專利名稱：驅(qū)動電路及驅(qū)動方法
技術(shù)領域：
本發(fā)明涉及驅(qū)動電路及驅(qū)動方法。
現(xiàn)有技術(shù)眾所周知，以往作為便攜電話機等電子設備使用的液晶面板(電光學裝置)是單純矩陣方式的液晶面板和采用薄膜晶體管(Thin FilmTransistor以下簡稱TFT)等開關元件的有源矩陣方式液晶面板。
單純矩陣方式與有源矩陣方式相比，優(yōu)點是低能耗容易，而缺點是多色化或活動圖像顯示困難。關于這種單純矩陣方式的低能耗技術(shù)，例如有特開平7-98577號中公布的現(xiàn)有技術(shù)。
另一方面，有源矩陣方式的優(yōu)點是適合于多色化或活動圖像顯示，缺點是低能耗困難。
而且，近年來，在便攜電話機等便攜式電子設備中，為了提供高質(zhì)量的圖像，對多色化、活動圖像顯示的要求越來越強了。因此，取代迄今使用的單純矩陣方式液晶面板，使用了有源矩陣方式的液晶面板。
但是，又存在一個不能實現(xiàn)低能耗的課題，原因是在用于便攜式電子設備的有源矩陣方式的液晶面板中，根據(jù)液晶交流驅(qū)動或電源低電壓化的要求，例如在每一掃描期間使與像素電極相對的對置電極(共電極)的電壓電平反相。結(jié)果，液晶面板的充放電大或需要驅(qū)動模擬電壓的運算放大電路的工作電流等。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是鑒于上述技術(shù)課題完成的，其目的在于提供能以簡單的電路結(jié)構(gòu)實現(xiàn)電光學裝置的低能耗的驅(qū)動電路及驅(qū)動方法。
本發(fā)明是關于一種驅(qū)動電路，用于驅(qū)動具有多條掃描線、多條數(shù)據(jù)線和由掃描線及數(shù)據(jù)線所確定的像素電極的電光學裝置，其進行將夾電光學物質(zhì)和像素電極對置的對置電極的該掃描期間的電壓電平設定為與前掃描期間的電壓電平不同的電壓電平的掃描線反相驅(qū)動，在第M掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為第1、第2電壓電平之一的一方電壓電平進行驅(qū)動，在上述第M掃描期間的下一個虛擬掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為與上述一方電壓電平不同的另一方電壓電平進行驅(qū)動，在上述虛擬掃描期間的下一個第1掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為上述一方電壓電平進行驅(qū)動。
依據(jù)本發(fā)明，由掃描線反相驅(qū)動來驅(qū)動電光學裝置。例如，在第1掃描期間對置電極設定為第1電壓電平(或第2電壓電平)進行驅(qū)動，在第2掃描期間對置電極設定為第2電壓電平(或第1電壓電平)進行驅(qū)動，在第3掃描期間對置電極設定為第1電壓電平(或第2電壓電平)進行驅(qū)動。而且，對置電極的電壓電平每幀都極性反相。
并且在本發(fā)明中，在第M掃描期間的下一個設有虛擬掃描期間。而且，例如在第M掃描期間及下一個第1掃描期間的對置電極的電壓電平是第2電壓電平時，此虛擬期間的對置電極的電壓電平設定為第1電壓電平。另一方面，在第M掃描期間及下一個第1掃描期間的對置電極的電壓電平是第1電壓電平時，此虛擬期間的對置電極的電壓電平設定為第2電壓電平。
如此一來，可以在相鄰的掃描期間消除對置電極的電壓電平不極性反相的情況。由此，可以實現(xiàn)有效利用了對置電極的電壓電平的極性反相的驅(qū)動方法。
而且在本發(fā)明中，包含用于驅(qū)動電光學裝置的各數(shù)據(jù)線的運算放大電路，上述運算放大電路可以包含第1運算放大器，在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間驅(qū)動數(shù)據(jù)線；第2運算放大器，在對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第1期間驅(qū)動數(shù)據(jù)線。
如此一來，通過用順應了對置電極的電壓電平變化(極性反相)的最佳運算放大器來驅(qū)動數(shù)據(jù)線，可以實現(xiàn)低能耗等。
而且在本發(fā)明中，上述運算放大電路可以包含選擇電路，其在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間選擇上述第1運算放大器的輸出連接于數(shù)據(jù)線，在對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間選擇上述第2運算放大器的輸出連接于數(shù)據(jù)線。
如此一來，可以用簡單的電路結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)順應了對置電極的電壓電平轉(zhuǎn)換的運算放大器的轉(zhuǎn)換。
而且在本發(fā)明中，上述選擇電路的輸出在上述第1、第2期間的轉(zhuǎn)換時的所給與的期間中設定為高阻抗狀態(tài)。
如此一來，可以例如有效利用對置電極與數(shù)據(jù)間的寄生電容，在數(shù)據(jù)線驅(qū)動前使數(shù)據(jù)線變?yōu)橄Ｍ碾妷弘娖健?br> 而且在本發(fā)明中，上述第1運算放大器可以包含差動部；具有基于上述差動部的輸出柵極被控制的第1導電型第1驅(qū)動晶體管的輸出部，上述第2運算放大器可以包含差動部；具有基于上述差動部的輸出柵極被控制的第2導電型第2驅(qū)動晶體管的輸出部。
如此一來，在第1期間可以由第1導電型第1驅(qū)動晶體管驅(qū)動數(shù)據(jù)線；在第2期間可以由第2導電型第2驅(qū)動晶體管驅(qū)動數(shù)據(jù)線。從而能夠由適當?shù)尿?qū)動晶體管驅(qū)動數(shù)據(jù)線，以實現(xiàn)驅(qū)動電路的低能耗等。
而且在本發(fā)明中，包含用于驅(qū)動電光學裝置的各數(shù)據(jù)線的運算放大電路，上述運算放大電路當對置電極的電壓電平從第1電源側(cè)的第2電壓電平變化至第2電源側(cè)的第1電壓電平，基于對置電極與數(shù)據(jù)線之間寄生電容的電容耦合，數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至第2電源側(cè)時，使變化至第2電源側(cè)的數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至第1電源側(cè)，設定為對應于灰度電平的電壓電平；當對置電極的電壓電平從第2電源側(cè)的第1電壓電平變化至第1電源側(cè)的第2電壓電平，基于對置電極與數(shù)據(jù)線之間寄生電容的電容耦合，數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至第1電源側(cè)時，使變化至第1電源側(cè)的數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至第2電源側(cè)，設定為對應于灰度電平的電壓電平。
如此一來，可以有效利用對置電極與數(shù)據(jù)線間的寄生電容，在數(shù)據(jù)線驅(qū)動前使數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至所給與的方向。而且通過運算放大電路可以使電壓電平變化至與其變化方向相反的方向，從而將數(shù)據(jù)線設定為順應灰度電平的電壓電平。因而，能夠?qū)?shù)據(jù)線驅(qū)動時的電壓電平變化方向決定在1個方向，可以實現(xiàn)運算放大電路的低能耗等。
而且在本發(fā)明中，在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間和對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間的轉(zhuǎn)換時的所給與的期間中，數(shù)據(jù)線可以設定為高阻抗狀態(tài)。
依據(jù)本發(fā)明，在對置電極為第1、第2電壓電平期間的轉(zhuǎn)換時所給與的期間(包含轉(zhuǎn)換的定時期間)中，數(shù)據(jù)線設定為高阻抗狀態(tài)(非驅(qū)動狀態(tài))。如此一來，可以例如有效利用對置電極與數(shù)據(jù)線間的寄生電容，在數(shù)據(jù)線驅(qū)動前使數(shù)據(jù)線變?yōu)橄Ｍ碾妷弘娖交蚩梢酝ㄟ^對置電極的電壓電平變化使從數(shù)據(jù)線流過來的電荷返回電源方等。
而且本發(fā)明是關于一種驅(qū)動方法，用于驅(qū)動具有多條掃描線、多條數(shù)據(jù)線和由掃描線及數(shù)據(jù)線所確定的像素電極的電光學裝置，進行將夾電光學物質(zhì)和像素電極對置的對置電極的在該掃描期間的電壓電平設定為與在之前的掃描期間的電壓電平不同的電壓電平的掃描線反相驅(qū)動，在第M掃描期間將對置電極的電壓電平設定為第1、第2電壓電平之一的一方電壓電平進行驅(qū)動，在上述第M掃描期間的下一個設有虛擬掃描期間，在該虛擬掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為與上述一方電壓電平不同的另一方電壓電平進行驅(qū)動，在上述虛擬掃描期間的下一個第1掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為上述一方電壓電平進行驅(qū)動。
