專利名稱：無直流電壓漂移的偏振變換方法和無直流電壓漂移的偏振變換器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及到按照權利要求1前序部分的無直流電壓漂移的偏振變換方法和按照權利要求29，30，39和45總概念的無直流電壓漂移的偏振變換器。
在老的專利申請DE19830990.2中敘述了一種偏振變換器/補償器，這是在雙折射的基質材料上實現的。這個表示了在IEEE量子電子學雜志，QE-18版，第四卷，1982年4月，767至771頁中敘述的偏振變換器的擴展結構。
這種裝置是由在其表面上有電極的鋰鈮酸鹽芯片構成的。一般來說在基質和電極之間涂上絕緣的中間層，當絕緣的中間層使用金屬電極時避免光學信號的衰減。在這種結構中出現所謂的由直流電壓引起的DC-漂移(DC＝直流電流)。這是這樣產生的，中間層和電極具有不同情況的介電常數和導電性。由于基質和中間層的介電性能在電極接上直流電壓之后首先自動調整由靜電場給定的電勢分布。隨著時間的推移電勢分布將會變化和過度為由于基質和中間層的導電性引起的電勢分布。雖然電極上的電壓保持恒定，由于新的電勢分布在鋰鈮酸鹽芯片內部的場上發(fā)生變化，特別是在光學的波導管內則產生一種與希望的光電效應不同的效應。
將DC-漂移另外的，非常有害的原因猜想為，當高發(fā)射的光功率時，然而也已經在一般功率時隨著時間的推移由于吸收構成載流子副。如果在電極之間接上直流電壓，通過電場將這個載流子副分開。這導致了電場的削弱。因此隨著時間的推移始終需要比較高的電壓，以便達到所希望的偏振變換。這或者耗盡了已經存在的電壓源的能力或者引起電極之間的火花放電。此外應該考慮到，人們在上述方式有功率能力的偏振變換器時可以需要非常高的電壓直到100V。因此DC-漂移有可能限制或者甚至阻礙補償器按照規(guī)則的功能。
DC-漂移也出現在幾乎所有其他的具有偏振變換器目的或者PMD-補償器目的的鋰鈮酸鹽-組件上(偏振變換器)，因此對于這些同樣爭取解決漂移問題的方法。
目前已經試驗過，通過用改進中間層的介電常數和導電性的協調，損耗很小的晶體，和其他措施的改進技術解決此問題。只用小電壓驅動的鋰鈮酸鹽-強度調制本身似乎只能部分地成功。
因此本發(fā)明的任務是，規(guī)定一種相對簡單的措施以避免在偏振變換器和PMD-補償器上的DC-漂移。
此任務是通過權利要求1規(guī)定的方法解決的。在獨立的 29，30，39和45中規(guī)定了適合的偏振變換器(PMD-補償器)。
有益的擴展結構在從屬權利要求中加以說明。
問題的解決方法在于使用沒有直流成分的控制電壓。其中是這樣選擇偏振變換器的結構和控制電壓的，不能損壞偏振變換器的功能。為此有很多按照這種原理工作的實施例。
本發(fā)明的一個實施例是特別有益的，如果將偏振變換器的兩個正交偏振的主偏振(主要的偏振狀態(tài)，PSP)進行有差別的相位調制。如果主偏振是TE-波和TM-波(TE-橫向的電波；TM-橫向的磁波)，則可以在補償器的輸入端進行有差別的TE-TM-相位調制。
這個的優(yōu)點是產生有差別的發(fā)射光波的TE-TM-相位調制。當適當地形成這種相位調制時可以將后面的具有無直流電壓信號的TE-TM-變換器單元進行控制。有益的是TE-TM-相位調制器的控制是用低頻三角形連接電壓進行的。
因此TE-TM-變換器電極可以用無直流成分的余弦電壓或者正弦電壓(準確些說常常用連續(xù)接入包括各自一個周期的，交替變化地向前和向后移動的正弦電壓的一部分)進行控制。將這些變換器電壓安排為余弦-或者正弦函數，此時原來的PMD-補償器只通過改變幅值和相位進行。因為三角形連接電壓同樣可以選擇為無直流成分，在這種情況下在有差別的TE-TM-相位調制器中也不出現DC-漂移；當然在那里也不會受到干擾。
至少變換器-控制單元的一部分，也如同相位調制器或者模式變換器的控制電壓一樣，可以由調節(jié)裝置產生。
為了使用TE-TM-相位調制器也可以有選擇地將相應的有差別的TE-TM-相位調制器由一個或幾個，有益地在芯片的輸入部分接上的TE-TM-變換器產生。此外沒有安排在芯片輸入區(qū)域的變換器單元得到無直流電壓的控制電壓，而第一個變換器單元的控制電壓是由補償調節(jié)產生的。
制造有差別的TE-TM-相位調制器的另外可能性在于，至少補充一個變換器單元，這個變換器單元如同第一個使用作為PMD-補償器的變換器單元一樣用專門的無直流成分的控制電壓驅動。
使用第二個TE-TM-相位調制器可以是有益的，以便由控制電壓得到與時間無關的原始偏振。為了實現或者處理TE-TM相位調制器也適合于類似的其他類型。
作為主偏振的TE-和TM-波的敘述方法也可以使用在其他的，例如圓形的主偏振上。
作為偏振變換器的結構允許選擇無直流成分作為控制電壓，不會損害偏振變換器的功能，但是偏振變換器的擴展通過附加的調節(jié)元件如有差別的相位調制器，模式變換器或者附加的變換器單元也是可能的。
借助于實施例詳細敘述本發(fā)明。
附圖表示附

圖1按照本發(fā)明的補償器的原理結構附圖2具有偏振射線分配器的PMD-補償器，附圖3用于PMD-補償的調節(jié)裝置，附圖4按照本發(fā)明的補償器的一個變型，附圖5調制角度函數的時間曲線，附圖6變換器-控制電壓的時間曲線，附圖7具有變換器單元的一個變型和附圖8具有變換器單元的電路原理圖，附圖9按照本發(fā)明的偏振變換器的原理性結構，附圖10按照附圖9通過偏振變換器的截面圖，附圖11具有多個偏振變換器的偏振模式擴散的補償器，附圖12擴展的按照本發(fā)明的偏振變換器的原理性結構，附圖13其他的按照本發(fā)明的偏振變換器的原理性結構，附圖14控制電壓的時間曲線，附圖15具有偏振變換器的調節(jié)裝置，附圖16控制電壓的擴展的時間曲線，
