控制信號能將硅器件從高阻抗狀態(tài)驅動到低阻抗狀態(tài)。這一過程比從機械開關能獲得的快得多并允許精確地產(chǎn)生若干毫秒的波形。然而，由于需要用諸如光隔離器或耦合變壓器將高壓器件與低壓控制器隔離因而這些方法是復雜與昂貴的。
通常，先有技術方法利用硅控整流器(SCR)與絕緣門控雙極晶體管(IGBT)。這些器件能用只額定在數(shù)十伏上的門驅動電路導出超過1000伏的脈沖。然而，當前的商品器件不能承受高于大約1200伏。因此，為了導出外部除纖顫通常需要的超過數(shù)千伏的脈沖，必須至相疊加若干器件。這是稱作“推拉式連接(totempoling)”的概念并且是熟悉本技術的人員所熟知的。沒有推拉輸出電路，一旦超出了SCR的最大額定電壓，它們會自發(fā)改變到它們的低阻抗狀態(tài)。類似地，如果超出了IGBT的最大電壓，它將出現(xiàn)毀滅性地故障。此處如果超過了電壓改變率(δV/δt)，SCR將自發(fā)改變狀態(tài)。
用實例示出的

圖1包含推拉式連接在一起的兩個SCR，SCR1與SCR2。圖1中對上方器件SCR2的門驅動電路GD2是在點B上的信號地線上浮動的，點B是在等于跨越點B與C之間的下方器件SCR1的電壓的電壓V1上。因此對SCR2的門驅動需要與公共接地點C隔離。圖1中，這一隔離是用變壓器耦合器T達到的。變壓器使脈沖無需任何直接電連接便能跨越隔障IB。在假定對SCR1及SCR2的門驅動波形是同步的時候整個配置與帶提高的電壓容量的單一SCR等效地工作。門驅動波形通常由來自定時控制器的邏輯電路生成。采用隔離的驅動電路來控制這些硅器件意味著試圖減小電路的整體尺寸是有限的，因為在最終的電路的不同區(qū)上需要大的物理間隙或氣隙。此外，隔離器需要額外的支承電路及同步驅動波形，所有這些都在最終設計中占用物理空間與附加成本。
按照本發(fā)明的一個方面，提供了權利要求1與/或從屬于它們的權利要求中的一或多項中所確定的除纖顫器。
本發(fā)明還指向所描述的裝置操作的方法，該方法包含用于實現(xiàn)該裝置的每一種功能的方法步驟。
在本說明書中，“不受控制的固態(tài)器件”(USD)指稱沒有任何外部控制信號的作用，當跨越其端點作用大于預定閾值的電壓時便自動進行從高阻抗狀態(tài)到低阻抗狀態(tài)的轉移的雙端固態(tài)器件。USD可以是單一的集成部件或可以是用多個固態(tài)部件構成的電路。USD的基本實例為肖克萊二極管。
“上導通(breakover)USD”為當作用電壓超過閾值時無條件轉移到低阻抗狀態(tài)的USD。
“下導通(breakunder)USD”為只在作用電壓不超過大于第一閾值的第二閾值時才轉移到低阻抗狀態(tài)的USD。
具體實施例方式
這里要描述的本發(fā)明的實施例采用具有肖克萊二極管的特征并在這里稱作上面所定義的不受控制的固態(tài)器件(USD)的器件或電路。與SCR及IGBT不同，肖克萊二極管不需要門驅動信號將它從高阻抗狀態(tài)起動到低阻抗狀態(tài)。圖2a示出作為帶有各自的摻雜密度P1、N1、P2與N2的四層硅器件的肖克萊二極管的基板構造。
圖2b示出用來表示肖克萊二極管的符號；注意只有兩個連接端。肖克萊二極管主要是單向的，因為當作用信號的極性是在正向偏置器件的特定方向上時它只能以其設定的高阻抗狀態(tài)改變到降低的阻抗的狀態(tài)，見圖2C。作用反向極性的信號不能改變器件的狀態(tài)，除非電壓超過其反向擊穿電壓(Vr)。肖克萊二極管的特征在于當在正向偏置方向上跨越器件作用電壓時，只在該電壓超過預定的閾值(Vth)時該器件才改變到其低阻抗狀態(tài)。然而，肖克萊二極管不是容易購得的，并且它們通常只能經(jīng)受小的電壓與電流。然而，通過配其它可購得的器件來為高電壓與電流執(zhí)行等效的功能便能克服這一限制。