而且在本發(fā)明中，可以在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間，由第1運算放大器驅(qū)動數(shù)據(jù)線，在對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間，由第2運算放大器驅(qū)動數(shù)據(jù)線。
而且在本發(fā)明中，可以在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間與對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間的轉(zhuǎn)換時的所給與的期間，將數(shù)據(jù)線設定為高阻抗狀態(tài)。


圖1是表示液晶裝置構(gòu)成例的框圖。
圖2是表示數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路構(gòu)成例的框圖。
圖3是表示掃描線驅(qū)動電路構(gòu)成例的框圖。
圖4是關于液晶裝置中各種反相驅(qū)動方式的說明圖。
圖5是表示對置電極、數(shù)據(jù)線電壓電平變化的定時波形圖。
圖6是表示AB級運算放大電路的構(gòu)成例圖。
圖7A、圖7B是關于按照VCOM的轉(zhuǎn)換轉(zhuǎn)換運算放大器的方法說明圖。
圖8是表示P型運算放大器的構(gòu)成例圖。
圖9是表示N型運算放大器的構(gòu)成例圖。
圖10是關于在VCOM轉(zhuǎn)換時將運算放大電路的輸出設定為高阻抗狀態(tài)的方法說明圖。
圖11A、圖11B也是關于在VCOM轉(zhuǎn)換時將運算放大電路的輸出設定為高阻抗狀態(tài)的方法說明圖。
圖12A、圖12B是關于存儲電容方式、附加電容方式的說明圖。
圖13是表示對置電極、數(shù)據(jù)線、掃描線的電壓電平變化的定時波形圖。
圖14是關于對置電極與數(shù)據(jù)線間的寄生電容的說明圖。
圖15是關于對置電極與數(shù)據(jù)線間的寄生電容的說明圖。
圖16是關于因寄生電容引起的數(shù)據(jù)線電壓電平變化圖。
圖17是對本實施方式驅(qū)動方法說明用的定時波形圖。
圖18是關于運算放大電路詳細構(gòu)成例的示意圖。
圖19A、圖19B是對控制運算放大電路的電流源接通、斷開的方法說明用的定時波形圖。
圖20是對控制驅(qū)動晶體管接通、斷開的方法說明用的定時波形圖。
圖21A、圖21B、圖21C是關于在運算放大電路的輸出設置箝位電路的方法的說明圖。
圖22A、圖22B、圖22C是關于基于設置箝位電路的低能耗方法的說明圖。
圖23是關于掃描線反相驅(qū)動的說明圖。
圖24是對不設置虛擬掃描期間時的問題點說明用的定時波形圖。
圖25是對設置虛擬掃描期間的方法說明用的定時波形圖。
實施方式以下使用附圖詳細說明本實施方式。
另外以下說明的本實施方式對權(quán)利要求記載的本發(fā)明的內(nèi)容沒有任何限定。另外在本實施方式說明的構(gòu)成作為本發(fā)明的解決手段不一定全都是必須的。
1.液晶裝置圖1表示應用本實施方式的運算放大電路的液晶裝置的框圖實例。
該液晶裝置10(廣義稱顯示裝置)包含顯示面板12[狹義稱LCD(Liquid Crystal Display)面板]、數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路20(狹義稱源極驅(qū)動器)、掃描線驅(qū)動電路30(狹義稱柵極驅(qū)動器)、控制器40、電源電路42。另外液晶裝置中無須包含這些所有的電路塊，構(gòu)成可以省略其一部分電路塊。
在這里，顯示面板12(廣義稱電光學裝置)包含多條掃描線(狹義稱柵極線)、多條數(shù)據(jù)線(狹義稱源極線)和由掃描線、數(shù)據(jù)線所特定的像素電極。這種場合，通過在數(shù)據(jù)線連接薄膜晶體管TFT(ThinFilm Transistor，廣義稱開關元件)、在該TFT連接像素電極，可以構(gòu)成有源矩陣型的液晶裝置。
具體地說，顯示面板12由有源矩陣基片(例如玻璃基片)形成。在該有源矩陣基片上配置有多條在圖1的Y方向排列、分別向X方向延伸的掃描線G1～GM(M為2以上的自然數(shù))和多條在Y方向排列、分別向Y方向延伸的數(shù)據(jù)線S1～SN(N為2以上的自然數(shù))。另外在對應于掃描線GK(1≤K≤M，K為自然數(shù))與數(shù)據(jù)線SL(1≤L≤N，L為自然數(shù))的交叉點的位置設置有薄膜晶體管TFTKL(廣義稱開關元件)。TFTKL的柵極連接于掃描線GK，TFTKL的源極連接于數(shù)據(jù)線SL，TFTKL的漏極連接于像素電極PEKL。在該像素電極PEKL與隔液晶元件(廣義稱電光學物質(zhì))與像素電極PEKL相對的對置電極VCOM(共電極)之間，形成液晶電容CLKL(液晶元件)及輔助電容CSKL。而且在形成TFTKL、像素電極PEKL等的有源矩陣基片與形成對置電極VCOM的對置基片之間封入液晶，液晶元件的透射率按照像素電極PEKL與對置電極VCOM間的附加電壓變化。
另外給與對置電極VCOM的電壓電平(第1、第2電壓電平)由電源電路42生成。另外不使對置電極VCOM在對置基片上全面形成，可以對應各掃描線形成帶狀。
數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路20根據(jù)圖像數(shù)據(jù)驅(qū)動顯示面板12的數(shù)據(jù)線S1～SN。另一方面，掃描線驅(qū)動電路30依次掃描驅(qū)動顯示面板12的掃描線G1～GM控制器40按照由無圖示的中央處理裝置(Central ProcessingUnit以下簡稱CPU)等的主機設定的內(nèi)容控制數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路20、掃描線驅(qū)動電路30及電源電路42。具體地說，控制器40對數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路20及掃描線驅(qū)動電路30供給例如在工作方式設定或內(nèi)部生成的垂直同步信號或水平同步信號，對電源電路42進行對置電極VCOM電壓電平的極性反相定時控制。
電源電路42根據(jù)外部供給的基準電壓，生成驅(qū)動顯示面板12所需要的各種電壓電平(灰度電壓)或?qū)χ秒姌OVCOM的電壓電平。
這種結(jié)構(gòu)的液晶裝置10在控制器40的控制下，根據(jù)外部供給的圖像數(shù)據(jù)，由數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路20、掃描線驅(qū)動電路30及電源電路42協(xié)調(diào)，驅(qū)動顯示面板12。
另外在圖1的構(gòu)成為液晶裝置10包含控制器40，但也可以在液晶裝置10的外部設置控制器40?；蛘咭部梢詫⒅鳈C與控制器40一起包含與液晶裝置10。另外也可以在顯示面板12上形成數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路20、掃描線驅(qū)動電路30、控制器40、電源電路42的一部分或全部。
1.1數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路圖2示意圖1的數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路20的構(gòu)成例。
數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路20包含移位寄存器22、線閂鎖24、26、DAC28(數(shù)字、模擬變換電路。廣義稱數(shù)據(jù)電壓生成電路)、輸出緩沖器29(運算放大電路)。
移位寄存器22與各數(shù)據(jù)線對應設置，包含依次連接的多臺觸發(fā)器。當與時鐘信號CLK同步保持許可輸入輸出信號EIO時，該移位寄存器22依次將許可輸入輸出信號EIO與時鐘信號CLK同步移動到鄰接的觸發(fā)器。
由控制器40例如以18比特[6比特(灰度數(shù)據(jù))×3(RGB各色)]單位向線閂鎖24輸入圖像數(shù)據(jù)(DIO)。線閂鎖24將該圖像數(shù)據(jù)(DIO)與由移位寄存器22各觸發(fā)器依次移位的啟動輸入輸出信號EIO同步閂鎖。
線閂鎖26與由控制器40供給的水平同步信號LP同步，將由線閂鎖24閂鎖的水平掃描單位的圖像數(shù)據(jù)閂鎖。
DAC28生成應供給各數(shù)據(jù)線的模擬數(shù)據(jù)電壓。具體地說，DAC28根據(jù)來自閂鎖器26的數(shù)字圖像數(shù)據(jù)，選擇來自圖1的電源電路42的灰度電壓的某一個，輸出對應于數(shù)字圖像數(shù)據(jù)的模擬數(shù)據(jù)電壓。
輸出緩沖器29緩沖來自DAC28的數(shù)據(jù)電壓，向數(shù)據(jù)線輸出，驅(qū)動數(shù)據(jù)線。具體地說，輸出緩沖器29包含設置于各數(shù)據(jù)線的電壓跟隨器連接的運算放大電路OPC，這些各運算放大電路OPC阻抗變換來自DAC28的數(shù)據(jù)電壓，向各數(shù)據(jù)線輸出。
另外在圖2中，構(gòu)成為將數(shù)字圖像數(shù)據(jù)進行數(shù)字、模擬變換，通過輸出緩沖器29向數(shù)據(jù)線輸出，但也可以構(gòu)成為將模擬圖像信號取樣保持，通過輸出緩沖器29向數(shù)據(jù)線輸出。
1.2掃描線驅(qū)動電路圖3示意圖1的掃描線驅(qū)動電路30的構(gòu)成例。
掃描線驅(qū)動電路30包含移位寄存器32、電平移動器34、輸出緩沖器36。