附圖17模式變換器或者模式變換器單元，附圖18擴展的模式變換器或者模式變換器單元，附圖19具有后置偏振射線分配器的按照本發(fā)明的偏振變換器的原理性結構，附圖20具有多個偏振變換器的偏振模式擴散的擴展的補償器，附圖21控制電壓的擴展的時間曲線。
附圖1表示了按照本發(fā)明的偏振變換器/PMD-補償器K1的實施形式。這是由鋰鈮酸鹽基質的芯片SUB實現的。涉及到其他材料是鋰鉭酸鹽或者類似的高雙折射材料。晶格圖形的軸Y和Z位于附圖平面，晶格圖形的軸X進入附圖平面內(X-截面)。還可以設想其他的實施形式。
波導管WG是在芯片表面沿著晶格圖形的Y-軸(Y-傳播方向)通過鈦的擴散實現的。波導管WG是單模的，則TE-TM-波的折射系數差大約為0，07是有傳播能力的。在芯片表面首先涂上由二氧化硅或者其他絕緣材料的中間層PS，這在波導管區(qū)域沒有表示(如果相反電極是光學透明的，例如是由銦-錫-氧化物制造的，有時可以放棄中間層)。
在中間層擴散上一層導電的叉指型電極E1j，E2j，這些是梳子形狀的，將其齒尖(短線，手指)安排為橫向于波導管。將同樣安排在橫向于波導管的齒尖的電極M迷宮式地在整個芯片上延伸和可以接地(接地-電極)。實施形式，在其中將所有位于波導管一邊的梳子電極接頭和位于波導管另一邊的所有接地電極齒尖相互連接在一起，是同樣可能的。其他梳子形狀的模式變換器-電極E1j，E2j(j＝1，2，…，n)，也被稱為模式變換器，相互是電絕緣的。將加在電極上的控制電壓Vij可以單獨或者成組地選擇為同樣的。各自兩個電極E1j和E2j也可以各自與其他的電極連接，這些電極與各個電極的距離等于拍波長的整倍數，被稱為TE-TM-變換器單元Pj。
被變換的模式同時是連接在其上的波導管塊的主偏振(主要的偏振狀態(tài)，PSP)，在實施例中即TE-和TM-波。
電極上的電壓在波導管WG上產生一個電場，電場作為傳播座標Y的函數在位置上周期地在晶體截面方向X和與此相反的方向延伸。由于靜電場位置的周期性達到TE-和TM-波之間的相位匹配，其中模式變換器的作用是將連續(xù)的電極手指相加。
光波或者光信號OS從入口IN直到出口OUT穿過芯片。
拍波長是這樣的長度，在其中具有TE-和TM-波的延遲器/補償器作為固有模式正巧在這些固有模式之間的相位延遲為360°。當光波波長為1550nm(納米)時鋰鈮酸鹽的拍波長大約相當于21μm(微米)。
電極的電極齒尖的周期長度，距離L，大約等于拍波長。因此將齒尖寬度和電極距離各自適當地選擇為大約等于L/4。因此人們得到相同形狀的結構，在其中齒尖寬度和中間的空間同樣大小。
為了可以用可變相位進行TE-TM-變換。各自在電極周期的齒尖后面附加安排交替變化的距離L/4和3L/4。因此人們在TE-和TM-波之間得到附加的相位延遲為90°或者270°，通過后者將第一個重新返回則產生具有不同相位角的TE-TM-變換和不同的偏振狀態(tài)是可以調整的。接地電極M在這個位置上各自有一個總寬度大約為L/2或者L。
TE-TM-變換器，這在TE-和TM-波之間可以同時產生任意相位延遲φ(t)是由多個或者甚至很多這種周期的連續(xù)的結構組合的。在F.Heismann，R.Ulrich(集成光學的單-邊帶調制器和相位變換器)，IEEE J.量子電子學18(1982)4,767-771頁中是一個例子。
但是TE-TM-變換器也可以由有限的，相對少數量的元素的梳子電極副組合而成。這出現在專利申請文獻P19839308.3于1998.08.28“可以調整固有模式的偏振元件的偏振變換器”中，在其中敘述了可比較的物理過程。根據這些在任意相位的完全的模式變換時梳子電極副的最小數量等于三，而比較大的數量例如是四至六，相對于不理想的實現保證了比較大的公差。將模式變換器兩個主偏振之間的有差別的相位延遲和有差別的成組運行時間的附加的波導管塊也可以安排在變換器單元之間。可以將元素的模式變換器(簡稱梳子塊)甚至以很大界線的任意距離進行安排，一旦例如通過偶然的分布保證了當模式變換時可以產生足夠大數量的涉及到固定位置在不同相位上分布的模式變換的信號。缺點是相對于按照F.Heismann，R.Ulrich“集成光學的單-邊帶調制器和相位變化器”，IEEE J.量子電子學18(1982)4,767-771頁在那里只要求兩個控制電壓，要求比較大數量的控制電壓。
按照本發(fā)明在芯片信號輸入端(IN)區(qū)域在TE-和TM-波之間有連續(xù)的有差別的相位移φ(t)。這些TE-和TM-波是芯片的主偏振，也就是說是正交偏振，在這些之間出現最大的成組運行時間差。其中重要的是，這樣選擇φ(t)，其余弦函數cos(φ(t))和其正弦函數sin(φ(t))的時間中值至少近似地消失。
在本發(fā)明的第一個實施例中在芯片輸入端IN區(qū)域安排了第一個有差別的TE-TM-相位調制器PH1和在輸出端OUT區(qū)域安排了第二個有差別的TE-TM-相位調制器PH2。
通過在相位調制器PH1上加上周期電壓VP1產生一個有差別的TE-TM-相位調制具有隨著時間變化的調制角φ，TE-和TM-波之間的相位移。
