本發(fā)明涉及一種薩格奈克干涉環(huán)，尤其是一種由多個薩格奈克干涉環(huán)并聯構成的全光比較器，應用于保密通信和大規(guī)模計算中。

背景技術：

全光數模轉換對未來高速的光通信和網絡系統(tǒng)有著巨大影響，期望在光域內將連續(xù)信號轉化為二進制信號。模擬信號比較器是全光數模轉換至關重要的一個單元，將各種幅度的信號與定義的閾值比較數字化為“0”、“1”兩種水平。

自taylor提出將馬赫增德爾調制器用于實現光域內模數轉換，從而拉開了全光模數轉換的歷史篇章。隨之許多全光adc(analog-to-digitalconversion)方法被相繼報道，比如利用hnlf(highlynonlinearfibers)在sagnac干涉儀或非線性光纖環(huán)鏡中的xpm(cross-phasemodulation)效應進行全光adc，還有利用孤子自頻移為基礎或者切割超連續(xù)譜的全光量化方案。但以上方法中功率傳輸曲線是類正弦的，且比較輸出的中間態(tài)太多，給預期的“0”、“1”判別造成很大困難，往往需在后端級聯電模擬比較器才能輸出明顯的二值。但后置電比較器的引入，違背了發(fā)展全光技術的初衷。

總而言之，盡管有各種各樣全光adc的辦法被提出，但由于缺少行之有效的全光比較器的技術，真正意義上的全光adc還不能實現。

技術實現要素：

本發(fā)明要解決的具體技術問題是現有全光比較器閾值模糊，致使輸出信號質量較差，滿足不了現代通訊系統(tǒng)的要求，其目的是提供一種基于并行交叉相位調制效應的全光比較器。

本發(fā)明上述目的是通過以下技術方案來實現的：

一種基于并行交叉相位調制效應的全光比較器，包括有待比較脈沖作為控制信號從a端輸入經環(huán)外偏振控制器進入波分復用器，經高非線性光纖陣列、光衰減器陣列、延遲光纖陣列和環(huán)內偏振控制器進入3-db光纖耦合器，輸出進入a信號帶通濾波器被濾除，連續(xù)光作為探測信號從b端輸入經光環(huán)行器輸入到3-db耦合器分為兩路，一路順時針經高非線性光纖陣列、光衰減器陣列、延遲光纖陣列和環(huán)內偏振控制器傳播一周；另一路逆時針經高非線性光纖陣列、光衰減器陣列、延遲光纖陣列和環(huán)內偏振控制器傳播一周；在3-db耦合器處發(fā)生干涉，干涉輸出信號經過a信號帶通濾波器進入光衰減器完成全光比較；其特征在于：

所述高非線性光纖陣列是由8段根據傅里葉級數展開規(guī)律的高非線性光纖并聯設置構成；所述高非線性光纖陣列的長度比是1：3：5：……：15；所述高非線性光纖陣列的非線性系數是10w^-1km^-1。

在上述技術方案中，所述高非線性光纖陣列的段數與高非線性光纖陣列的長度比是8∶2n-1，其中：n=8。

在上述技術方案中，所述全光比較器的薩格奈克干涉環(huán)的控制信號功率是探測信號功率的10倍以上。

在上述技術方案中，所述全光比較器的薩格奈克干涉環(huán)的控制信號與探測信號的波長是不相同的。

上述本發(fā)明所提供的一種基于交叉相位調制效應的全光比較器，與現有的全光比較器相比，其優(yōu)點與積極效果如下。

本發(fā)明將八個符合傅里葉級數展開規(guī)律的傳輸周期進行疊加，使比較器最終的傳輸曲線呈階梯狀，具有明顯的鑒幅閾值，不再涉及“0”、“1”判別有誤的問題，從而保證了比較器的精度。

本發(fā)明所有過程均在光域內進行，無需任何光電轉換，避免了電子瓶頸。

本發(fā)明比較器碼率完全由控制信號的重復頻率決定，通過控制參量，實現了不同規(guī)格通信網絡的高效利用。

附圖說明

圖1是本發(fā)明全光比較器的結構示意圖。

圖2是本發(fā)明第1路和第8路的功率傳輸曲線。

圖3是本發(fā)明8路疊加后的功率傳輸曲線。

圖4是本發(fā)明全光比較器結果。

圖中：1：環(huán)外偏振控制器；2：光纖環(huán)形器；3：波分復用器；4：高非線性光纖陣列；5：光衰減器陣列；6：延遲光纖陣列；7：環(huán)內偏振控制器；8：3-db光纖耦合器；9：a信號帶通濾波器10：光衰減器。

具體實施方式

本發(fā)明上述所提供的一種基于并行交叉相位調制效應的全光比較器，是將8路符合傅里葉級數展開規(guī)律的傳輸周期進行疊加，使比較器最終的傳輸曲線呈階梯狀，具有明顯的鑒幅閾值，不再涉及“0”、“1”判別有誤的問題，從而保證了比較器的精度。下面將結合附圖對本發(fā)明的具體實施方式做出進一步的說明，但該實施例不應理解為對本發(fā)明的限制。