移位寄存器32包含對應各掃描線設置、依次連接的多臺觸發(fā)器。當將許可輸入輸出信號EIO與時鐘信號CLK同步保持于觸發(fā)器時，該移位寄存器32與時鐘信號CLK同步依次將啟動輸入輸出信號EIO向鄰接的觸發(fā)器移位。在這里，輸入的啟動輸入輸出信號EIO為由控制器40供給的垂直同步信號。
電平移動器34將來自移位寄存器32的電壓電平向適應顯示面板12的液晶元件和TFT晶體管能力的電壓電平移動。作為該電壓電平需要例如20V～50V的高電壓電平，因此采用與其它邏輯電路部不同的高耐壓技術(shù)。
輸出緩沖器36緩沖由電平移動器34所移位的掃描電壓，向掃描線輸出，驅(qū)動掃描線。
2.運算放大電路2.1線路反相驅(qū)動液晶元件有當長時間附加直流電壓時會劣化的性質(zhì)。因此需要使附加于液晶元件的電壓極性在規(guī)定期間反相的驅(qū)動方式。作為這這種驅(qū)動方式，如圖4所示，有幀反相驅(qū)動、掃描(柵極)線反相驅(qū)動、數(shù)據(jù)(源極)線反相驅(qū)動、點反相驅(qū)動等。
其中，幀反相驅(qū)動消耗電力低，但有畫質(zhì)不太好的缺點。另外數(shù)據(jù)線反相驅(qū)動、點反相驅(qū)動畫質(zhì)好，但有顯示面板的驅(qū)動需要高電壓的缺點。
因此在本實施方式中，采用了圖4的掃描線反相驅(qū)動。在該掃描線反相驅(qū)動中，附加于液晶元件的電壓在每一掃描期間(每一掃描線)極性被反相。例如在第1掃描期間(掃描線)，向液晶元件附加正極性的電壓；在第2掃描期間，附加負極性的電壓；在第3掃描期間，附加正極性的電壓。另一方面，在下一個幀中，下次在第1掃描期間，向液晶元件附加負極性的電壓；在第2掃描期間，附加正極性的電壓；在第3掃描期間，附加負極性的電壓。
而且，在該掃描線反相驅(qū)動中，對置電極VCOM的電壓電平在每一掃描期間，極性被反相。
具體地說，如圖5所示，在正極期間T1(第1期間)，對置電極VCOM的電壓電平變?yōu)閂C1(第1電壓電平)；在負極期間T2(第2期間)，變?yōu)閂C2(第2電壓電平)。
在這里，正極的期間T1為數(shù)據(jù)線S(像素電極)的電壓電平比對置電極VCOM的電壓電平高的期間。在該期間T1向液晶元件附加正極性的電壓。另一方面，負極的期間T2，為數(shù)據(jù)線S的電壓電平比對置電極VCOM電壓電平低的期間。在該期間T2向液晶元件附加負極性的電壓。另外VC2是以所給與的電壓電平為基準使VC1極性反相的電壓電平。
這樣通過使VCOM極性反相，可以降低顯示面板驅(qū)動所需要的電壓。由此可以降低驅(qū)動電路的耐壓，驅(qū)動電路制造工藝簡單化，低成本化。
但是，用這種使VCOM極性反相的方法，從電路低能耗這一角度發(fā)現(xiàn)有以下說明那樣的課題。
例如如圖5的A1、A2所示，從期間T1向期間T2轉(zhuǎn)換時，數(shù)據(jù)線S的電壓電平有時變化為低電位側(cè)(A1)，同時有時變化為高電位側(cè)(A2)。同樣如圖5的A3、A4所示，從期間T2轉(zhuǎn)換為期間T1時，數(shù)據(jù)線S的電壓電平有時變化為高電位側(cè)(A3)，同時有時變化為低電位側(cè)(A4)。
例如在期間T1的數(shù)據(jù)線S的灰度為63、在期間T2的灰度也為63時，如圖5的A1所示，數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為低電位側(cè)。另一方面在期間T1的數(shù)據(jù)線S的灰度為0、在期間T2的灰度也為0時，數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為高電位側(cè)。
這樣，在有源矩陣型液晶裝置中，使VCOM極性反相時，數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化方向依靠灰度電平。因此出現(xiàn)了不能直接采用特開平7-98577號公報中公布的單純矩陣型液晶裝置的低能耗技術(shù)的課題。
為此，在現(xiàn)有的有源矩陣型液晶裝置中，作為數(shù)據(jù)線驅(qū)動用的運算放大電路(圖2的輸出緩沖器29所含的POC)，采用了圖6所示的AB級(推挽式)運算放大電路。
該AB級運算放大電路包含差動部300和含有P型(廣義稱第1導電型)驅(qū)動晶體管PT53及N型(廣義稱第2導電型)驅(qū)動晶體管NT55的輸出部310。
在這里，差動部300包含在差動部300的輸出DQ共同連接柵極的P型晶體管PT51、PT52和在差動部300的輸入I、XI連接柵極的N型晶體管NT51、NT52和電流源IS51。
輸出部310包含由在差動部300的輸出XDQ(反相輸出)連接柵極的N型晶體管NT53及電流源IS52構(gòu)成的反相電路。另外包含在差動部300的輸出XDQ連接柵極的P型驅(qū)動晶體管PT53、在上述反相電路的輸出BQ連接柵極的N型驅(qū)動晶體管NT55、在VSS連接柵極的N型晶體管NT54和相位補償用的電容CC。
另外在圖6的運算放大電路中，輸出部310的輸出Q被連接于差動部300的輸入XI(反相輸入)，變成電壓跟隨器連接。
另外電流源IS51、IS52可由在基準電壓(恒壓)連接柵極的N型晶體管構(gòu)成。
在圖6所示的AB級運算放大電路中，輸出部310含有P型驅(qū)動晶體管PT53和N型驅(qū)動晶體管NT55兩種。因而在圖5的A1、A4的場合，由于N型驅(qū)動晶體管NT55工作，可以使數(shù)據(jù)線S的電壓電平迅速降低為低電位側(cè)。另一方面，在圖5的A2、A3的場合，由于P型驅(qū)動晶體管PT53工作，因此可以使數(shù)據(jù)線S的電壓電平迅速上升到高電位側(cè)。因而在一邊使對置電極VCOM極性反相一邊進行掃描線反相驅(qū)動的液晶裝置中，作為數(shù)據(jù)線驅(qū)動電路的輸出緩沖器所含的運算放大電路，在大部分場合使用了圖6的AB級運算放大電路。
但是，在該圖6的AB級運算放大電路中，有電流I51、I52、I53的通路等3條電流流動的通路，因此缺點是浪費的電流多，消耗電力大。特別是在這種AB級運算放大電路中，為了適當控制驅(qū)動晶體管PT53、NT55的柵極，也有很多電路的構(gòu)成為4條以上的電流通路，這樣的電路構(gòu)成消耗電力更大。另外當為降低消耗電力將電流I51、I52、I53集中時，又會出現(xiàn)響應速度減低或頻率特性惡化等問題。
而且該圖6的運算放大電路如圖2所示，對應各數(shù)據(jù)線被設置多條。因此當各運算放大電路的消耗電力增加時，液晶裝置的消耗電力只增加運算放大電路的個數(shù)的部分，出現(xiàn)大大妨礙低能耗的課題。
因此在本實施方式中，為了解決這一課題，采用了以下說明的方法。
2.2運算放大器的轉(zhuǎn)換首先在本實施方式中，適應對置電極VCOM的電壓電平轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換了驅(qū)動數(shù)據(jù)線的運算放大器。
具體地說，如圖7A所示，在對置電極VCOM的電壓電平變?yōu)閂C1(第1電壓電平)的期間T1(第1期間、圖5的正極期間)，使用運算放大器OP1驅(qū)動數(shù)據(jù)線。另一方面，在VCOM的電壓電平變?yōu)閂C2(使VC1極性反相的第2電壓電平)的期間T2(第2期間、圖5的負極期間)，使用與OP1不同的運算放大器OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線。
在圖7B示出能夠?qū)崿F(xiàn)這種驅(qū)動方法的運算放大電路的構(gòu)成例。該運算放大電路包含運算放大器OP1(P型第1運算放大器)、運算放大器OP2(N型第2放大器)和選擇電路70在這里，運算放大器OP1(P型)如圖7B所示，包含差動部50和含有P驅(qū)動型晶體管PT13及電流源IS12的輸出部52。在這里，P型驅(qū)動晶體管PT13通過差動部50的輸出(反相輸出)來控制柵極。
另外運算放大器OP2(N型)如圖7B所示，包含差動部60和含有N型驅(qū)動晶體管NT23及電流源IS22的輸出部62。在這里N型驅(qū)動晶體管NT23通過差動部60的輸出(反相輸出)控制柵極。
還有，電流源IS12、IS22用于流動恒電流，可以由在柵極連接基準電壓的N型晶體管、耗盡型晶體管或電阻元件等構(gòu)成。另外在圖7B中，也可以為不設電流源IS12或IS22的結(jié)構(gòu)。
選擇電路70在對置電極VCOM為VC1的場合(期間T1的場合)，選擇運算放大器OP1的輸出Q1連接于數(shù)據(jù)線S。另一方面，在VCOM為VC2的場合(期間T2的場合)，選擇運算放大器OP2的輸出Q2連接于數(shù)據(jù)線S。這樣，在期間T1可以由運算放大器OP1驅(qū)動數(shù)據(jù)線S，在期間T2可以由運算放大器OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線S。
圖8表示運算放大器OP1的構(gòu)成例。該OP1是輸出部52包含P型驅(qū)動晶體管PT13同時不包含N型驅(qū)動晶體管的P型運算放大器。
運算放大器OP1的差動部50包含在差動部50的輸出DQ1共同連接柵極的P型晶體管PT11、PT12、在差動部50的輸入I1、XI1連接柵極的N型晶體管NT11、NT12和設于VSS(第2電源)側(cè)的電流源IS11。
運算放大器OP1的輸出部52包含在差動部50的輸出XDQ1(反相輸出)連接柵極的P型晶體管PT13、設于VSS側(cè)的電流源IS12和相位補償用的電容CC1。
另外在圖8的運算放大器OP1中，在差動部50的輸入XI1(反相輸入)連接該輸出Q1，變成電壓跟隨器連接。
圖9表示運算放大器OP2的構(gòu)成例，該OP2為輸出部62包含N型驅(qū)動晶體管NT23同時不包含P型驅(qū)動晶體管的N型運算放大器。