當使用光電系數r33和r13，電極-和波導管幾何形狀和在電場和光學的TE-或者TM-模式之間的重疊間隔時人們可以計算與時間有關的調制角φ(t)，被稱為相位移或者調制角函數，和要求的調制器-控制電壓(相位移電壓)VP1＝V1*φ(t)之間的比例常數V1。因為線性的光電系數r33和r13是居支配地位的，在VP1和φ之間得出非常近似的比例關系。準確的計算途徑對于專家來說從應用物理信箋47(11)，1985.12.01，1137至1139頁中可以看到。用其他的材料也可以用類似的方法計算出移相器效果；但是在任何情況下也可以簡單的測量出移相器效果。
適當的措施是用三角形連接電壓VP1＝V1*φ(t)控制TE-TM-相位調制器，三角形連接電壓通過光電效應產生同樣是三角形的有差別的具有相位移φ(t)的TE-TM相位調制，其中TE-和TM-波的最大相位差為±π或者2π(或者其倍數)。在這種調制角函數φ(t)時VP1也是無直流成分的(附圖5)。然而調制器一控制電壓為VP1＝V1*φ(t)＋C也是可能的。
這種TE-TM相位調制器的唯一缺點是，如果TE-TM-相位調制器是在雙折射基質上實現的，TE-TM-相位調制器本身也產生PMD(偏振模式擴散)，因此裝置的PMD-補償區(qū)域也減小了一些。
目前TE-TM-變換器單元的兩個電極是用直流電壓驅動的，直流電壓可以用公式V1j＝Vxj*cos(γj)或者V2j＝Vyj*cos(γj-αj)或者V2j＝Vyj*sin(γj)表示(j＝TE-TM-變換器單元Pj的注腳，附圖1)。αj是后面還要說明的一個角度。將數值Vxj和Vyj選擇為與電極E1j或者E2j的齒尖數目成反比。
按照本發(fā)明代替使用直流電壓使用變換器-控制電壓V1j＝Vxj*cos(γj-φ(t))或者V2j＝Vyj*cos(γj-αj-φ(t))和其中將角度函數cos(φ(t))和sin(φ(t))構成為無時間中值的，為此φ(t)以連續(xù)方式適當地隨著時間改變。例如作為相位移φ(t)借助于存儲的表格通過數字-模擬-變換器直到產生原則上連續(xù)的三角形函數的量化誤差(“連續(xù)的”理解為對于所有函數的意思)，得出具有最大調制角φ為±π的有差別的相位調制(附圖5)。
在附圖6上將變換器-控制電壓V1j和V2j的曲線，這些是相位移φ(t)的函數，表示在時間軸“t”上面。當選擇三角形的相位移φ(t)時變換器-控制電壓V1j和V2j是由連續(xù)添加的整個的余弦-或者正弦周期相加而成。當角度為(γj-φ(t))＝0時cos(γj-φ(t)＝1，此時變換器-控制電壓V1j達到最大值。時間中值是無直流成分的，則電極E1j和E2j是無直流電壓漂移工作的。根據有差別的相位移φ(t)的方向的定義可以得出正的或者負的偏振常數V1。
(代替選擇相位移電壓VP1＝V1*φ(t)也可以連續(xù)選擇移位一個常數C的電壓VP1＋C，這是當使用相位角φ(t)＋C/V1時得出的，因為如果函數cosφ(t)和sinφ(t))是無時間中值的，則這也是函數cos(φ(t)＋C/V1)和sin(φ(t)＋C/V1)。但是因為角度φ(t)的零點毫無問題是可以任意定義的，似乎表達式VP1＝V1*φ(t)是足夠了。)于是由于TE-TM-相位調制器引起的偏振模式擴散補償的干擾正好可以避免，如果代替普通的直流電壓信號使用這些TE-TM-變換器信號時。這些改進的信號是簡單假設變換器-控制電壓(電極電壓)V1j，V2j的恒定幅值和恒定相位角γj是無直流成分的，則TE-TM-變換器無漂移地工作。
還應該補充的是，具有同樣長線圈長度的變換器單元(同樣數目的電極齒尖)也用同樣大小的變換器-最大電壓進行驅動。一般來說各自將電極E1J和E2J的齒尖數目選擇為同樣大小。在這種情況下可以選擇Vxj＝Vyj＝V0j。未來的觀點是以相應的對稱結構為前提的。
為了偏振變換和/或PMD-補償可以改變變換器電壓和相位角。原則上在要求的時間變化和函數φ(t)之間不存在相關。
也可以選擇各種其他連續(xù)隨時間變化的信號代替三角形信號用于控制相位調制器，對于這些角函數cosφ(t)和sinφ(t)的時間中值消失了，例如非對稱的三角形連接電壓或者正弦電壓，這些產生具有峰值漂移角為±π/2弧度的有差別的相位調制，或者三角形連接電壓或者梯形電壓，這些產生具有峰值漂移角小于±π/2的有差別的相位調制。后者的優(yōu)點是所要求的電壓VP1或者TE-TM-相位調制器PH1，PH2的長度最小。
原則上相位移φ(t)的頻率是任意的?？梢韵胂蟮念l率位于1μHz(微赫芝)至1MHz區(qū)域。如果將頻率選擇的非常小，當然人們得到的PMD-補償的干擾最小。只需要這樣大小的PMD-補償，在一個周期期間避免DC-漂移效應；有益的是然后應該使用在1μHz(微赫芝)至1kHz范圍的小頻率。
為了從相位移φ(t)中得到與時間有關的原始偏振，對應于附圖1在芯片輸出端上安排了第二個TE-TM-相位調制器PH2，這個產生具有調制角函數-φ(t)的有差別的TE-TM-相位調制。因為第二個TE-TM-相位調制器的接地電極在實施例中位于波導管輸入邊的另一邊，輸出邊的相位調制器-先決條件是與輸入邊的相位調制器同樣長-用同一個電壓VP2＝VP1驅動。通過第二個有差別的TE-TM-相位調制器PH2雖然有差別的相位調制和調制的變換器-控制電壓可以達到恒定的原始偏振。于是這是有意思的，如果在偏振多路復用運行時傳輸正交偏振信號。如果相反可以放棄與φ(t)無關的原始偏振，和這個在很多應用場合是有的，可以放棄在芯片輸出端的第二個有差別的TE-TM-相位調制器PH2。
