專利名稱：高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于低電壓振幅差動信號驅(qū)動器，特別是關(guān)于高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器。
背景技術(shù)：
圖1為一般的低電壓振幅差動信號(Low Voltage Differential Signal，以下簡稱LVDS)驅(qū)動器(Drive)。該LVDS驅(qū)動器可用于液晶屏幕的數(shù)據(jù)傳輸。由于該LVDS驅(qū)動器的電壓振幅較小，因此傳輸?shù)乃俣瓤梢暂^快。如圖1所示，該LVDS驅(qū)動器11包含電流源CS1與CS2、一開關(guān)單元111、共模回授單元112、以及晶體管MNR(共模阻抗單元)。電流源CS1與CS2的電流定義為I1與I2。開關(guān)單元111包含晶體管MP1、MP2、MN1與MN2。該開關(guān)單元111的晶體管MP1、MP2、MN1與MN2由輸入信號IN、INB控制，用來決定輸出電流Iout的方向。也就是說，當(dāng)輸入信號IN為高邏輯位準(zhǔn)而輸入信號INB為低邏輯位準(zhǔn)時，晶體管MP2與MN1導(dǎo)通(ON)且同時晶體管MP1與MN2斷路(OFF)，因此輸出電流Iout為正，此時接收端12利用電阻R1接收到的信號為正；當(dāng)輸入信號IN為低邏輯位準(zhǔn)而輸入信號INB為高邏輯位準(zhǔn)時，晶體管MP2與MN1斷路且同時晶體管MP1與MN2導(dǎo)通，因此輸出電流Iout為負(fù)，此時接收端12利用電阻R1接收到的信號為負(fù)。
另外，LVDS驅(qū)動器11還包含一共?；厥?Common Mode Feedback，CMFB)單元112與一作為電阻的晶體管MNR來調(diào)整傳輸資料的共模電壓(CommonMode Voltage)。若晶體管MNR的電阻值為Rc，則在節(jié)點(Node)a的電壓Va為Va＝I*Rc
其中，I為電流源CS1與CS2的電流的差值，也就是I＝I1-I2。若接收端12的阻抗匹配電阻(impedance matched resistor)R1的電阻值為100歐姆(Ω)，則傳輸資料的共模電壓為Va+I1*100/2。在圖1的架構(gòu)中，電流源CS1扮演著電源噪聲抑制比(Power Supply Rejection Ration，以下簡稱PSRR)的重要角色。電流源CS1越理想，則該架構(gòu)的PSRR越好。換言之，由于電流源CS1的非理想特性，電源噪聲會影響傳輸資料的共模準(zhǔn)位。該影響是通過寄生電容(parasitic capacitance)與信道長度調(diào)變(Vds/λ)所引起。從信道長度調(diào)變影響的觀點而言，電流源CS1的電流變化量ΔI1正比于電源電壓變化量(噪聲)ΔVDD，也就是ΔI1＝ΔVDD*K1 …(1)同理，由于信道長度調(diào)變影響，ΔVa正比于ΔI1，所以ΔVa也正比于ΔVDD，也就是ΔVa＝ΔVDD*K2…(2)因此，節(jié)點a的電壓Va會受到電源電壓VDD的影響，以致于共模準(zhǔn)位也受到電源電壓VDD的影響。
當(dāng)然，有些已知技術(shù)可用來改善電流源CS1的特性，例如使用串接電流源(cascade current source)或選擇信道(channel)較長的電流源。然而，對于深次微米(deep submicron)技術(shù)而言，串接電流源的電壓運用空間(voltage headroom)被限制。而使用信道較長的電流源時則需要較大芯片面積且有些限制。當(dāng)然，共模回授單元可以修正電源噪聲的影響，但該修正并無法及時完成且受到共模回授單元的帶寬(bandwidth)限制。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于上述問題，本發(fā)明的目的是提供一種利用補償單元來消除電源噪聲的高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器。