圖3為使用DIAC與TRIAC的與肖克萊二極管等效的“上導通”USD的高電壓、高電流實現(xiàn)。注意圖3的總體電路只有兩個端點，陽極A’與陰極K’。當將適當?shù)碾妷鹤饔迷谄溟T端g上時，TRIAC將改變到低阻抗狀態(tài)而允許高電流流過。電阻器R1與R2的組合構成分壓器，在晶體管T1的基極上參照陰極K’將電壓V向下分壓到電壓Vb，其中Vb＝V[R2/(R1+R2)]。晶體管T1的發(fā)射極跟隨器配置將在點X上作用在DIAC上的電壓保持在電壓Vb以下大約0.7伏上。
除非跨接它的電壓超過其閾電壓Vd，DIAC將保持在其設定的高阻抗狀態(tài)中。因此，除非超過了這一電壓閾值，USD將在A’與K’之間保持高阻抗。然而，如果X的電壓超過了DIAC的閾電壓Vd，DIAC將折返并允許電壓出現(xiàn)在TRIAC的門極上，然后TRIAC將改變到其低阻抗狀態(tài)而允許高電流在A’與K’之間流動。因此分壓器R1/R2能精確地設定USD在其上改變狀態(tài)的總體電壓。如果在跨越它(即跨越端點A’與K’)的電壓V到達一定的閾值Vth時希望USD改變到其低阻抗狀態(tài)，則選擇R1與R2之值使得這一電壓Vth導致X上的電壓等于DIAC閾電壓Vd；即解方程Vd＝[Vth(R2/(R1+R2))]-0.7得出R1與R2。電阻器R3限制注入TRIAC的門端中的電流并防止門極被跨越端點A’與K’的相對地高的電壓破壞。注意隨著由R1與R2之比確定器件的狀態(tài)改變，及R3通過T1的電流增益執(zhí)行DIAC的供電，能將R1與R2兩者的值都保持在高位上。R1與R2使用高阻抗值意味著在高阻抗狀態(tài)中只有非常小的電流漏過USD。二極管D1對抗反向偏壓方向上的任何電流并實際上確定USD的反向破壞性特征。
注意能將其從高阻抗的初始狀態(tài)置于低阻抗狀態(tài)中的任何器件都能用來代替圖3中的TRIAC，例如，USD可采用IGBT、SCR、FET(場效應晶體管)或BJT(雙極結式晶體管)的組合。熟悉本技術的人員是知道各種可能的實現(xiàn)的。
圖4a示出另一USD，其中將該器件配成在跨越陽極A’與陰極K’的瞬時電壓超過嚴格定義的閾值V1而尚未超過更高的電壓閾值Vh時改變到低阻抗狀態(tài)。換言之，如果跨越圖4a中的器件作用的電壓V是在嚴格規(guī)定的從V1到Vh的范圍之內，則該器件將進入其低阻抗狀態(tài)，然而如果越出了這一范圍，則該器件將保持在其設定的高阻抗模式中。有了這一特定的特征，該器件稱作“下導通”USD。圖4b與4c分別示出該器件的電路符號及I-V特征。
圖4a中的下導通USD的實現(xiàn)類似于圖3中的上導通器件的實現(xiàn)。主要差別在于存在電容器C1及第二晶體管T2。電容器C1限制跨越R1的電壓的改變率。這又限制了跨越DIAC的電壓的改變率。由于跨越DIAC的電壓是緩慢上升的，如果在DIAC電壓到達其閾值Vd之前，由分壓器R4/R5確定的T2的基極上的電壓Y上升到跨越T2的基極發(fā)射極結的正向偏壓以上，則晶體管T2導通而將TRIAC的門極短接到K’上，并從而禁止任何電流進入TRIAC的門極。利用這一配置，能用分壓器R4/R5設定上方電壓閾值Vh而下方閾值V1則能用R1/R2如前面那樣設定。
任何下導通器件可進一步配置成，使得一旦跨越其端點作用了大到足以超過上方閾值Vh的電壓而將器件保持在高阻抗狀態(tài)中時，如果作用電壓的幅值下降，該器件仍保持在高阻抗狀態(tài)中。以這一方式，為了改變到低阻抗狀態(tài)，必須將電流減小到幾乎為零，然后重新作用。這后一器件稱作帶滯后的下導通USD。