如果用偏振多路復用-傳輸方法傳輸信號則對不同偏振的PMD-影響可以進行共同補償或者將被接收的偏振可以與所要求的偏振進行所要求的匹配。偏振信號的分配是在補償器-組件的輸出端進行的。裝置本身沒有第二個相位調制器PH2也可以產生確定的恒定的原始偏振，即TE或者TM。因此在偏振器輸出端沒有第二個相位調制器進行偏振多路復用運行也是可能的。例如在芯片輸出端借助于集成在芯片上的TE-TM-射線分配器PBS將這些偏振解多路復用。
附圖2表示了本發(fā)明相應的實施例。不考慮輸出邊的相位調制器在芯片輸出區(qū)域TE-TM-偏振射線分配器PBS，附圖2是與附圖1一樣的。偏振射線分配器具有光學定向耦合器的形狀具有兩個輸入端E1，E2和兩個輸出端OUT1，OUT2。定向耦合器結構又是由波導管WG定義的，輸入端之一E1是與原來的偏振變換器或者PMD-補償器耦合的。在偏振射線分配器的耦合區(qū)域KB將光波超臨界耦合，其中因為不同的模式場和晶體的雙折射將TE-和TM波進行不同的耦合。在適當設計時人們在輸出端OUT1得到一個偏振，例如TE，而在另外的輸出端OUT2出現在這種情況下與其正交的TM。在輸出端OUT1，OUT2可以連接兩個光學接收器，必要時在那里也可以安排其他的偏振器，以便相對于所希望的偏振改進各個不希望的偏振的分辨率。
也可以通過輸出邊的偏振射線分配器將其他的實施例補充在PMD-補償器和偏振多路復用器上。按照本發(fā)明將任何一個任意的無直流電壓漂移的偏振變換器PT或者無直流電壓漂移的PMD-補償器PMDC為了偏振分配目的用有益的方法通過偏振射線分配器PBS進行補充。用簡圖方式將這個表示在附圖19上。可以將這些零件整體集成在基質SUB上，但是這不是必須的。附圖19作為PMD-補償器PMDC或者偏振變換器PT特別是也可以使用借助于附圖1，4，7，8，11，12，和13敘述的實施例。
任何一個PMD-補償器同時也是一個偏振變換器。因此一方面出現所希望的PMD-補償和另一方面直到偏振射線分配器PBS的輸入端E1出現所希望的偏振變換，這是適合的將連接在這個偏振射線分配器PBS附近的PMD-補償器零件優(yōu)異地為了偏振多路復用器的偏振變換的目的進行驅動，將距離比較遠的即連接在輸入端IN方向的PMD-補償器優(yōu)異地為了PMD-補償目的進行驅動。按照本發(fā)明為了避免DC-漂移附加使用這些零件的控制。
偏振射線分配器PBS的實施例在文獻H.Hermann et al.，D.A.Smith，W.Sohler，“集成光學，聲學可調波長濾波器，和開關和其網絡應用”ECIO 1993會議文集，Neuchatel，瑞士，10-1至10-3頁中的附圖7以及在那里說明的文獻來源中獲悉。特別是代替耦合區(qū)域KB可以使用質子交換的波導管。
在Vxj＝Vyj＝V0j情況下可以將變換器-控制電壓Vij(i＝1，2；j＝1，2，……，n)表示為對應于用V1j＝V0j*cos((γj-φ(t))或者V2j＝V0j*cos((γj-αj-φ(t))的形式的已經敘述過的控制電壓。其中V0j的幅值確定了IE-TM-模式變換的強度。因為在相鄰的模式變換器電極之間各自安排了附加的1/4或者3/4拍波長的位置，在這個實施例中得出由幾何形狀決定的αj＝±π/2。γj的大小可以如V0j一樣隨著時間的推移改變，以便滿足偏振變換或者PMD-補償的要求。在相位(γj-φ(t))或者(γj-αj-φ(t))時進行TE-TM模式變換，-因為與時間有關的φ(t)用與時間有關的形式-相位(γj-φ(t))或者(γj-αj-φ(t))的變化正好與通過輸入邊相位調制器產生的具有角度φ(t)的有差別的TE-TM-相位調制相反，簡短地說，由于使用交流電壓產生的效應改變補償組件的PMD和因此PMD-補償函數也不會改變補償組件的PMD，因為它們相互抵消。(輸入區(qū)域的長度變化對應于輸入端的相位調制。模式變換器電壓的變化對應于電極的縱向移位。如果電極縱向移位正巧與輸入區(qū)域的長度變化相反，以相位調制器前邊的芯片開始為基礎的電極保持在同一個位置，則偏振變換和補償器的PMD和因此PMD-補償也保持在同樣的位置。)多個TE-TM模式變換單元除了所希望的模式變換之外還可以產生有差別的TE-TM-相位調制，因為它們的作用是作為普通的橢圓形的延遲器。在芯片輸入端通過有差別的TE-TM-移相器產生的相位移(相位調制)φ(t)可以在特殊情況下或者在不同形式的實際上不充分的情況下已經由后面的變換器單元進行補償，這樣對于連接在后面的變換器單元不可能選擇無直流成分的控制電壓。為了避免這種效應，還可以安排多個有差別的TE-TM-相位調制器(這對應于附圖1的多個補償器的串聯電路)。
當相位調制φ(t)的頻率很小時不要求將所有TE-TM-變換器單元用電壓V0j*cos(γj-φ(t))或者V0j*cos(γj-αj-φ(t))驅動?？梢杂靡粋€調節(jié)裝置驅動一些或者所有的變換器單元，調節(jié)裝置同時調節(jié)偏振或者補償PMD。然而寧愿用上述形式預先規(guī)定的變換器電壓，因為這不僅不妥協地達到PMD-補償的目的而且達到無直流成分的控制電壓。
在放棄TE-TM-相位調制器情況下，除了芯片前邊在輸入端附近連接的變換器單元，人們可以有選擇地記住形式為V0j*cos(γj-φ(t))或者V0j*cos(γj-αj-φ(t))的電壓。-由調節(jié)算法控制-前邊的TE-TM變換器現在必須產生具有角度φ(t)的有差別的TE-TM相位調制。