為達成上述目的，本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器包含一第一電流源，連接于一高工作電源電壓，并提供一第一工作電流；一開關(guān)單元，具有一第一信號端與一第二信號端，并接收前述第一電流源所提供的第一工作電流，并根據(jù)一第一輸入信號與一第二輸入信號決定一輸出電流在該第一信號端與該第二信號端的輸出方向；一第二電流源，連接于前述開關(guān)單元與一低工作電源電壓；一共?；厥趩卧?，根據(jù)前述開關(guān)單元的前述第一信號端與第二信號端的電壓產(chǎn)生一共模控制信號；一共模阻抗單元，與前述第二電流源并聯(lián)，并由前述共?？刂菩盘柨刂齐娮柚担灰约耙谎a償單元，與前述第二電流源并聯(lián)，并用來補償前述第一電流源因電源噪聲所產(chǎn)生的電流變化。
其中前述開關(guān)單元又包含一第一開關(guān)，具有一輸入端與一輸出端，并由前述第一輸入信號控制，該輸入端連接于前述第一電流源；一第二開關(guān)，具有一輸入端與一輸出端，并由前述第一輸入信號控制，該輸入端連接于前述第一開關(guān)的輸出端并作為前述第一信號端，且該第二開關(guān)的動作與前述第一開關(guān)相反；一第三開關(guān)，具有一輸入端與一輸出端，并由前述第二輸入信號控制，該輸入端連接于前述第一電流源；以及一第四開關(guān)，具有一輸入端與一輸出端，并由前述第二輸入信號控制，該輸入端連接于前述第三開關(guān)的輸出端并作為前述第二信號端，且該第四開關(guān)的動作與前述第三開關(guān)相反，且該第四開關(guān)的輸出端與前述第二開關(guān)的輸出端連接。
所以，第一電流源因為電源噪聲所造成的電流變化可經(jīng)由補償單元流到低工作電壓，而不會流經(jīng)共模阻抗單元來影響共模準(zhǔn)位。


圖1為一般的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的架構(gòu)圖；圖2為本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的架構(gòu)圖的第一實施例；圖3顯示一般低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的共模電壓準(zhǔn)位對于電源噪聲抑制比的仿真結(jié)果；圖4顯示本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的共模電壓準(zhǔn)位對于電源噪聲抑制比的仿真結(jié)果；圖5為本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的架構(gòu)圖的第二實施例。
具體實施例方式
以下參考圖式詳細(xì)說明本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器。
圖2顯示本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的架構(gòu)圖的第一實施例。如該圖所示，本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器21除了包含電流源CS1與CS2、一開關(guān)單元111、一共?；厥趩卧?12與一共模回授阻抗(晶體管MNR)之外，還包含一補償單元211來消除電源噪聲對共模準(zhǔn)位的影響。開關(guān)單元111包含晶體管MP1、MP2、MN1與MN2。補償單元211與電流源CS2并聯(lián)，藉以補償因電源電壓的變動造成電流源CS1的電流變化量。本實施例的補償單元211包含一晶體管MNC與一電阻R2，該補償晶體管MNC的閘極與汲極連接于前述第二電流源CS2的電流輸入端，而該補償電阻R2一端連接于前述補償晶體管CS2的源極，另一端連接于低工作電源電壓。本實施例的電流源CS1與CS2、開關(guān)單元111、共?；厥趩卧?12與晶體管MNR的架構(gòu)與功能與已知相對組件的架構(gòu)與功能相同，不再重復(fù)說明。
以下說明補償單元211補償因電源電壓的變動造成電流源CS1的電流變化量的原理。首先根據(jù)上述說明可由式(1)ΔI1＝ΔVDD*K1與式(2)ΔVa＝ΔVDD*K2中得知ΔI1及ΔVa與ΔVDD的關(guān)系。接著，將流過補償單元211的晶體管MNC的電流定義為Ic，因此ΔIc正比于ΔVa，也就是ΔIc＝ΔVa*K3 …(3)