運算放大器OP2的差動部60包含設于VDD(第1電源)側(cè)的電流源IS21、在差動部60的輸入I2、XI2連接柵極的P型晶體管PT21、PT22和在差動部60的輸出DQ2共同連接柵極的N型晶體管NT21、NT22。
運算放大器OP2的輸出部62包含設于VDD側(cè)的電流源IS22、在差動部60的輸出XDQ2(反相輸出)連接柵極的N型晶體管NT23和相位補償用的電容CC2。
另外在圖9的運算放大器OP2中，在差動部60的輸入XI2(反相輸入)連接該輸出Q2，變成電壓跟隨器連接。
在圖8的運算放大器OP1中，電流流動的通路只有I11、I12的通路2條。同樣在圖9的運算放大器OP2中，電流流動的通路也只有I21、I22的通路2條。因而這些OP1、OP2與圖6所示的電流通路為3條以上那樣的AB級的運算放大電路相比，能夠減少浪費電流，實現(xiàn)低能耗。
另外在圖6的AB級運算放大電路中，當降低驅(qū)動晶體管PT53、NT55的電流供給能力時，會降低數(shù)據(jù)線的驅(qū)動能力。因此不能使向這些PT53、NT55的電路流動的電流I53變得那樣小。
對此，在圖8的運算放大器OP1中，在不太需要使輸出Q1的電壓電平下降到低電位側(cè)的情況(后述的圖17的B15)下，可以使向電流源IS12流動的電流IS12變得非常小。同樣在圖9的運算放大器OP2中，在不太需要使輸出Q2的電壓電平上升到高電位側(cè)的情況(后述的圖17的B5)下，可以使向電流源IS22流動的電流I22變得非常小。因此與圖6的不能使在輸出部310的電流I53變得那樣小的AB級運算放大電路相比，圖8、圖9的運算放大器OP1、OP2可以充分減少向輸出部52、62流動的電流I12、I22，能夠大大降低消耗電力。
另外在本實施方式中如圖7A所示，在期間T1，如上所述，只使用消耗電力非常少的運算放大器OP1，在期間T2，同樣只使用消耗電力非常少的運算放大器OP2。因而與在所有期間(T1及T2)使用圖6的低消耗電力多的AB級運算放大電路的現(xiàn)有方法相比，可以顯著降低液晶裝置的消耗電力。
而且圖7B所示的本實施方式的運算放大電路如圖2所示，對應各數(shù)據(jù)線設置，因為只有數(shù)據(jù)線的條數(shù)部分，所以其數(shù)量非常多。因而當可以使各運算放大電路的消耗電力變小時，可以使液晶裝置的消耗電力只減少運算放大電路的個數(shù)部分，能夠顯著降低液晶裝置的消耗電力。
2.3運算放大電路的輸出的高阻抗設定另外在本實施方式中，可以將運算放大電路的輸出設定為高阻抗狀態(tài)。
具體地說如圖10所示，在對置電極VCOM的電壓電平為VC1(第1電壓電平)期間T1(第1期間)和與VCOM為VC2(第2電壓電平)期間T2(第2期間)轉(zhuǎn)換時所給與的期間(包含轉(zhuǎn)換定時所給與的期間)，采用了將運算放大電路的輸出設定為高阻抗狀態(tài)(HIZ)的驅(qū)動方法。
將可以實現(xiàn)這種驅(qū)動方法的運算放大電路構(gòu)成例示于圖11A。該運算放大電路包含運算放大器OP1(P型)、運算放大器OP2(N型)和選擇電路70。而且在期間T1、T2轉(zhuǎn)換時所給與的期間，該選擇電路70的輸出被設定為高阻抗狀態(tài)。
具體地說，選擇電路70包含并聯(lián)連接P型晶體管和N型晶體管的傳輸門TG1、TG2(通路晶體管，廣義稱開關元件)。而且TG1由信號SEL1進行接通、斷開控制；TG2由信號SEL2進行接通、斷開控制。
圖11B表示使用SEL1、SEL2的TG1、TG2接通、斷開控制的定時波形圖。
如圖11B所示，在VCOM為VC1期間T1，當SEL1為有源(H電平)時，TG1接通(導通狀態(tài))。于是，選擇運算放大器OP1，OP1的輸出Q1被連接于數(shù)據(jù)線S。由此數(shù)據(jù)線S被P型運算放大器OP1所驅(qū)動。
另一方面，在VCOM為VC2期間T2，當SEL2變?yōu)橛性磿r，TG2接通。于是，選擇運算放大器OP2，OP2的輸出Q2被連接于數(shù)據(jù)線S。由此數(shù)據(jù)線S被N型運算放大器OP2所驅(qū)動。
而且當SEL1、SEL2都變?yōu)榉怯性?L電平)時，則TG1及TG2都斷開(非導通狀態(tài))。于是，不論由運算放大器OP1、OP2哪一個都不能驅(qū)動數(shù)據(jù)線S，數(shù)據(jù)線S變?yōu)楦咦杩範顟B(tài)(HIZ)。因此在期間T1、T2轉(zhuǎn)換時，可將數(shù)據(jù)線S設定為高阻抗狀態(tài)。
這樣，在本實施方式中，在期間T1或T2變?yōu)橛性矗易優(yōu)橛性吹钠陂g使用互不重疊的信號SEL1、SEL2，進行傳輸門TG1、TG2(開關元件)的接通、斷開控制。這樣，通過簡單的電路結(jié)構(gòu)和簡單的電路控制就能夠?qū)崿F(xiàn)由運算放大器OP1、OP2進行的數(shù)據(jù)線S的轉(zhuǎn)換驅(qū)動和數(shù)據(jù)線S的高阻抗設定。
另外在圖11A、圖11B中，通過將選擇電路70的輸出設定為高阻抗狀態(tài)的方法實現(xiàn)了運算放大電路的輸出高阻抗控制，但是通過將運算放大器OP1、OP2的輸出Q1、Q2設定為高阻抗狀態(tài)的方法等也可以實現(xiàn)。
3.低能耗的原理下面對本實施方式的低能耗方法的原理進行說明。
在液晶裝置中，為了保持在非選擇期間的像素電極的電壓電平、取得高質(zhì)量的圖像，輔助液晶電容用的輔助電容被連接于像素電極。作為這種輔助電容的形成方式，有圖12A所示的存儲容量方式和圖12B所示的附加電容方式。
在圖12A的存儲容量方式中，在像素電極與VCOM之間形成輔助電容CS。這可以通過例如在有源矩陣基片上另外設置VCOM的配線來實現(xiàn)。另一方面，在圖12B的附加電容方式中，在像素電極與前段的掃描線(柵極線)之間形成輔助電容CS。這可以通過使像素電極的圖案與前段的掃描線的圖案重疊配置來實現(xiàn)。
本實施方式的低能耗的方法既適用于圖12A的存儲容量方式的場合，也適用于圖12B附加電容方式的場合，下面為了說明簡單，以應用于圖12A的存儲容量的方式的場合為例進行說明。
另外在圖12A的存儲容量方式中，TFT的柵極、漏極間的寄生電容或柵極、源極間的寄生電容在控制數(shù)據(jù)線電壓電平的變化方向工作。與此相反，在圖12B附加電容方式中，VCOM的電壓電平變化時，前段掃描線的電壓電平也變化。因而該掃描線電壓電平的變化在幫助數(shù)據(jù)線電壓電平變化的方向發(fā)揮作用。因而在使數(shù)據(jù)線電壓電平按照VCOM電壓電平變化進行變化、利用該數(shù)據(jù)線電壓電平的變化達到低能耗的本實施方式的方法中，圖12B的附加電容方式更有效。
圖13概念表示在存儲容量方式的場合的數(shù)據(jù)線S、對置電極VCOM、掃描線G的信號波形的一例。
如圖13所示，數(shù)據(jù)線S及VCOM的電壓電平在每一掃描期間，以所給與的電壓電平為基準極性被反相。而且在數(shù)據(jù)線S的電位比VCOM高時，液晶元件的附加電壓變?yōu)檎龢O性；在VCOM的電位比數(shù)據(jù)線S高時，液晶元件的附加電壓變?yōu)樨摌O性。這樣，通過在每一掃描期間使液晶元件的附加電壓的極性反相，可以防止在液晶元件長時間附加直流電壓，以圖延長液晶元件的壽命。
如圖13所示，當VCOM極性反相，其電壓電平從VC1變化為VC2或者從VC2變化為VC1時，通過VCOM與數(shù)據(jù)線S間寄生電容的電容耦合，VCOM的電壓電平的變化被傳遞給數(shù)據(jù)線S。
在這里如圖14所示，VCOM與數(shù)據(jù)線S之間每1像素的寄生電容CPAPIX如下式所示。
CPAPIX＝{1/CDS+1/(CL+CS)}-1(1)在上式(1)中，CDS為TFT的漏極、源極間的寄生電容，CL為液晶電容，CS為輔助電容。另外在上式(1)中，關于TFT的柵極、漏極間的寄生電容或柵極、源極間的寄生電容忽略不計。
而且如圖15所示，VCOM與數(shù)據(jù)線S之間每1數(shù)據(jù)線的寄生電容CPA如下式所示。
CPA＝CPAPIX×(M-1) (2)在上式(2)中，M為掃描線的條數(shù)。在上式(2)中，之所以不是CPAPIX×M、而是CPAPIX×(M-1)，是因為寄生電容CPAPIX對由掃描線所選擇的像素沒有影響的緣故。
例如在上式(1)、(2)中，當CL+CS＝0.1pf(皮可法)、CDS＝0.05pf、掃描線數(shù)M＝228時，每1像素的寄生電容CPAPIX約為0.33pf，每1數(shù)據(jù)線的寄生電容CPA約為7.6pf。
這樣在VCOM與數(shù)據(jù)線之間帶有不容忽視的寄生電容CPA。因而如圖16所示，當數(shù)據(jù)線S處于非驅(qū)動狀態(tài)、VCOM的電壓電平發(fā)生變化時，由于寄生電容CPA的電容耦合，數(shù)據(jù)線S的電壓電平也發(fā)生變化。
例如，如圖16所示，當VCOM的電壓電平從VC1變化為VC2或者從VC2變化為VC1時，數(shù)據(jù)線S的電壓電平也從VS1變化為VS2或者從VS2變化為VS1。這時，在數(shù)據(jù)線S沒有其它寄生電容那樣理想的場合，變?yōu)閂S2-VS1＝VC2-VC1。但是實際上因為數(shù)據(jù)線S與基片之間或數(shù)據(jù)線S與大氣之間等也存在寄生電容，因此變?yōu)閂S2-VS1＜VC2-VC1。
在本實施方式中，積極利用因這種寄生電容CPA引起的數(shù)據(jù)線S的電壓電平的變化，實現(xiàn)了液晶裝置的低能耗。