在附圖7上本發(fā)明擴展的實施例中充分利用了借助于TE-TM-變換器或者-變換器單元制造有差別的TE-TM-相位調制φ(t)的可能性。可能性在于將TE-TM-變換器Pa補充在芯片的輸入端(附圖7)和當需要時不僅在不改變PMD之后而且也在不改變偏振變換之后將這樣的TE-TM-變換器Pz補充在芯片的輸出端(附圖8)，將這些用專門的無直流成分的控制電壓驅動。在附圖7的實施例中使用按照F.Heismann，R.Ulrich，“集成光學單-邊帶調制器和相位變化器”，IEEE J.量子電子學18(1982)4,767-771頁中的TE-TM-變換器，這個只需要兩個控制電壓。在這個優(yōu)異的實施例中任何一個變換器單元Pa，Pz進行完全的模式變換，因此決定了恒定的電壓Vxa，Vya。變換器電極得到控制電壓V1a＝Vxa*cos(γa-φ(t)/2)或者V2a＝Vya*cos(γa-αa-φ(t)/2)。這些是有差別的相位移φ(t)/2的一半φ(t)/2的相位移的余弦函數cos(γa-φ(t)/2)，cos(γa-αa-φ(t)/2)。因為模式變換器的固有模式Pa在這個設計中在Poincare-球的S2-S3-大圓上有一個角度座標φ(t)/2，用這種方法確保了按照本發(fā)明在X-截面和Y-傳播方向的鋰鈮酸鹽芯片的TE-TM-主偏振之間進行有差別的相位調制。如已經敘述過的角度αa和γa是從電極的幾何形狀和變換器Pa與其他變換器的距離中得出的。
當然還有很多其他可能性產生有差別的相位調制。在本發(fā)明上述實施例中代替使用有差別的相位調制器有可能使用多個串級連接的相位調制器，將其有差別的相位調制相加為數值φ(t)。
在后面敘述的具有TE-TM-模式變換器的實施例中也可以將多個這樣的具有完全的模式變換的模式變換器串級連接在一起，其中將有差別的相位不同的作用用交替變化的正的和負的符號相加。也可以將具有不完全的模式變換的TE-TN-模式變換器相加，其中將相同的TE-TM-相位移的延遲相加。最后TE-TM-相位調制器和TE-TM-模式變換器的組合也適用于產生有差別的TE-TM-相位調制。
除了有差別的TE-TM-相位移φ(t)(例如三角形信號)的上述實施形式之外，通過TE-TM變換器其產生特別適合于，對于φ(t)可以選擇線性的時間函數則φ(t)＝Ω*t，其中Ω是一個恒定的圓頻率。將這個有益地選擇為低于典型的準備補償的偏振變化；隨后應該有益地使用1μHz(微赫芝)至1kHz范圍的小的頻率。
如果人們愿意從有差別的相位移φ(t)中得到與時間有關的原始偏振，則對應于附圖1可以在芯片的輸出端上安排一個TE-TM-相位調制器PH2，但是具有完全的模式變換的同樣好的變換器Pz和電壓如上面敘述的可以在后面正規(guī)的變換器單元上進行。
根據實施例可以要求將正規(guī)變換器單元的控制電壓(V1j，V2j)相對于沒有差別的相位移φ(t)的偏振變換器的實施結構在調節(jié)范圍框架內進行改變。例如將輸出邊變換器Pa后面的TE-TM-變換器1和輸出邊變換器Pz前面的TE-TM-變換器n這樣控制，使它們進行完全的模式變換，如果不存在變換器Pa，Pz情況下它們不應該進行模式變換和相反。
本發(fā)明的所有實施例在可以忽略偏振模式擴散和將無漂移的偏振變換器只使用于從給定的原始偏振狀態(tài)產生確定的輸出偏振狀態(tài)情況下也起作用。
大多數實施例在電子技術普通的簡單的基質情況下也起作用例如恒定信號的或者相位角的相加或者改變相位角的或者信號的符號。
在附圖3上表示了調節(jié)裝置的原理。將光學信號OS輸入給接收終端RX。接收信號穿過PMD-補償器K1和隨后在光電二極管PD上進行解調，后置于光電二極管上一個決策器DFF。將從光電二極管輸出端輸出的基帶信號BB經過帶通濾波器FI輸入給測量裝置ME，例如整流器，測量裝置經過調節(jié)器MP借助于控制電壓V1j控制PMD-補償器。
原來的PMD-補償是這樣進行的，改變幅值V1j(Vxj和Vyj)或者V0j和相位角γj。通過補償過程與無直流電壓成分的控制電壓/電極電壓的理想值也可能出現短時的偏差。當然與允許的無直流電壓成分的理想值的偏差也是可能的。一般情況下這樣的偏差對于補償過程是可以忽略的。
是否人們在PMD-補償時改變Vxj和Vyj(或者V0j)和γj，即參數，這些參數可以共同影響兩個變換器電壓V1j和V2j，或者是否人們?yōu)榱诉@個目的簡單地單獨改變任何一個變換器電壓V1j和V2j，是沒有意義的，同樣是一樣的，是否人們按照數值和相位或者按照實數-和虛數部分表示一個復數。
在最簡單情況下首先有步驟地改變電極電壓中的一個，其中作為整流的輸出電壓適合于作為質量判據，整流的輸出電壓在帶通濾波器FI上進行測量，低通濾波器有一半的間距頻率作為中間頻率。
一步一步地進行PMD-補償，如果將變換器單元的一個或者兩個電極電壓試驗性地改變一個預先規(guī)定的量。然后測量濾波器FI的整流的輸出電壓U1。在改變電極電壓之后這個電壓U1得到改善，于是保持這個改變或者再一次進行整流的改變。如果相反電極電壓減小，至少部分地撤回改變或者甚至在原來改變方向相反方向用改變輸出點代替。
然后將其他的電極電壓最佳化。其中可以是合適的，首先只有將任何一個第二個，第四個，第八個或者第十六個電極電壓最佳化，因為這些是特別干擾的低階PMD-部分可以最快地進行補償。將這個過程循環(huán)重復一直達到最佳化。
如果當基帶信號的視覺開口為最大時即在沒有畸變的光學分析時達到了最大值。將整流的電壓U1使用作為尺度。
為此人們可以有選擇地從目前的工作點出發(fā)用試樣方式在兩個方向變更電極電壓。于是人們可以從整流電壓U1的差別中近似地求出這個整流電壓U1的梯度，和于是整流電壓在梯度方向這樣改變，使直流電壓趨向于最大值。