將式(2)ΔVa＝ΔVDD*K2帶入式(3)后，可獲得ΔIc與ΔVDD的關(guān)系，也就是ΔIc＝ΔVDD*K2*K3 …(4)所以，比較式(1)與式(4)即可了解到，只要能符合K1＝K2*K3，則ΔIc即可等于ΔI1。所以，電流源CS1因為電源噪聲所造成的ΔI1可經(jīng)由補償單元211流到第二工作電壓(接地)VSS，而不會流經(jīng)晶體管MNR來影響共模準(zhǔn)位。
圖3顯示一般低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的共模電壓準(zhǔn)位對于電源噪聲抑制比的仿真結(jié)果，其中橫坐標(biāo)為電源噪聲的頻率，縱坐標(biāo)為共模電壓準(zhǔn)位的電源噪聲抑制比(db)。圖4顯示本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的共模電壓準(zhǔn)位對于電源噪聲抑制比的仿真結(jié)果，其中橫坐標(biāo)為電源噪聲的頻率，縱坐標(biāo)為共模電壓準(zhǔn)位的電源噪聲抑制比(db)。如圖3所示，一般低電壓振幅差動信號驅(qū)動器在電源噪聲頻率為低頻時，其共模電壓準(zhǔn)位的電源噪聲抑制比約在36db左右，但本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器在電源噪聲頻率為低頻時，其共模電壓準(zhǔn)位的電源噪聲抑制比可提升至大約71db左右。而一般低電壓振幅差動信號驅(qū)動器在電源噪聲頻率在10～100MHz時，其共模電壓準(zhǔn)位的電源噪聲抑制比約在1db左右，但本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器在電源噪聲頻率在10～100MHz時，其共模電壓準(zhǔn)位的電源噪聲抑制比可提升至大約3db左右。因此，從該仿真結(jié)果可以證明本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器可提升電源噪聲抑制比。
圖5顯示本發(fā)明高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器的架構(gòu)圖的第二實施例。如該圖所示，高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器51與高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器21大致相同，其差異點是補償單元511的晶體管MNC的閘極電壓是由兩個串聯(lián)電阻R3與R4分壓所產(chǎn)生，且串聯(lián)電阻R3與R4是連接于高工作電源電壓VDD與低工作電源電壓即接地VSS。因此，補償單元511的晶體管MNC的電流變化ΔIc會受到工作電壓VDD的電壓變化ΔVDD的影響而動態(tài)流過電流源CS1因為電源噪聲所造成的ΔI1，其閘極接收前述分壓信號，汲極連接于前述第二電流源的電流輸入端。所以，電源噪聲所造成的ΔI1不會流經(jīng)晶體管MNR來影響共模準(zhǔn)位。電阻R3與R4的電阻值只要能確保晶體管MNC工作在飽和區(qū)(saturation region)即可。
以上雖以實施例說明本發(fā)明，但并不因此限定本發(fā)明的范圍，只要不脫離本發(fā)明的要旨，該行業(yè)者可進行各種變形或變更。
權(quán)利要求
1.一種高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器，其特征在于包含一第一電流源，連接于一高工作電源電壓，并提供一第一工作電流；一開關(guān)單元，具有一第一信號端與一第二信號端，并接收前述第一電流源所提供的第一工作電流，并根據(jù)一第一輸入信號與一第二輸入信號決定一輸出電流在該第一信號端與該第二信號端的輸出方向；一第二電流源，連接于前述開關(guān)單元與一低工作電源電壓；一共?；厥趩卧鶕?jù)前述開關(guān)單元的前述第一信號端與第二信號端的電壓產(chǎn)生一共?？刂菩盘?；一共模阻抗單元，與前述第二電流源并聯(lián)，并由前述共?？刂菩盘柨刂齐娮柚担灰约耙谎a償單元，與前述第二電流源并聯(lián)，并用來補償前述第一電流源因電源噪聲所產(chǎn)生的電流變化。