例如，在圖17的定時波形圖的B1，對置電極VCOM的電壓電平從VSS(第2電源)側(cè)的VC1變化為VDD(第1電源)側(cè)的VC2。這時在本實施方式中，通過該電壓電平轉(zhuǎn)換的定時，如B2所示，將數(shù)據(jù)線S(運算放大電路的輸出)設定為高阻抗狀態(tài)(參照圖10～圖11B)這樣，當將數(shù)據(jù)線S設定為高阻抗狀態(tài)時，數(shù)據(jù)線S變?yōu)榉球?qū)動狀態(tài)。因而通過VCOM與數(shù)據(jù)線S間的寄生電容CPA(參照圖14～圖16)，如圖17的B3所示，數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為VDD側(cè)(高電位側(cè))。
而且在本實施方式中，如圖17的B4所示，在VCOM變?yōu)閂C2的期間T2，由N型運算放大器OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線S(參照圖7A～圖9)。因而如圖17的B3所示，變化為VDD側(cè)的數(shù)據(jù)線的電壓電平如B5所示，通過運算放大器OP2的驅(qū)動變化為VSS側(cè)(低電位側(cè))，設定為對應于灰度電平(參照圖5)的B6所示的電壓電平。
這種場合，OP2如圖9所示，為含有N型驅(qū)動晶體管NT23的N型運算放大器。因而利用設于該VSS側(cè)的驅(qū)動晶體管NT23的驅(qū)動能力，如圖17的B5所示，能夠容易地使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為VSS側(cè)(低電位側(cè))。反過來說，因為無須使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為VDD側(cè)(高電位側(cè))，所以可以減少向圖9的電流源IS22流動的電流(或者可以失去)。因而會實現(xiàn)運算放大電路的低能耗，也會實現(xiàn)液晶裝置的低能耗。
另一方面，在圖17的B11中，VCOM的電壓電平從VDD側(cè)的VC2變化為VSS側(cè)的VC1。這種場合，在本實施方式中，通過該電壓電平的轉(zhuǎn)換的定時，如B12所示，將數(shù)據(jù)線S設定為高阻抗狀態(tài)。
這樣，當將數(shù)據(jù)線S設定為高阻抗狀態(tài)時，數(shù)據(jù)線S變?yōu)榉球?qū)動狀態(tài)。因而通過VCOM與數(shù)據(jù)線S之間的寄生電容CPA，如圖17的B13所示，數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為VSS側(cè)。
而且在本實施方式中，如圖17的B14所示，在VCOM變?yōu)閂C1期間T1，由P型運算放大器OP1驅(qū)動數(shù)據(jù)線S，。因而如圖17的B13所示，變化為VSS側(cè)的數(shù)據(jù)線的電壓電平如B15所示，通過運算放大器OP1的驅(qū)動，變化為VDD側(cè)，設定為B16所示對應于灰度電平的電壓電平。
這時，OP1如圖8所示，為含有P型驅(qū)動晶體管PT13的P型運算放大器。因而利用于該VDD側(cè)的驅(qū)動晶體管PT13的驅(qū)動能力，如圖17的B15所示，能夠容易地使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為VDD側(cè)。反過來說，因為無須使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為VSS側(cè)，因此可以減少向圖8的電流源IS12流動的電流(或者可以失去)。因而可以實現(xiàn)運算放大電路的低能耗，也可以實現(xiàn)液晶裝置的低能耗。
例如，在VCOM的電壓電平轉(zhuǎn)換時，用不把數(shù)據(jù)線S設定為高阻抗狀態(tài)的方法，通過運算放大電路，數(shù)據(jù)線S常變?yōu)轵?qū)動狀態(tài)。因而，VCOM的電壓電平即使變化，通過寄生電容CPA的電容耦合，數(shù)據(jù)線S的電壓電平如圖17的B3或B13所示，不發(fā)生變化。因而，如在圖5的A1～A4說明的，使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化的方向不依靠灰度電平，不能特定為一個方向。因此不得不使用以相同驅(qū)動力使數(shù)據(jù)線S的電壓電平既向VDD側(cè)也向VSS側(cè)變化的圖6的AB級運算放大電路。而且因為該AB級運算放大電路消耗電力大，因此不能實現(xiàn)液晶裝置的低能耗。
對此，在本實施方式中，通過積極利用VCOM與數(shù)據(jù)線S間的寄生電容CPA，如圖17的B3或B13所示，成功地使數(shù)據(jù)線S的電壓電平在數(shù)據(jù)線S驅(qū)動前變化為VDD側(cè)或VSS側(cè)。
而且如圖17的B3所示，數(shù)據(jù)線S的電壓電平在其驅(qū)動前變化為VDD側(cè)時，其后使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化的方向不依靠灰度電平，變?yōu)閂SS側(cè)。因而作為驅(qū)動數(shù)據(jù)線S的運算放大器，可以使用VDD側(cè)的驅(qū)動力弱而VSS側(cè)的驅(qū)動力強的N型運算放大器OP2。
另一方面，如圖17的B13所示，數(shù)據(jù)線S的電壓電平在其驅(qū)動前變化為VSS側(cè)時，其后使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化的方向不依靠灰度電平，變?yōu)閂DD側(cè)。因而作為驅(qū)動數(shù)據(jù)線S的放大器，可以使用VSS側(cè)的驅(qū)動力弱而VDD側(cè)的驅(qū)動力強的P型運算放大器OP1運算。
而且這些P型、N型運算放大器OP1、OP2消耗電力都小。因此如果根據(jù)本實施方式，比使用圖6的AB級運算放大電路的方法低能耗顯著。
另外，當CPA以外的其它寄生電容(例如與大氣間的寄生電容)大時，在圖17的B3、B13的數(shù)據(jù)線S電壓電平變化幅度變小。而且當數(shù)據(jù)線S的電壓電平的變化幅度小時，由于灰度電平，在圖17的B5中，必須使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為相反的VDD側(cè)或者在B15中，必須使它變化為相反的VSS側(cè)。
但是即使在產(chǎn)生這種情況時，在B3的電壓電平的變化也會幫助驅(qū)動N型的運算放大器OP2。即可以縮短運算放大器OP2的電流源IS22(參照圖9)使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為VDD側(cè)的時間。同樣，在B13的電壓電平的變化也會幫助P型運算放大器OP1的驅(qū)動。即可以縮短運算放大器OP1的電流源IS12(參照圖8)使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化為VSS側(cè)的時間。
另外在圖17中，通過將運算放大電路的輸出設定為高阻抗狀態(tài)，如B3、B13所示，使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化，但通過例如使用使電壓電平變化用的附加晶體管(例如預充電用晶體管)的其它方法，在VCOM的轉(zhuǎn)換時，也可以使數(shù)據(jù)線S的電壓電平變化。
但是，如圖17所示，如果按照將運算放大電路的輸出設定為高阻抗狀態(tài)的方法，有效利用由VCOM對顯示面板的充放電，能夠使數(shù)據(jù)線S的電壓電平如B3、B13所示那樣變化。因而與使用附加晶體管的上述方法相比，可以進一步實現(xiàn)低能耗。
4.運算放大電路的詳細例圖18表示運算放大電路的詳細構(gòu)成例。
圖18的運算放大電路之所以與在圖7A～圖11B說明過的運算放大電路不同，在于運算放大器OP1包含N型晶體管NT14、NT16、P型晶體管PT14；運算放大器OP2包含P型晶體管PT24、PT26、N型晶體管NT24。
另外在圖18中，在柵極連接基準電壓(偏壓)VB1的N型晶體管NT13、NT15；在柵極連接基準電壓VB2的P型晶體管PT23、PT25分別相當于圖8、圖9的電流源IS11、IS12、IS21、IS22的。另外RP為運算放大電路輸出靜電保護用的電阻。
4.1電流源的接通、斷開控制在本實施方式中，使用圖18的晶體管NT14、NT16、PT24、PT26，對運算放大器OP1、OP2的電流源IS11(NT13)、IS12(NT15)、IS21(PT23)、IS22(PT25)進行接通、斷開控制，實現(xiàn)了運算放大器工作的接通、斷開控制。
在這里，在N型晶體管NT14、NT16的柵極連接了信號OFF1D、OFF1Q；在P型晶體管PT24、PT26的柵極連接了信號XOFF2D、XOFF2Q。而且這些OFF1D、OFF1Q、XOFF2D、XOFF2Q例如如圖19A的定時波形圖所示，被信號控制。另外XOFF2D、XOFF2Q的‘X’意思為負邏輯。
例如，在對置電極VCOM變?yōu)閂C1的期間T1(第1期間)，OFF1D、OFF1Q變?yōu)镠電平(有源)，圖18的N型晶體管NT14、NT16接通。由此，向運算放大器OP1的電流源IS11(NT13)、IS12(NT15)流動的電流接通，運算放大器OP1變?yōu)楣ぷ鳡顟B(tài)。
另外，在該期間T1，XOFF2D、XOFF2Q變?yōu)镠電平(非有源)，P型晶體管PT24、PT26斷開。由此，向運算放大器OP2的電流源IS21(PT23)、IS22(PT25)流動的電流斷開，運算放大器OP2變成非工作狀態(tài)。