圖5a示出帶滯后的下導通USD的電流符號。圖5b示出基于圖4中所示的下導通器件的器件的實現(xiàn)。下面只描述差別。晶體管T2現(xiàn)在構成供電第二DIAC(DIAC2)的第二發(fā)射極跟隨器。將點Y上的電壓設計成在跨越A’、K’的電壓V等于上方閾值Vh時具有等于DIAC2的閾值的值。從圖5b中可看出，與點X上的電壓不同，點Y上的電壓將瞬時跟隨V并成為按照R4與R5設定的比的V的一部分。如果電壓V導致Y上的電壓超過DIAC2的電壓閾值，則第二TRIAC(TRIAC2)將進入低阻抗狀態(tài)。TRIAC2一進入其低阻抗狀態(tài)，T1的基極上的電壓Vb便立即降低到幾乎零。一旦TRIAC2進入了低阻抗狀態(tài)，T1便不能供給任何電流給DIAC1并從而不能給TRIAC的門極。圖4的這一“反饋”增強在配置中引入了滯后的級?，F(xiàn)在TRIAC1進入其低阻抗狀態(tài)的唯一方法是跨越A’、K’的電壓降低到零然后作用一具有在用R1、R2與DIAC1設定的下方閾值與用R4、R5與DIAC2設定的上方閾值之間的值的新電壓。這一器件實質上具有三種模式，兩種高阻抗及一種低阻抗。如果作用在該配置上的瞬時電壓低于低閾值V1，則R1、R2與T1的組合意味著DIAC1并不通過電流而TRIAC1保持在其高阻抗中。如果作用電壓大于下方閾值V1且小于上方閾值Vh，則R4、R5與T2的組合意味著DIAC2不通過電流而一旦跨越C1的電壓具有了足夠的時間來上升時DIAC現(xiàn)在通過電流到TRIAC1的門極，TRIAC1進入其低阻抗狀態(tài)。然而，如果作用電壓大于上方閾值Vh，則R4、R5與T2的組合意味著DIAC2傳遞電流到TRIAC2的門極借此截止DIAC1并保持TRIAC1在其高阻抗狀態(tài)中。
應指出圖3至5的任何USD都能實現(xiàn)為單一分立集成器件中的摻雜硅層。這些器件都不需要任何外部控制，并在跨越它們的兩端A’與K’的電壓在規(guī)定的閾值以上與/或以下時具有導電的特征。另一特征為一旦在它們的低阻抗狀態(tài)中，只在流過它們的電流降低到接近零時它們才能返回到它們的高阻抗狀態(tài)。它們將精確地在哪一電流上開斷取決于所使用的特定器件。
圖6示出按照本發(fā)明的設計成跨越一對患者電極A與B提供單相輸出電壓脈沖的除纖顫器的基本實施例。該除纖顫器具有能源60(本例中為用充電電路62充電的電容器)、及用于在出現(xiàn)控制信號64時跨越電極A、B連接電容器上的電壓的輸出電路。輸出電路包括將能源60的+ve連接到電極A上的第一電流路徑及將該能源的-ve側連接到電極B上的第二電流路徑。第一電流路徑包含上導通USD(USD1(bo))，而第二電流路徑包含IGBT(IGBT1)。上導通USD1(bo)在從能源作用的電壓大到足以超過其閾值時允許來自能源60的電流流過跨越輸出電極A與B連接的負載(患者)?？蓪⑸蠈║SD1(bo)構造成如參照圖3所描述的。
起初，負載的兩側都見到進入A與B的高阻抗。將門驅動脈沖64作用在IGBT1上導通后者并降低跨越USD1(bo)的整個能源電壓。如果將能源充電到USD1(bo)的閾值以上的電壓，后者將改變到其低阻抗狀態(tài)。能源現(xiàn)在開始放電到負載中。在預定的時段之后從IGBT1的門極去掉驅動脈沖64導致IGBT1返回到其高阻抗狀態(tài)而電路中的電流減小到接近零。以幾乎是零的電流，器件USD1(bo)恢復而負載再一次在A與B兩側上見到高阻抗。
在電極A與能源的+ve端之間使用USD意味著不需要隔離的控制電路連接。圖6的電路中的唯一控制元件為IGBT1的門及而這是參照電路地線的，因此不需要隔離屏障。傳統(tǒng)的二極管D1用于防止在完成充電時電流流回到充電電路中。圖6的電路所生成的輸出為簡單的單相截頭指數(shù)波形。
雖然圖6在第一電流路徑中只示出一個USD，應理解高阻抗狀態(tài)中的輸出電路所能經(jīng)受的電壓能通過在第一電流路徑中推拉式連接兩個或更多USD而加以提高，如前所述。串聯(lián)的兩個或更多USD實際上正象具有作為單個器件的閾值之和的閾值Vth的單個USD那樣工作。