當調節(jié)過程循環(huán)重復時這可以是適當的，加在電極上準備最佳化的電壓的數值首先減小一些，因為這樣可以避免超過允許的電極電壓的數值。附加地或者有選擇地可以在任何一個過程中限制電極電壓。
如果人們準備在芯片上考慮比較復雜的布線時，例如將導線借助于絕緣的中間層進行交叉時，則可以實現對應于附圖4的補償器的變型K3。模式變換器-電極的齒尖E11，E21；E12和E22，…直到E1n和E2n在這里各自先后排列位于接地電極M的兩個齒尖之間和構成為變換器單元PVj。在電場的同樣的最大強度時，這是受材料常數的限制，這種偏振變換器的變型比附圖1的偏振變換器可以在略微比較短的長度上制成和因此在芯片的同樣的總長度上提供比較大的偏振變換的可變性。此外由于比較小的電極距離用于產生一定的場強需要的電極電壓比較小。
此外電極齒尖的周期為L，其寬度和距離大約為L/6。取消了將距離制造為L/4和3L/4的要求。將TE-TM-相位調制器PH1安排在芯片的輸入端是唯一的。為了控制電極又使用了V1j＝V0j* cos(γj-φ(t))或者V2j＝V0j* cos(γj-αj-φ(t))。因為電極是連續(xù)排列在距離為1/3的拍波長上，在這個實施例中幾何形狀決定了αj＝±π/3。此時V0j還決定了TE-TM-模式變換的強度。γj的大小可以同樣如同V0j一樣隨著時間的推移改變，以便滿足PMD-補償的要求。
除了鋰鈮酸鹽晶體具有Y-傳播方向的X-截面之外還可以選擇例如半導體中的很多其他的實施例。同樣人們可以使用具有Z-截面和Y-傳播方向的鋰鈮酸鹽。相對于上述實施例可以相互交換結晶學的X-軸和Z-軸。代替周期的垂直場(在X-方向延伸的)現在必須接上周期的水平場(還是在X-方向延伸的)。附圖17表示了這樣的模式變換器或者模式變換單元PMCj。在芯片表面和電極之間以及在電極之間可以涂上普通的絕緣的中間層。在波導管WG的任何一個面上安排了梳子形狀的電極EMC11j，EMC12j，EMC21j，EMC22j。在一個面上的電極EMC11j，EMC12j用模式變換電壓V1j或者-V1j加負荷。在另一個面上的電極EMC21j，EMC22j用模式變換電壓V2j或者-V2j加負荷。將這些相對于上述面上的電極在傳播方向Y上移位拍波長L的四分之一L/4。在波導管的一個面上的電極距離和電極寬度也是大約L/4。在各個面上的兩個梳子形狀的電極是通過絕緣的中間層在交叉點上是相互絕緣的，各自具有拍波長L的周期和是相互移位拍波長L的一半L/2。通過模式變換器電壓V1j，V2j和與之有關的逆變電壓-V1j，-V2j(也就是說相對于電壓V1j，V2j正好相反的電壓)可以在相位上和在90°相位差上進行模式變換，這允許無限的偏振變換和PMD-補償。在這個實施例中的角度α為90°。這種模式變換器或者這種模式變換器單元可以代替上述實施例中的模式變換器(單元)P1…Pz，Pa，Pz。這不僅適合于前置的和必要時適合于后置的模式變換器Pa，Pz或者有差別的移相器PH1，PH2，而且也適合于偏振變換器和PMD-補償器，這些對于DC-漂移是不敏感的和不需要這種裝置。例如α＝120°或者α＝60°的實施例通過其他的電極安排是可以想象的。在附圖18的另外實施例中省去了在波導管一面上的模式變換器電極。在另一面上將兩個電極用接地電極EMC代替，這也可以構成為梳子形狀。模式變換器的這個實施例PMj同樣允許在兩個90°相位差上進行模式變換，但是只是這樣進行，除了具有電壓V1j的第一個模式變換器電極EMC11j還安排了具有電壓V2j的第二個模式變換器電極EMC21j。兩個電極在芯片SUB的Y傳播方向相互錯位拍波長L的四分之一L/4的非偶數倍3L/4，則如附圖1表示的，在那里當然構成為略微另外形狀的電極E1j，E2j(j＝1…n)。為了達到在相位上和在90°相位差上大的可以自由選擇的模式變換度將多個或者很多模式變換器單元PMj串級連接在一起。
而具有TE-和TM-主偏振的偏振變換器和模式變換器的上述實施例涉及到，哪個有可能將這些TE-和TM-波先后地進行變換，現在敘述實施例，在其上是可以模式變換的和主偏振是左旋-和右旋的偏振。由模式變換器變換的偏振始終也是在模式變換器之間延伸的雙折射波導管的主偏振(主要的偏振狀態(tài))。
在IEEE J.光波技術6(1988)7，1199-1207頁上敘述了一個偏振變換器，這是在非雙折射基質材料上實現的。這個偏振變換器可以將任何一個任意的偏振無限地轉化為圓偏振或者相反和具有非常小的延遲，這在理想情況下最大必須只是π。這個偏振變換器工作為圓偏振的模式變換器，其中在這些圓偏振之間可以任意和無限地選擇相位延遲。這個偏振變換器可能的固有模式是線性的偏振。
在IEEE J.光波技術8(1990)，438-458頁和IEEE J.光學技術信箋.4(1992)，503-505頁上有類似的偏振變換器。后者具有將單個組成部分的延遲相加的延遲，這為2π或者大于2π，但是為此也可以將任何一個任意的偏振轉化為任何一個任意的另外的偏振。在光纖通信會議和集成光學和光纖通信(OFC/IOOC’99)的國際會議的會議文集，郵件最終期限論文集卷，PD29，圣地亞哥，1999年2月21-26日中敘述了PMD-補償器可以由一系列的有差別的延遲部分構成，位于其中的偏振變換器必須可以將任何一個任意的偏振轉化為后面的有差別的延遲部分的主偏振(主要的偏振狀態(tài))。
例如將具有線性主偏振的雙折射光波導線(例如PANDA-光纖)適合于作為延遲部分。