這樣，在期間T1，通過將運算放大器OP1設定為工作狀態(tài)，同時將運算放大器OP2設定為非工作狀態(tài)，可以實現(xiàn)低能耗。即與OP1、OP2都變?yōu)楣ぷ鳡顟B(tài)的場合相比，消耗電力可以控制一半。而且在期間T1，由選擇電路70只選擇運算放大器OP1的輸出，數(shù)據(jù)線S由該OP1驅(qū)動。因而在該期間T1，運算放大器OP2即使變?yōu)榉枪ぷ鳡顟B(tài)，對數(shù)據(jù)線S的驅(qū)動也無妨礙。
在對置電極VCOM變?yōu)閂C2的期間T2(第2期間)，OFF1D、OFF1Q變?yōu)長電平(非有源)，圖18的N型晶體管NT14、NT16斷開。由此，向運算放大器OP1的電流源IS11、IS12流動的電流斷開，運算放大器OP1變?yōu)榉枪ぷ鳡顟B(tài)。
另外在該期間T2，XOFF2D、XOFF2Q變?yōu)長電平(有源)，P型晶體管PT24、PT26接通。由此，向運算放大器OP2電流源IS21、IS22流動的電流接通，運算放大器OP2變?yōu)楣ぷ鳡顟B(tài)。
這樣，在期間T2，通過將運算放大器OP2設定為工作狀態(tài)，同時將運算放大器OP1設定為非工作狀態(tài)，可以實現(xiàn)低能耗。即與OP1、OP2都變?yōu)楣ぷ鳡顟B(tài)的場合相比，消耗電力能夠控制一半。而且在期間T2，由選擇電路70只選擇運算放大器OP2的輸出，數(shù)據(jù)線S由該OP2驅(qū)動。因而在該期間T2，即使運算放大器OP1變?yōu)榉枪ぷ鳡顟B(tài)，對數(shù)據(jù)線S的驅(qū)動也無妨礙。
這樣在本實施方式中，通過設置由信號OFF1D、OFF1Q、XOFF2D、XOFF2Q所控制的晶體管NT14、NT16、PT24、PT26，使不使用一方的運算放大器的電流源斷開，成功地實現(xiàn)了運算放大電路的低能耗。
另外，如圖19B所示的定時波形圖所示，可以對OFF1D、OFF1Q、XOFF2D、XOFF2Q進行信號控制。
即在圖19B中，OFF1D、XOFF2D按照期間T1、T2的轉(zhuǎn)換進行變化，而OFF1Q、XOFF2Q不變化。而且OFF1Q被固定為H電平，另一方面XOFF2Q被固定為L電平。
而且通過使OFF1D、XOFF2D變化，圖18的運算放大器OP1、OP2的差動部所含的電流源IS11、IS21被接通、斷開控制。
另一方面，通過將OFF1Q、XOFF2Q固定為H電平、L電平，運算放大器OP1、OP2的輸出部所含的電流源IS12、IS22常處于接通狀態(tài)。
例如當向運算放大器差動部電流源IS11、IS21流動的電流大時，因為能夠提高運算放大器的響應速度或頻率特性，這些電流一般都是大的。因而通過對向電流源IS11、IS21流動的電流進行接通、斷開控制，能夠更有效地實現(xiàn)低能耗。
另一方面，如在圖17的B5、B15說明過的，在本實施方式中，對運算放大器輸出部的電流源IS12、IS22不太要求電流供給能力(驅(qū)動能力)。因而關于向這些電流源IS12、IS22流動的電流，即使不進行接通、斷開控制、通常為接通狀態(tài)，根據(jù)信號SEL1、SEL2，通過PT14、，NT24，PT13、NT23斷開，因此不太增加消耗電力。而且如果通常使電流向電流源IS12、IS22流動，可以使運算放大器OP1、OP2的輸出Q1、Q2的電壓電平穩(wěn)定化，在驅(qū)動晶體管PT13、NT23斷開時，可以將輸出Q1、Q2的電壓電平設定為L電平(VSS)、H電平(VDD)，由此如后面所述，可以有效防止因輸出Q1、Q2的電壓電平不穩(wěn)定產(chǎn)生的問題。
另外在圖19A、圖19B中，對向電流源IS11、IS12、IS21、IS22流動的電流進行斷開控制，但可以不使這些電流完全斷開，限制電流少一點。
4.2驅(qū)動晶體管的接通、斷開控制在本實施方式中，使用圖18的晶體管PT14、NT24，對運算放大器OP1、OP2的驅(qū)動晶體管PT13、NT23進行接通、斷開控制，防止了OP1、OP2的輸出Q1、Q2變成不穩(wěn)定狀態(tài)。
在這里，在P型晶體管PT14的柵極連接信號SEL1。該SEL1也被用于對傳輸門TG1的接通、斷開控制，是指示運算放大器OP1的選擇、非選擇的信號(參照圖11A、圖11B)。
另外在N型晶體管NT2 4的柵極連接信號SEL2的反相信號。該SEL2也被用于傳輸門TG2的接通、斷開控制，是指示運算放大器OP2的選擇、非選擇的信號。
這些SEL1、SEL2例如如圖20的定時波形圖所示，被信號控制。
例如在對置電極VCOM變?yōu)閂C1的期間T1，SEL1變?yōu)镠電平(有源)，圖18的傳輸門TG1接通。因而選擇運算放大器OP1，其輸出Q1被連接于數(shù)據(jù)線S。
另一方面，在該期間T1，SEL2變?yōu)長電平(非有源)，輸入該SEL2的反相信號的N型晶體管NT24接通。由此，連接于驅(qū)動晶體管NT23柵極的XDQ2變?yōu)長電平，NT23斷開。因而運算放大器OP2的輸出Q2的電壓電平由電流源IS22拉向VDD側(cè)，被設定為H電平。即，在運算放大器OP2變?yōu)榉枪ぷ鳡顟B(tài)期間T1，能夠防止OP2的輸出Q2的電壓電平不穩(wěn)定的情況。
另外在對置電極VCOM變?yōu)閂C2期間T2，SEL2變?yōu)镠電平(有源)，圖18的傳輸門TG2接通。因而選擇運算放大器OP2，該輸出Q2被連接于數(shù)據(jù)線S。
另一方面，在該期間T2，SEL1變?yōu)長電平(非有源)，輸入該SEL1的P型晶體管PT14接通。由此，連接于驅(qū)動晶體管PT13柵極的XDQ1變?yōu)镠電平，PT13斷開。因而運算放大器OP1的輸出Q1的電壓電平由電流源IS12拉向VSS側(cè)，被設定為L電平。即，在運算放大器OP1變?yōu)榉枪ぷ鳡顟B(tài)期間T2，能夠防止OP1的輸出Q1的電壓電平不穩(wěn)定的情況。
如上所述，在本實施方式中，選擇運算放大器OP2，在OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線S前的期間，如圖20的E1所示，OP2所含的驅(qū)動晶體管NT23的柵極變?yōu)長電平，NT23斷開。這時，因為電流源IS22變?yōu)槌r接通，因此運算放大器OP2的輸出Q2的電壓電平變化為VDD側(cè)，變?yōu)镠電平。
因而，其后如圖20的E2所示，因為運算放大器OP2的選擇，傳輸門TG2即使在接通的場合，也能夠?qū)㈦姾稍俜峙涞牟涣加绊懣刂圃谧钚∠薅取?br> 即，在本實施方式中，由運算放大器OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線之前，如圖20的E3所示，數(shù)據(jù)線S(運算放大電路的輸出)被設定為高阻抗狀態(tài)。而且在該狀態(tài)下，通過使VCOM從VC1變化為VC2，如在圖17的B3說明過的，數(shù)據(jù)線S的電壓電平上升。
但是其后，當圖18的傳輸門TG2接通、運算放大器OP2的輸出Q2變?yōu)長電平時，如圖17的B3所示，努力上升的數(shù)據(jù)線S的電壓電平，由于電荷的再分配而下降。由此，會妨礙其后由運算放大器OP2對數(shù)據(jù)線的驅(qū)動。
如果根據(jù)本實施方式，在由運算放大器OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線之前的期間，如圖20的E1所示，OP2的驅(qū)動晶體管NT23斷開，OP2的輸出Q2變?yōu)镠電平，因此可以將因電荷再分配產(chǎn)生的不良影響控制在最小限度，可以防止上述那樣的情況。
同樣，在本實施方式中，選擇運算放大器OP1，在OP1驅(qū)動數(shù)據(jù)線S之前的期間，如圖20的E11所示，OP1所含的驅(qū)動晶體管PT13的柵極變?yōu)镠電平，PT13斷開。這時，因為電流源IS12常時接通，因此運算放大器OP1的輸出Q1的電壓電平變化為VSS側(cè)，變?yōu)長電平。
因而其后，如圖20的E12所示，因為運算放大器OP1的選擇，即使在傳輸門TG1接通的場合，也可以將電荷再分配的不良影響控制在最小限度。
即，在本實施方式中，由運算放大器OP1驅(qū)動數(shù)據(jù)線S之前，如圖20的E13所示，數(shù)據(jù)線S被設定為高阻抗狀態(tài)。而且在該狀態(tài)下，通過使VCOM從VC2變化為VC1，如在圖17的B13說明過的，數(shù)據(jù)線S的電壓電平下降。
但是其后，當圖18的傳輸門TG1接通、運算放大器OP1的輸出Q1變?yōu)镠電平時，如圖17的B13所示，努力下降的數(shù)據(jù)線S的電壓電平因為電荷的再分配而上升。由此會妨礙其后由運算放大器OP1對數(shù)據(jù)線的驅(qū)動。
如果根據(jù)本實施方式，在由運算放大器OP1驅(qū)動數(shù)據(jù)線之前的期間，如圖20的E11所示，OP1的驅(qū)動晶體管PT13斷開，OP1的輸出Q1變?yōu)長電平，因此，能夠?qū)⒁螂姾稍俜峙浒l(fā)生的不良影響控制在最小限度，可以防止上述那樣的情況。
5.箝位電路在本實施方式中，為了進一步實現(xiàn)液晶裝置的低能耗，如圖21A所示，進行了運算放大電路的輸出Q的高阻抗控制同時在該輸出Q設置了箝位電路80。通過該箝位電路80，運算放大，電路的輸出Q(數(shù)據(jù)線S)被箝位在與運算放大電路的電源VDD、VSS間的電壓范圍相同或大的電壓范圍。由此可以使剩余電荷返回到VDD或VSS側(cè)，可以實現(xiàn)液晶裝置的低能耗。
如圖21A所示，該箝位電路80包含設置于VSS(第2電源)與數(shù)據(jù)線S之間的二極管DI1(箝位元件)、設置于數(shù)據(jù)線S與VDD(第1電源)之間的二極管DI2。這里，DI1是以從VSS朝向數(shù)據(jù)線S的方向為正向的二極管，D12是以從數(shù)據(jù)線S朝向VDD的方向為正向的二極管。