圖7示出按照本發(fā)明設計成跨越患者電極A與B提供雙相截頭指數(shù)輸出電壓脈沖的除纖顫器的實施例。主要是，圖6的實施例已修改成增加用虛線示出的第三與第四電流路徑。第三電流路徑將能源60的+Ve側連接到電極B上而第四電流路徑將能源的-Ve側連接到電極A上。第三電流路徑包含兩個“推拉式連接的”SCR(SCR1與SCR2)，而第四電流路徑包含另一IGBT(IGBT2)。第一與第二電流路徑如前，除外第一電流路徑示出為帶有兩個推拉式連接的上導通USD(USD1(bo)與USD2(bo))。這兩個USD可以是如圖3中所示的。為了上面說明的原因，這些SCR具有隔離的門驅動。
操作中，首先將能源60充電到超過推拉式連接的USD的閾值Vth的電壓。然后，在時間t0(見圖8)上給予器件IGBT1門脈沖64而將其置于其低阻抗。這實質上跨越推拉式連接的USD放置了能源的整個電壓(如前面所述使用了兩個USD來提高電路能經(jīng)受的電壓)。因此USD導通(器件SCR1、SCR2與IGBT2保持在它們的高阻抗狀態(tài)中)，而電流從電極A到電極B流過負載。隨著負載從能源消除能量，能源作用的電壓衰減。在稍后的時間t1上，IGBT1的門信號消除而它返回到其高阻抗狀態(tài)。這導致電路中的電流降低到幾乎零因而將器件USD1(bo)與USD2(bo)返回到它們的高阻抗狀態(tài)。選擇瞬時t1使得在這一時刻上保留在能源上的電壓低于推拉式連接的器件USD1(bo)與USD2(bo)的閾值Vth。
現(xiàn)在，在緊跟著t1后面的時間t2上，同時給予器件IGBT2、SCR1與SCR2門驅動脈沖64’將它們置予它們的低阻抗狀態(tài)中?，F(xiàn)在在相反方向上放電電流流過負載，即從電極B到電極A。在經(jīng)過了另一預定的時段之后，在t3上消除對器件IGBT2的門驅動而電路中流動的電流降低到幾乎零。這再一次導致兩個SCR也返回到它們的高阻抗狀態(tài)。得出的輸出示出在圖8中。
在這一電路中，SCR需要隔離的門驅動。然而，在本例中只需要兩個這種隔離的門驅動。先有技術所使用的方法至少需要四個隔離的門驅動電路。同時總共只需要控制四個器件而不是以前需要的6條控制線。
圖9示出本發(fā)明的第三實施例。它與圖7的實施例的不同之處在于用帶滯后的推拉式連接的下導通USD(USD3(bu)與USD4(bu))取代了推拉式連接的SCR(SCR1與SCR2)。
操作中，首先將能源60充電到大于推拉式連接的上導通USD的閾值Vth并且也大于推拉式連接的下導通USD的上方電壓閾值Vh的電壓。然后，在時間t0上(見圖8，它也適用于本例中)，給予器件IGBT1門脈沖64將其置予低阻抗狀態(tài)。這實質上跨越推拉式連接的上導通USD(USD1(bo)與USD2(bo))放置了能源的整個電壓。所有其它器件保持在它們的高阻抗狀態(tài)中(下導通USD因為電壓是在它們的上方閾值Vh以上；這是重要的，因為否則它們會導通而旁路負載)。因此導通上導通USD而電流從電極A到電極B流過負載。隨著負載從能源取走能量，能源所作用的電壓衰減。在稍后的時間t1上，消除了IGBT的門信號而返回到其高阻抗狀態(tài)。這導致電路中的電流降低到幾乎零而將器件USD1(bo)與USD2(bo)返回到它們的高阻抗狀態(tài)。選擇瞬時t1使得在該點上保留在能源上的電壓低于推拉式連接的器件USD1(bo)與USD2(bo)的閾值Vth但在推拉式連接的器件USD3(bu)與USD4(bu)的上方與下方電壓閾值V1、Vh之間。