按照本發(fā)明將四分之一波形金屬片后置于圓偏振動模式變換器上。需要時將另外的四分之一波形金屬片前置在圓偏振動模式變換器上。從而形成一個偏振變換器，這個可以連續(xù)地轉化具有±45°仰角的線性偏振。
通過將多個這樣的偏振變換器與連接在中間的和后置于后端的包含偏振的光波導線串級連接產生偏振模式擴散的簡單補償，光波導線是這樣定向的，它們有±45°仰角的線性主偏振(主要的偏振狀態(tài))和此外在這些主偏振之間有有差別的成組運行時間。
然而前置在和/或后置在圓偏振的模式變換器區(qū)域的偏振模式擴散元件的主偏振是圓形的。
在附圖9實施例中(截面附圖10)的偏振變換器是由具有X-截面和Z-傳播方向的鋰鈮酸鹽晶體構成的。通過將鈦擴散進入晶體SUB中產生一個波導管WG。在晶體上可以-但是不必須-涂上絕緣的中間層PUF，例如二氧化硅。同樣如晶體一樣中間層在運行波長時是透明的。在中間層或者在晶體上蒸發(fā)上導電的電極ELi，EMi，ERi(i＝1…n)。在這里n＝4，但是其他數值也是可能的。這些電極可以由金屬例如由鋁構成，但是也可以由透明導電的金屬例如銦-錫-氧化物(ITO)構成。在實施例中中間層PUF只存在于中間電極的下面。這個的優(yōu)點是只有外邊電極ELi，ERi之間形成的場沒有DC-漂移。由于電極導電性被放大的衰減不會出現或者只在很小程度上出現，因為在外邊電極ELi，Eri區(qū)域的光波已經非常大地被衰減了。
電極ELi，EMi，ERi是分塊的，這樣就存在4個偏振調節(jié)環(huán)SBCi(i＝1…4)。中間電極EMi位于波導管的上邊，左邊和右邊的電極ELi，ERi是平行地安裝在波導管的兩邊。將分成不同塊的單個電極，例如所有的電極Emi，也可以相互連接。由于在外部電極ERi，ELi之間接上相反的電壓UPi(i＝1…4)產生縱向電的(TE-)和縱向磁的(TM-)波。由于不可避免的波導管雙折射一般來說要求電壓UPi的不同電壓值UPi0為零，以進行相位匹配，也就是說達到TE-TM-相位移消失的目的。因此代替Z-傳播方向也可以選擇其他的傳播方向，這個傳播方向與Z-軸接近只差幾度，因為借助于很小的雙折射晶體截面可以近似地平衡波導管雙折射。雖然通常為了相位匹配要求電壓值UPi0不等于零，一般情況下這個平衡是不完全的。
如果人們在外邊電極ELi，Eri上相對于中間電極EMi接上整流電壓UCi(i＝1…4)時，這樣人們就得到TE-TM-模式變換。當電壓UCi消失時模式變換理想地等于零，但是當電極相對波導管在Y-方向很小的側面位移時為此可以需要電壓UCi0。通過相反的和整流的電壓UPi和UCi的組合可以達到TE-TM-相位移和TE-TM-模式變換的任何一個任意的補償。人們將這樣的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)也稱為Soleil-Babinet-補償器SBC。SBCi的延遲ψi是由沒有模式變換的TE-TM-相位移和沒有相位移的TE-TM-模式變換的幾何相加得出的，則ψi＝sqrt((bb*(UCi-UCi0))^2＋(aa*(UPi-UPi0))^2)。下面將延遲ψi始終理解為正的；將負的延遲表示為被置換的正的固有模式。常數aa，bb是由電和光場之間的重疊積分確定的。SBC的作用是作為具有正交的，線性偏振的固有模式的延遲ψ的線性的光學的波形金屬片。這種固有模式的仰角的雙倍的切線與(bb*(UCi-UCi0))/(aa*(UPi-UPi0))成正比。如已經說明過的，在理想情況下UCi0等于零。
為了將圓偏振變換為任何一個任意的偏振狀態(tài)或者相反SBCi可以有一個延遲為ψi＝0…，見IEEE J。光波技術6(1988)7，1199-1207頁。還可以證實將SBC分成為多個，其中總延遲的可調節(jié)性與被分配的SBC的可調節(jié)性是同樣的，使同樣始終希望的偏振變換成為可能。則為了將圓偏振變換為任何一個任意的偏振狀態(tài)或者相反例如也使用延遲各自為0…π/2的兩個SBCs。為此使用附圖9的SBC2和SBC3。輸出邊存在有類似結構的SBC4。有益的是這個的作用是作為具有固有模式的四分之一波形金屬片，這是平行于或者垂直于芯片表面的。為了使結構長度最小化，在或者在SBC4前邊很短的地方將波導管WG彎曲一個角度WI。但是也可以放棄這個彎曲。彎曲的優(yōu)點是基質材料的材料雙折射也起作用，這樣SBC4可以比SBC2或者SBC3有比較短的結構長度。在這種優(yōu)異的情況下當適當選擇長度時對于SBC4完全不需要電極，因為相應的波導管塊本身已經起到這種四分之一波形金屬片的作用。當然一般來說為了不可避免地補償幅值的不特別重要的不精確度，然而比較短的電極ER4，EM4，EL4是適合的和足夠的。通過電壓UP4可以將SBC4的延遲(具有0°-和90°-固有模式)調整到所要求的數值ψ4＝π/2或者ψ4＝-π/2。由于在電極ER4，EL4的下面缺少中間層這個電壓不會受到或者只有很小的DC-漂移。不要求電壓UC4。當然允許將UC4和UP4相對于這些數值的偏差可以臨時用于平衡偏振變換器的不理想的性能或者用于其他的目的，因為DC-漂移的時間常數是非常高的。