圖21B表示設置于VSS側(cè)的二極管DI1的元件構(gòu)造例。如圖21B所示，該二極管DI1以通過有源區(qū)域P+連接于VSS的P阱區(qū)域P-為正極側(cè)電極、以有源區(qū)域n+為負極側(cè)電極。
圖21C表示設置于VDD側(cè)的二極管D12的元件構(gòu)造例。如圖21C所示，該二極管DI2以有源區(qū)域P+為正極側(cè)電極，以通過有源區(qū)域n+連接于VDD的n阱區(qū)域n-為負極側(cè)電極。
這些二極管DI1、DI2也作為運算放大電路的保護電路使用。具體地說，這些二極管DI1、DI2可以包含在形成運算放大電路(驅(qū)動電路)的半導體器件(半導體芯片)的I/O電路(I/O襯墊)。
另外也可以不將二極管設在VDD側(cè)、VSS側(cè)兩側(cè)、只設在一側(cè)。另外也可以將運算放大電路的輸出晶體管(例如圖18的TG1、TG2)作為二極管DI1、DI2(箝位電路)使用。
下面對通過設置圖21A那樣的箝位電路80實現(xiàn)低能耗方法的原理進行說明。另外為了使以下說明簡單化，假定VSS、VDD為0V、5V，VCOM的VC1、VC2也為0V、5V來進行說明。
例如，如圖22A的F1所示，設VCOM為0V時，數(shù)據(jù)線S的寫入電壓VS(灰度電壓)為3V，而且在該狀態(tài)下，如圖22A的F1、F2所示，設VCOM從0V(VC1)變化為5V(VC2)。這時在本實施方式中，因為運算放大電路的輸出被設定為高阻抗狀態(tài)(參照圖10～圖11B)，由于VCOM與數(shù)據(jù)線S間的寄生電容CPA(參照圖16)，數(shù)據(jù)線S將要從3V(VS)變化為VS+VC2＝8V。
但是在本實施方式中，如圖21A所示，在運算放大電路的輸出設置了箝位電路80。因而數(shù)據(jù)線S即使要變化為8V，該8V的電壓也會被箝位電路80所箝位，變?yōu)閂DD+0.6V＝5.6V。這里，0.6V為二極管PN接合的正向電壓。
而且這樣，當8V的電壓被箝位變?yōu)?.6V時，EQ1＝(8V-5.6V)×CPA的電荷被返回到電源VDD側(cè)，被重新利用到驅(qū)動電路所含的運算放大電路等的工作。即，使顯示面板的VCOM變化所使用的能量不被拋棄而被返回到電源再利用，因此可以實現(xiàn)低能耗。
而且數(shù)據(jù)線S(運算放大電路的輸出Q)的電壓電平即使從8V下降到5.6V，也比灰度電壓(0～5V)高得多。因而不影響在圖17的B3、B5、B13、B15說明過的本實施方式的數(shù)據(jù)線驅(qū)動方法。
下面，如圖22A的F3所示，在VCOM為5V的狀態(tài)下，設2V的寫入電壓VS(灰度電壓)被寫入數(shù)據(jù)線S。而且如圖22A的F3、F4所示，設VCOM從5V(VC2)變化為0V(VC1)。這時，在本實施方式中，運算放大電路的輸出被設定為高阻抗狀態(tài)，因此通過VCOM與數(shù)據(jù)線S間的寄生電容CPA，數(shù)據(jù)線S將要從2V變化為-3V。
但是，在本實施方式中，如圖21A所示，在運算放大電路的輸出設有箝位電路80。因而數(shù)據(jù)線S即使要變化為-3V，該-3V的電壓也會被箝位電路80所箝位，變成VSS-0.6V＝-0.6V。
而且這樣，當-3V的電壓被箝位、變?yōu)?O.6V時，EQ2＝{-0.6-(-3V)}×CPA的電荷被返回到電源VSS測重新利用，因此可以實現(xiàn)低能耗。
如上所述，在本實施方式中，為了使數(shù)據(jù)線S的電壓電平通過寄生電源CPA變化，在VCOM轉(zhuǎn)換時，將運算放大電路的輸出設定為高阻抗狀態(tài)。而且如圖22B所示，將運算放大電路的輸出箝位在與運算放大電路的電源VDD、VSS間的電壓范圍(5V～0V)相同或大的電壓范圍(5.6V～-0.6V)。因而，通過該箝位，剩余的電荷EQ1＝2.4V×CPA、EQ2＝2.4V×CPA被返回到電源VDD、VSS，可以實現(xiàn)液晶裝置低能耗。
為了在箝位時使電荷容易返回，最好使運算放大電路的電源與箝位電路的電源不同。
具體地說，如圖22C的F5所示，以運算放大電路的電源為VDD、VSS(第1、第2電源)、以箝位電路的電源為VDD’、VSS’(第3、第4電源)的場合，要變?yōu)閂DD-VSS＞VDD’-VSS’。即使箝位電路的電源VDD’、VSS’的電壓范圍比運算放大電路的電源VDD、VSS的電壓范圍窄。例如VDD、VSS的電壓范圍為5V～OV時，使VDD’、VSS’的電壓范圍變?yōu)?.4V～0.6V。
這樣，如圖22C的F6所示，與圖22B相比，使更多的電荷返回到電源側(cè)。例如對于在圖22B中，EQ1＝EQ2＝2.4V×CPA的電荷返回，在圖22C中，EQ1＝EQ2＝3.0V×CPA的電荷返回到電源側(cè)。因而，更多的電荷被返回到電源側(cè)，能夠進一步實現(xiàn)液晶裝置的低能耗。
另外箝位電路的電源VDD’、VSS’可以利用圖1的電源電路42的電壓生成功能(灰度電壓的生成功能)來生成。
另外，二極管的正向電壓為VBD時，最好成立為VDD’≥VDD-VBD、VSS’≤VSS+VBD的關系。例如VDD為5V、VSS為0V時，變?yōu)閂DD’＞4.4V、VSS’＜0.6V。
這樣，由運算放大電路驅(qū)動數(shù)據(jù)線時，可以防止運算放大電路的驅(qū)動電流流入箝位電路的電源VDD’或VSS’。由此能夠?qū)崿F(xiàn)運算放大電路適當?shù)臄?shù)據(jù)線驅(qū)動。
另外，在VCOM轉(zhuǎn)換時，將運算放大電路的輸出設定為高阻抗狀態(tài)，同時在運算放大電路的輸出設置箝位電路的低能耗方法對圖6所示那樣的AB級運算放大電路也有效。即，在這種AB級的運算放大電路中，通過使剩余電荷返回到電源側(cè)，也能夠節(jié)省該返回的電荷部分的消耗電力。
6.虛擬掃描期間在圖4說明過的掃描(柵)線反相驅(qū)動中，如圖23所示，使液晶元件的附加電壓的極性在各掃描期間(掃描線)進行極性反相，同時在各幀進行極性反相。由此，可以防止在液晶元件長時間附加直流電壓的情況，能夠防止液晶元件的劣化。
而且在這種掃描線反相驅(qū)動中，掃描線的條數(shù)M為偶數(shù)(例如228條)時，如圖23的J1及J2、J3及J4所示，在最后第M掃描期間的附加電壓極性與在下一幀的開始第1掃描期間的附加電壓極性相同。例如在圖23的J1、J2中，這些極性都變?yōu)樨摌O性；在J3、J4中都變?yōu)檎龢O性。
從而，用圖17所示那樣的本實施方式的驅(qū)動方法驅(qū)動掃描線條數(shù)M為偶數(shù)的顯示面板時，已弄清會產(chǎn)生如下問題。
例如圖24的第M-1掃描期間(選擇第M-1掃描線的期間)，VCOM變?yōu)閂C1，因為VC1低于灰度電壓，因此，變?yōu)橐壕г母郊与妷簽檎龢O性的期間T1。另外，最后第M掃描期間(選擇第M掃描線的期間)，VCOM變?yōu)閂C2，因為VC2高于灰度電壓，因此，變?yōu)橐壕г母郊与妷簽樨摌O性的期間T2。還有，下一幀開始的第1掃描期間(選擇第1掃描線的期間)，因為VCOM變?yōu)閂C1，因此變?yōu)橐壕г母郊与妷簽樨摌O性的期間T2。
即，在圖24中，第M掃描期間和下一幀的第1掃描期間都變?yōu)樨摌O性的期間T2，即使從第M掃描期間轉(zhuǎn)換為下一個第1掃描期間，如K1所示，VCOM仍然為VC2，極性不被反相。另外不管在第M掃描期間還是在第1掃描期間，數(shù)據(jù)線都由N型運算放大器OP2驅(qū)動。
這樣，在圖24的K1中，因為VCOM自身極性不被反相，因此如K2所示，運算放大電路的輸出即使變?yōu)楦咦杩範顟B(tài)，數(shù)據(jù)線S的電壓電平也不會發(fā)生變化。即在圖17的B11中，通過顛倒VCOM的極性，如B13所示，數(shù)據(jù)線的電壓電平變化為VSS側(cè)，但在圖24的K1的場合，數(shù)據(jù)線的電壓電平不發(fā)生變化。
因而，在其后的第1掃描期間，使數(shù)據(jù)線的電壓電平變化的方向依靠灰度電平(參照圖5的A1～A4)，不能特定為一個方向。因此在該第一掃描期間，如圖24的K3所示，當由N型運算放大囂OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線時，會產(chǎn)生到設定為適應灰度電平的電壓電平需要長時間的情況。即，因為使數(shù)據(jù)線電壓電平變化的方向為VDD側(cè)時，必須由圖9的電流供給能力低的電流源IS22來驅(qū)動數(shù)據(jù)線。
因此，在本實施方式中，采用了在第M掃描期間與第1掃描期間之間插入虛擬(Dummy)掃描期間的方法。
具體地說，首先作為前提，由圖23所示那樣的掃描線反相驅(qū)動(將在該掃描期間的VCOM的電壓電平設定為與前掃描期間不同的電壓電平的反相驅(qū)動)來驅(qū)動顯示面板(電光學裝置)。
而且如圖25的L1所示，在第M(M為偶數(shù))掃描期間，將VCOM設定為VC2(廣義為VC1、VC2某一方的電壓電平)，進行驅(qū)動。
下面如圖25的L2所示，在第M掃描期間之后設虛擬(偽)掃描期間，在該虛擬掃描期間，將VCOM設定為VC1(廣義為與上述一方不同的另一方的電壓電平)，進行驅(qū)動。即，使VCOM的極性反相。
接著如圖25的L3所示，在虛擬掃描期間之后的第1掃描期間，將VCOM設定為VC2(廣義為上述一方的電壓電平)，進行驅(qū)動。
另外按照這種VCOM的電壓電平的轉(zhuǎn)換，如圖2 5的L4、L5、L6所示，運算放大器也依次從0P1(P型)轉(zhuǎn)換為OP2(N型)、從OP2轉(zhuǎn)換為OP1、從OP1轉(zhuǎn)換為OP2。即，使用與前面的掃描期間不同的運算放大器，進行在該掃描期間的驅(qū)動。