在緊跟在t1后面的時間t2上，給予器件IGBT2門驅動脈沖64’將其置于低阻抗狀態(tài)中，現(xiàn)在器件USD3(bu)與USD4(bu)導通，因為跨越它們作用的電壓是在它們的上方與下方電壓閾值之間，并且放電電流在相反方向上流過負載，即從電極B到電極A。經(jīng)過了另一預定時段之后，在t3上去掉對器件IGBT2的門驅動而將在電路中流動的電流降低到幾乎零。這再度導致USD3(bu)與USD4(bu)返回到它們的高阻抗狀態(tài)，得出的輸出如圖8中所示。
特別值得指出的是對于這一配置沒有對電路中任何器件的隔離的連接門控制連接。也只有兩個器件(IGBT1與IGBT2)需要控制信號并且它們都是參照電路地線的直接電連接。這是尺寸與部件成本的重大節(jié)省。此外，為了控制整個電路只需兩個控制信號而不是其它情況必需的五個?？刂齐娐番F(xiàn)在能簡單地脈動一個IGBT(IGBT1)來產(chǎn)生輸出波形的第一相位及脈動第二IGBT(IGBT2)來產(chǎn)生輸出的第二相位。
圖10示出本發(fā)明的第四實施例。它與圖9的第三實施例的不同之處在于已分別用上導通USD(USD5(bu)及下導通USD(USD6(bu))取代了兩個IGBT(IGBT1與IGBT2)。并且加上第二與第四電流路徑公用的IGBT(IGBT3)。為了簡單起見電路在第一和第三電流路徑中使用單一的USD(分別是USD1(bo)與USD3(bu))，然而如所描述的，在各路徑中可推拉式連接兩或更多這種器件以便提高電路經(jīng)受更高的電壓的能力。雖然這一配置增加了另一電路元件IGBT3，輸出電路是全自動的并且連接在跨越A與B的負載上的所有器件是不受控制的。所需的唯一控制信號是對公共地線回路中的IGBT3的門極的信號。
操作中，已將儲能器件60充電到幅度上大于上導通器件USD1(bo)與USD5(bo)的閾值，并且還高得不致進入會將USD3(bu)與USD6(bu)置于它們的低阻抗狀態(tài)中的閾值范圍的電壓時，作用在IGBT3上的門驅動脈沖64將導通USD1(bo)與USD5(bo)并導致電流在從A到B的方向上流過負載。預定的時間間隔以后去掉對IGBT3的門驅動和前面一樣將電路中的電流降低到幾乎零而所有器件都將返回到它們的高阻抗狀態(tài)。假定跨越儲能器件的電壓小于USD1B(bo)與USD5(bo)的閾值，并且進一步假定電壓是在允許下導通器件USD3(bu)與USD6(bu)進入它人的低阻抗狀態(tài)所需的閾值之內，對IGBT3作用第二門脈沖64’將導致電在從B到A的反方向上流過負載。這再一次導致生成圖8的雙相波形。
注意，不要求對任何器件的任何隔離的連接，而且為了整個電路進行全面操作只須作用一門驅動信號在單一的器件上。應理解這一配置意味著包含USD1(bo)、USD5(bo)、USD3(bu)、USD6(bu)與IGBT3的整個輸出電路能容易地作為單一的集成固態(tài)部件實現(xiàn)。這將進一步意味整個輸出級將是只需要5個連接的單一封裝的集成模塊。這些連接將是一個公共的地線連接、來自能源的一個輸入、到電極A與B的兩個輸出連接及一個參照控制該器件的公共地線的單一輸入控制連接。圖11示出包含這一集成電路66的電路的框圖，注意即使IGBT的門驅動電路也能包含在該模塊中，只剩進入要求標準TTL型信號的電路的控制端。這對于成本、尺寸及復雜性表示許多節(jié)省。
在本發(fā)明的第五實施例中，它是圖10中所示的實施例的改型并且同樣可用作為單一集成電路部件的輸出電路構成，能源是可編程的有源電源68而不是無源的電容。參見圖12a，這里將能源設計成能提供可編程的恒定DC電壓，并在將這一電壓設定在上導通器件USD1(bo)與USD5(bo)的導通閾值Vth以上且大于下導通器件USD3(bu)與USD6(bu)的低阻抗閾值范圍的電平上時，電流再一次從A到B流過負載。這時將可編程電源設定為供給零伏的電壓一個預定的時間間隔導致所有的器件返回到它們的高阻抗狀態(tài)。進一步將其設定為供給小于USD1(bo)與USD5(bo)的閾值且在允許下導通器件USD3(bu)與USD6(bu)進入它們的低阻抗狀態(tài)所要求的閾值范圍內的電壓，將導致電流在從B到A的反方向上流動。得出的波形可從圖12b中的示例看出。通過將附加的USD放置在電路配置中還有可能選擇若干能源。這樣便能在希望得到所要求的脈沖形狀的任何時間上選擇用來供電輸出電路的能源。