2.如權(quán)利要求1所述的高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器，其特征在于，其中前述開關(guān)單元包含一第一開關(guān)，具有一輸入端與一輸出端，并由前述第一輸入信號控制，該輸入端連接于前述第一電流源；一第二開關(guān)，具有一輸入端與一輸出端，并由前述第一輸入信號控制，該輸入端連接于前述第一開關(guān)的輸出端并作為前述第一信號端，且該第二開關(guān)的動作與前述第一開關(guān)相反；一第三開關(guān)，具有一輸入端與一輸出端，并由前述第二輸入信號控制，該輸入端連接于前述第一電流源；以及一第四開關(guān)，具有一輸入端與一輸出端，并由前述第二輸入信號控制，該輸入端連接于前述第三開關(guān)的輸出端并作為前述第二信號端，且該第四開關(guān)的動作與前述第三開關(guān)相反，且該第四開關(guān)的輸出端與前述第二開關(guān)的輸出端連接。
3.如權(quán)利要求1所述的高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器，其特征在于，其中前述共模阻抗單元為一晶體管，該晶體管的閘極接收前述共?？刂菩盘?。
4.如權(quán)利要求1所述的高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器，其特征在于，其中前述補償單元包含一補償晶體管，其閘極與汲極連接于前述第二電流源的電流輸入端；以及一補償電阻，一端連接于前述補償晶體管的源極，另一端連接于前述低工作電源電壓。
5.如權(quán)利要求1所述的高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器，其特征在于，其中前述補償單元包含一串聯(lián)分壓電阻，其兩端連接于前述高工作電源電壓與前述低工作電源電壓，并提供一分壓信號；一補償晶體管，其閘極接收前述分壓信號，汲極連接于前述第二電流源的電流輸入端；以及一補償電阻，一端連接于前述補償晶體管的源極，另一端連接于前述低工作電源電壓。
6.如權(quán)利要求5所述的高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器，其特征在于，其中前述串聯(lián)分壓電阻所產(chǎn)生的分壓信號會使前述補償晶體管工作在飽和區(qū)。
7.如權(quán)利要求4或5所述的高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器，其特征在于，其中若前述高工作電源電壓為VDD，且前述第一電流源相對于前述高工作電源電壓VDD的電流變化量ΔI1定義為ΔI1＝ΔVDD*K1，且前述第二電流源的輸入端電壓Va相對于前述高工作電源電壓VDD的變化量ΔVa定義為ΔVa＝ΔVDD*K2，由于前述補償電阻的電流變化量ΔIc正比于ΔVa，因此電流變化量ΔIc為ΔIc＝ΔVa*K3，只要K1與K2*K3相等，則前述補償單元實質(zhì)上補償前述第一電流源因電源噪聲所產(chǎn)生的電流變化。
全文摘要
一種高電源噪聲抑制比的低電壓振幅差動信號驅(qū)動器包含一第一電流源，提供一工作電流；一開關(guān)單元，接收第一電流源所提供的工作電流，并根據(jù)一第一輸入信號與一第二輸入信號決定一輸出電流在第一信號端與第二信號端的輸出方向；一第二電流源，連接于開關(guān)單元與一低工作電源電壓；一共?；厥趩卧?，根據(jù)開關(guān)單元的第一信號端與第二信號端的電壓產(chǎn)生一共?？刂菩盘枺灰还材Ｗ杩箚卧?，與第二電流源并聯(lián)，并由共?？刂菩盘柨刂齐娮柚担灰约耙谎a償單元，與第二電流源并聯(lián)，并用來補償?shù)谝浑娏髟匆螂娫丛肼曀a(chǎn)生的電流變化。所以，第一電流源因為電源噪聲所造成的電流變化可經(jīng)由補償單元流到低工作電壓，而不會流經(jīng)共模阻抗單元來影響共模準(zhǔn)位。
文檔編號G09G3/36GK1805285SQ200510001
公開日2006年7月19日 申請日期2005年1月14日 優(yōu)先權(quán)日2005年1月14日
發(fā)明者周明忠 申請人:凌陽科技股份有限公司