進一步在VCOM的電壓電平的轉(zhuǎn)換時，將運算放大電路的輸出(數(shù)據(jù)線)設定為高阻抗狀態(tài)。
這樣，與在圖24的K1中VCOM的極性不反相相反，在圖25中，如L1、L2、L3所示，VCOM常進行極性反相。因而如圖17的B3、B13所示，積極利用寄生電容CPA，可以使數(shù)據(jù)線的電壓電平在驅(qū)動前變化。其結(jié)果，如圖17的B5、B15所示，不依靠灰度電平，電壓電平的變化方向被特定為一個方向，可以使用消耗電力少的A級運算放大器OP1、OP2。結(jié)果，可以實現(xiàn)液晶裝置的低能耗。
另外在圖25的虛擬掃描期間，由適應該期間極性的運算放大器驅(qū)動數(shù)據(jù)線。例如在圖25的L2中，為正極性的期間T1，因此由使電壓電平變化為VDD側(cè)的能力高的P型運算放大器OP1驅(qū)動數(shù)據(jù)線。反之，虛擬掃描期間為負極性的期間T2時，由使電壓電平變化為VSS側(cè)、能力高的N型運算放大器OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線。
另外在虛擬掃描期間，圖1的掃描線驅(qū)動電路30不進行掃描線G1～GM的驅(qū)動，虛擬驅(qū)動虛擬的掃描線。
具體地說，例如掃描線的條數(shù)M為228條的場合，圖1的控制器40不是在每一228掃描期間、而是在每一229掃描期間向移位寄存器32輸入圖3的許可輸入輸出信號EIO。這樣，在第M掃描期間之后的虛擬掃描期間，在移位寄存器32內(nèi)不存在EIO，不進行實體的掃描線的驅(qū)動。
另外如圖25所示，設置虛擬掃描期間的方法也能適用于1幀被分割為多個驅(qū)動段那樣的驅(qū)動方法。
另外圖25的方法還能適用于在運算放大電路的輸出設置附加的晶體管(例如預充電用晶體管)、在驅(qū)動前使數(shù)據(jù)線的電壓電平變化的驅(qū)動方法。
另外本發(fā)明不限于本實施方式，在本發(fā)明主旨的范圍內(nèi)，可以實施種種變形。
例如在本實施方式中，對在使用TFT的有源矩陣型液晶裝置應用本發(fā)明的情況進行了說明，但應用本發(fā)明的液晶裝置不限于此。
另外運算放大電路的構(gòu)成也不限于在本實施方式說明過的構(gòu)成。
另外本發(fā)明不限于液晶裝置(LCD面板)，也可以用于電致發(fā)光(EL)裝置、有機EL裝置、等離子區(qū)顯示裝置。
另外本發(fā)明不限于掃描線反相驅(qū)動，也可以應用于其它反相驅(qū)動方式。
另外本發(fā)明中在從屬權(quán)利要求項相關的發(fā)明中，構(gòu)成可以省略從屬目標的權(quán)利要求項構(gòu)成主要內(nèi)容的一部分。另外也可以使本發(fā)明1的獨立權(quán)利要求項相關的發(fā)明的主要部分從屬于其它獨立權(quán)利要求項。
權(quán)利要求
1.一種驅(qū)動電路，用于驅(qū)動具有多條掃描線、多條數(shù)據(jù)線和由掃描線及數(shù)據(jù)線所確定的像素電極的電光學裝置，其特征在于進行將夾電光學物質(zhì)和像素電極對置的對置電極的該掃描期間的電壓電平設定為與前掃描期間的電壓電平不同的電壓電平的掃描線反相驅(qū)動，在第M掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為第1、第2電壓電平之一的一方電壓電平進行驅(qū)動，在上述第M掃描期間的下一個虛擬掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為與上述一方電壓電平不同的另一方電壓電平進行驅(qū)動，在上述虛擬掃描期間的下一個第1掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為上述一方電壓電平進行驅(qū)動。
2.權(quán)利要求1記載的驅(qū)動電路，其特征在于包含用于驅(qū)動電光學裝置的各數(shù)據(jù)線的運算放大電路，上述運算放大電路，包含第1運算放大器，在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間驅(qū)動數(shù)據(jù)線；第2運算放大器，在對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間驅(qū)動數(shù)據(jù)線。
3.權(quán)利要求2記載的驅(qū)動電路，其特征在于上述運算放大電路，包含選擇電路，在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間選擇上述第1運算放大器的輸出連接于數(shù)據(jù)線，在對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間選擇上述第2運算放大器的輸出連接于數(shù)據(jù)線。
4.權(quán)利要求3記載的驅(qū)動電路，其特征在于上述選擇電路的輸出，在上述第1、第2期間的轉(zhuǎn)換時的所給與的期間中設定為高阻抗狀態(tài)。
5.權(quán)利要求2至4之一記載的驅(qū)動電路，其特征在于上述第1運算放大器，包含差動部；具有基于上述差動部的輸出柵極被控制的第1導電型第1驅(qū)動晶體管的輸出部，上述第2運算放大器，包含差動部；具有基于上述差動部的輸出柵極被控制的第2導電型第2驅(qū)動晶體管的輸出部。
6.權(quán)利要求1至4之一記載的驅(qū)動電路，其特征在于包含用于驅(qū)動電光學裝置的各數(shù)據(jù)線的運算放大電路，上述運算放大電路當對置電極的電壓電平從第1電源側(cè)的第2電壓電平變化至第2電源側(cè)的第1電壓電平，基于對置電極與數(shù)據(jù)線之間寄生電容的電容耦合，數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至第2電源側(cè)時，使變化至第2電源側(cè)的數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至第1電源側(cè)，設定為對應于灰度電平的電壓電平；當對置電極的電壓電平從第2電源側(cè)的第1電壓電平變化至第1電源側(cè)的第2電壓電平，基于對置電極與數(shù)據(jù)線之間寄生電容的電容耦合，數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至第1電源側(cè)時，使變化至第1電源側(cè)的數(shù)據(jù)線的電壓電平變化至第2電源側(cè)，設定為對應于灰度電平的電壓電平。
7.權(quán)利要求1至4之一記載的驅(qū)動電路，其特征在于在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間和對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間的轉(zhuǎn)換時的所給與的期間中，將數(shù)據(jù)線設定為高阻抗狀態(tài)。
8.一種驅(qū)動方法，用于驅(qū)動具有多條掃描線、多條數(shù)據(jù)線和由掃描線及數(shù)據(jù)線所確定的像素電極的電光學裝置，其特征在于進行將夾電光學物質(zhì)和像素電極對置的對置電極的在該掃描期間的電壓電平設定為與在之前的掃描期間的電壓電平不同的電壓電平的掃描線反相驅(qū)動，在第M掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為第1、第2電壓電平之一的一方電壓電平進行驅(qū)動，在上述第M掃描期間的下一個設有虛擬掃描期間，在該虛擬掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為與上述一方電壓電平不同的另一方電壓電平進行驅(qū)動，在上述虛擬掃描期間的下一個第1掃描期間，將對置電極的電壓電平設定為上述一方電壓電平進行驅(qū)動。
9.權(quán)利要求8記載的驅(qū)動方法，其特征在于在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間，由第1運算放大器驅(qū)動數(shù)據(jù)線，在對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間，由第2運算放大器驅(qū)動數(shù)據(jù)線。
10.權(quán)利要求8或9記載的驅(qū)動方法，其特征在于在對置電極的電壓電平為第1電壓電平的第1期間與對置電極的電壓電平為第2電壓電平的第2期間的轉(zhuǎn)換時的所給與的期間，將數(shù)據(jù)線設定為高阻抗狀態(tài)。
全文摘要
由掃描線反相驅(qū)動來驅(qū)動液晶的顯示面板。并且,在第M掃描期間與下一個幀的第1掃描期間之間設有虛擬掃描期間,在此虛擬期間中,將VCOM設定為與第M、第1掃描期間的對置電極VCOM的電壓電平不同的電壓電平,來驅(qū)動顯示面板。在對置電極VCOM為VC1的期間T1,由具有P型驅(qū)動晶體管的P型運算放大器OP1驅(qū)動數(shù)據(jù)線;在VCOM為VC2的期間T2,由具有N型驅(qū)動晶體管的N型運算放大器OP2驅(qū)動數(shù)據(jù)線。在期間T1、T2的轉(zhuǎn)換時將數(shù)據(jù)線設定為高阻抗狀態(tài),積極利用對置電極與數(shù)據(jù)線間的寄生電容,在驅(qū)動前預先使數(shù)據(jù)線的電壓電平變化為VDD側(cè)或VSS側(cè)。
文檔編號G09G3/36GK1389843SQ021222
公開日2003年1月8日 申請日期2002年6月4日 優(yōu)先權(quán)日2001年6月4日
發(fā)明者石山久展 申請人:精工愛普生株式會社