因此本發(fā)明提供改進的裝置來生成各式各樣的脈沖與脈沖形狀，但是用比當前可獲得的其它裝置更少的部件與更大簡單性來做到這一點。
應理解可在上面描述的任何電路中的能源與電極A與B之間增加其它包含USD或其它固態(tài)器件的電流路徑，借此允許以預定的極性增加第三、第四或后面的相位。
應理解為了電路在實踐中可靠地操作可能需要進一步的保護性部件。作為示例，可與能源的輸出串聯(lián)放置電感器來限制電路中的電流的變化率。對于熟悉本技術的人員，這些增加物是熟知的。
如上所示，對于熟悉本技術的人員，利用推拉式連接來提高電路能經(jīng)受的電壓量是熟知的。因此，在前面所有的實施例中，去往或來自電極A或B的各電流路徑可按照電壓要求只包含單一USD或其它固態(tài)器件或者兩個或更多推拉式連接的這些器件。
本發(fā)明不限于這里所描述的實施例，它可以修改或改變而不脫離本發(fā)明的范圍。
權利要求
1.一種除纖顫器，包括用在患者身上的第一與第二電極、電壓源、以及用于在出現(xiàn)至少一個控制信號時跨越電極連接該電壓源的輸出電路，其中該輸出電路包含將電壓源的一側連接在第一電極上的第一電流路徑及將電壓源的另一側連接在第二電極上的第二電流路徑，各該第一與第二電流路徑包含至少一個固態(tài)開關器件，以及第一與第二電流路徑中至少一條中的該或各開關器件為這里所定義的USD。
2.權利要求1中所要求的除纖顫器，其中該輸出電路還包含將電壓源的一側連接在第二電極上的第三電流路徑及將電壓源的另一側連接在第一電極上的第四電流路徑，各該第三與第四電流路徑也包含至少一個固態(tài)開關器件。
3.權利要求1或2中所要求的除纖顫器，其中各該第一與第三電流路徑中的該或各開關器件為USD。
4.權利要求3中所要求的除纖顫器，其中第一電流路徑中的該或各USD為上導通USD，而第三電流路徑中的該或各USD為下導通USD。
5.權利要求4中所要求的除纖顫器，其中各該第二與第四電流路徑包含受控的固態(tài)開關器件。
6.權利要求4中所要求的除纖顫器，其中第二電流路徑中的該或各USD為上導通USD而第四電流路徑中的該或各USD為下導通USD，該輸出電路還包含第二與第四電流路徑公用的受控固態(tài)開關器件。
7.前面任何權利要求中所要求的除纖顫器，其中該電壓源為電容器。
8.權利要求1至6中任何一項中所要求的除纖顫器，其中該電壓源為可編程電壓源。
9.前面任何權利要求中所要求的除纖顫器，其中該或各USD為單一集成固態(tài)器件。
10.權利要求1至8中任何一項所要求的除纖顫器，其中該輸出電路為單一集成固態(tài)器件。
全文摘要
一種除纖顫器包括應用在患者身上的第一與第二電極(A、B)、電壓源(60)、以及用于在出現(xiàn)控制信號(64)時跨越電極連接電壓源的輸出電路。該輸出電路包含將電壓源的一側連接在第一電極(A)上的第一電流路徑及將電壓源的另一側連接在第二電極(B)上的第二電流路徑。各該電流路徑包含至少一個固態(tài)開關器件USD1(bo)或IGBT1。電流路徑中至少一條中的開關器件USD1(bo)沒有外部控制且具有類似于肖克萊二極管的特征。
文檔編號A61N1/39GK1404406SQ01805255
公開日2003年3月19日 申請日期2001年2月13日 優(yōu)先權日2000年2月18日
發(fā)明者詹姆斯·艾倫, 約翰·麥丘恩·安德森, 阿利斯特·羅伯特·麥金太爾 申請人:哈特塞恩技術有限公司