實施一種基于并行交叉相位調制效應的全光比較器，主要包括控制信號從a端輸入經環(huán)外偏振控制器進入波分復用器，經過高非線性光纖和環(huán)內偏振控制器進入3db光纖耦合器，輸出進入探測信號信號帶通濾波器被濾除，探測信號從b端輸入經光環(huán)行器輸入到3db耦合器分為兩路，一路順時針經波分復用器、高非線性光纖、環(huán)內偏振控制器傳播一周；另一路逆時針經環(huán)內偏振控制器、高非線性光纖、波分復用器傳播一周；在3db耦合器處發(fā)生干涉，干涉輸出信號經過探測信號帶通濾波器輸出構成薩格奈克干涉環(huán)；本發(fā)明在上述結構的基礎上，將傅里葉級數展開規(guī)律應用于薩格奈克干涉環(huán)，并聯設置八路高非線性光纖構成高非線性光纖陣列，構成本發(fā)明所述的一種基于并行交叉相位調制效應的全光比較器，其中，高非線性光纖的長度比是設計為1：3：5：……：15；相應的高非線性光纖的非線性系數是10w^-1km^-1、20w^-1km^-1、30w^-1km^-1、……均可。

為避免薩格奈克干涉環(huán)中的四波混頻效應和走離現象，應是控制信號與探測信號的波長間隔小且靠近高非線性光纖的零色散波長。通常輸入到薩格奈克干涉環(huán)的控制信號功率遠遠大于探測信號功率。

實施例1

如附圖1所述，以重復頻率10ghz、波長為1554nm的待比較脈沖作為控制信號，由a端輸入經環(huán)外偏振控制器1進入波分復用器3，順時針在環(huán)內傳播。以波長為1550nm的連續(xù)光作為探測信號，b端輸入經光環(huán)行器2輸入到3db耦合器8分為兩路，一路順時針經波分復用器3，進入非線性系數為10w^-1km^-1的高非線性光纖陣列4，第一路高非線性光纖長度為1.5km，八路高非線性光纖的長度比為1：3：5：……：15，使各路輸出的傳輸周期符合傅里葉級數展開規(guī)律。之后經光衰減器陣列5，使各路輸出的信號強度符合傅里葉級數展開規(guī)律，強度比為15：13：11：……：1。后經延遲光纖陣列6和環(huán)內偏振控制器7傳播一周，另一路逆時針經環(huán)內偏振控制器7，進入延遲光纖陣列、光衰減器陣列5、高非線性光纖陣列4，后經波分復用器3傳播一周。由于兩路探測光在高非線性光纖中發(fā)生交叉相位調制效應的強度不同，因此就有了相位差。各自傳輸一周后在3db耦合器8處發(fā)生干涉，干涉輸出信號和控制信號共同傳輸經探測信號帶通濾波器9將控制信號濾除，經光衰減器10將疊加后的低脈沖序列湮沒于噪聲從c端口輸出。

具體分析順時針探測信號和逆時針探測信號的相位變化分別可以表示為：фxpm-cw=2γppeakl和фxpm-ccw=2γpavel。各自傳輸一周后存在相位差在3db耦合器8處發(fā)生干涉，相位差可表示為：δфxpm-cw=фxpm-cw-фxpm-ccw=2γ(ppeak-pave)l。這里δфxpm-cw、фxpm-cw、фxpm-ccw、γ、pave、ppeak和l分別表示兩路探測信號的相位差、順時針探測光由于交叉相位調制引起的相位變化、逆時針探測光由于交叉相位調制引起的相位變化、高非線性光纖的非線性系數、入射控制信號的平均功率、入射控制信號的峰值功率和高非線性光纖的長度?？紤]到在3db耦合器8處光干涉透射率公式可表示為：t=pout/pin={1-cos(δфxpm)}/2，這里pin、pout分別表示探測信號的輸入功率和探測信號的輸出功率。干涉輸出信號和控制信號共同傳輸經帶通濾波器8將控制信號濾除，干涉輸出信號從c端口輸出。隨著控制光功率的變化，相位差可以實現從“0”到“π”的正弦變化，與之對應輸出端口c處的透射率也實現“0”到“1”的正弦變化。

本實施例中，8個交叉相位調制效應干涉環(huán)的結構除高非線性光纖外全部一致。所選用的高非線性光纖的非線性系數為10w^-1km^-1，8段高非線性光纖的長度分別為1.5km、4.5km……，以此類推，第8段光纖長度為{1.5*(2*8-1)}km，這8路功率傳輸曲線的周期符合傅里葉級數展開規(guī)律，以第1路和第8路為例，可得出如附圖2所示的功率傳輸曲線。

利用8段不同延遲光纖構成的延遲光纖陣列對上述8路并行傳輸的隨機序列實施延遲，使8路隨機序列一一對應，疊加后的低脈沖序列經衰減器湮沒與噪聲，得出如附圖3所示的傳輸曲線。脈沖經過本全光比較器后的輸出結果如附圖4所示。

最后，需要特別指出的是，本全光比較器的碼率完全由初始脈沖序列的重復頻率決定。因此，將不同重復頻率的脈沖序列用本方法進行量化，可以匹配不同要求的通信系統(tǒng)。