在輸出端連接了包含偏振的光波導線PMFB，其主偏振(軸)與芯片表面的角度為45°。因為在SBC4的輸入端將±45°-偏振在SBC4端部進行變換，SBC2，SBC的作用是偏振變換器，將這個可以使用在偏振模式擴散的補償器(PMD-補償器)上。由于對稱的原因和為了偏振變換器的比較容易的可控制性同樣建立了芯片的輸入端在主偏振和芯片表面之間為45°角的包含偏振的光波導線PMFA后面的角度為WI的延伸的，短的Soleil-Babinet-補償器SBC1，當長度選擇和角度選擇如同Soleil-Babinet-bchq1SBC4為四分之一波形金屬片時也可以取消其電極。最后跟隨著Soleil-Babinet-補償器SBC2，SBC3。在SBC2，SBC3區(qū)域波導管WG延伸和在SBC1，SBC4的延伸之間的角度當光波導線PMFA，PMFB耦合時不會導致困難，因為可以將芯片端面在一定限度上切成任意的角度。在這個角度情況下相對于在Soleil-Babinet-補償器SBC1，SBC4上的波導管出現光波導線PMFA，PMFB，由芯片端面的角度決定折射率和折射原理。
這樣驅動芯片，Soleil-Babinet-補償器SBC1，SBC4作為四分之一波形金屬片具有線性的固有模式，這在平行于和垂直于芯片的表面上延伸。將SBC2，SBC3共同作為具有0和至少π之間可以變化的延遲的SBC進行驅動。分塊為具有延遲ψ2＝0…至少π/2，ψ3＝0…至少π/2的SBC2，SBC3因為固有模式同時存在的單獨的可變性比不分塊的SBC提供了不可避免的相對的不精確度，然而為了減少控制電壓數也可以放棄分塊。但是也可以安排更多的塊，必要時可以達到比較大的總延遲。根據是否相互錯位90°或者是否在同樣主偏振同樣仰角情況下將PMFA，PMFB安裝在芯片端面上，當延遲為0時得到有差別的成組運行時間的相加和相減。如果將四分之一波形金屬片SBC1，SBC4通過不同結構長度和/或角度WI有選擇地構成為三分之一波形金屬片，將功能正好改變?yōu)?，相加和相減進行置換。
在附圖11上最后表示了具有多個構成為這樣的偏振變換器SUB1…SUB4和在中間或者在后置的包含偏振的光波導線PMF1…PMF4上具有有差別的成組運行時間和與芯片端面為±45°上延伸的線性偏振主偏振。這樣相對于當代技術水平就得到了結構長度明顯減少的偏振變換器，簡單的控制和尤其按照本發(fā)明改善了DC-漂移的可抑制性。芯片輸入端是IN1…IN4，芯片輸出端是OUT1…OUT4，芯片輸入端IN1同時是PMD-補償器的輸入端IN，光波導線PMF4的輸出端OUT是PMD-補償器的輸出端。將光波導線PMF1…PMF4的確定的，例如將比較的主偏振各自在芯片輸出端OUT1，OUT2，OUT3以Y-軸為基礎調整為45°，在芯片輸入端IN2，IN3，IN4調整為-45°。當SBC1和SBC4在偏振變換器SBC1…SBC4中實際是作為相同固有模式的四分之一波形金屬片工作的先決條件下，-其中將SBC1構成為SUB1是一個例外，因為那里沒有連接包含偏振的光波導線-，因此各自將在每個芯片SUB1…SUB3的SBC4開始的圓偏振通過SBC1和SBC4過度為每個芯片SUB2…SUB4的SBC1末端的同樣的圓偏振。這意味著，當延遲ψ2＝0和ψ3＝0時在每個芯片SUB2…SUB4上將包含偏振的光波導線PMF1…PMF4有差別的成組運行時間相加。
將每個基質SUB1…SUB4上的SBC2和SBC3共同構成為任何一個具有圓偏振的作為可變換偏振的模式變換器Pi(i＝1…m，其中在附圖11上m＝4)和當不存在模式變換時同時構成為波導管的主偏振和同時構成為連接相鄰模式變換器Pi和P(i＋1)的整個的波導管的主偏振。
在附圖12上可以看到基質SUB1的結構。在那里將Soleil-Babinet-補償器SBC2，SBC3構成為圓偏振的模式變換器，和通過Soleil-Babinet-補償器SBC4在SBC3輸出端后面與偏振有關的光波導線PMF1上得到圓偏振。
在基質SUB1上作為四分之一波形金屬片工作的組件SBC1和在SBC2前面的波導管彎曲是不適合的和不需要的或者是不安排的。代替這個安排了Soleil-Babinet-補償器SBCa。Soleil-Babinet-補償器作為循環(huán)的波形金屬片具有完全的模式變換具有延遲為ψa＝π。為此要求V1a＝Vxa*cos(γa-ψ(t)/2)和V2a＝Vya*cos(γa-αa-ψ(t)/2)，其中(UPa-UP0)＝V1a，Vxa＝π/aa，(UCa-UCa0)＝V2a，Vya＝π/bb。例如選擇φ(t)＝Ω*t，其中Ω還是低的角速度。先決條件是電極的同樣的電壓強度，Soleil-Babinet-補償器SBCa的長度等于SBC2，SBC3的總長度。
將基質SUBj(j＝1…4)上的模式變換器SBC2，SBC3原則上可以串聯在一起。在這種情況下適合于將其用電壓(UPj-UPj0)＝V1j，(UCj－UCj0)＝V2j驅動，其中按照本發(fā)明V1j＝Vxj*cos(γj-φ(t))或者V2j＝Vyj*cos(γj-αj-φ(t))；j＝1…4。如果人們相對于這些電壓允許附加的改變時，相對于不理想地實現這些SBC2，SBC3和其他的組件于是人們得到比較大的改變，這些改變是這樣進行的，連續(xù)得到所希望的偏振變換或者PMD-補償。
在波導管WG上面準確地調整電極EMj(j＝1…4，a)時UCj0＝0.此外在電極E1j下面沒有中間層，則在那里即使當Upj0不等于零的情況時也不出現DC-漂移。通常出現DC-漂移的唯一位置是電極EMj。
因為這些電極得到無中值的電壓，在按照本發(fā)明的實施例中也避免了DC-漂移。
代替模式變換器SBCa也可以使用循環(huán)的延遲器，例如法拉第-旋轉體或者基質SUB1的回轉，在固有模式(和同時是后面的光波導線段的主偏振)之間的相位延遲φ(t)如以前的實施例中已經滿足函數cos(φ(t))和sin(φ(t))中值消失的條件。
借助于附圖13敘述本發(fā)明其他種類的實施例，然而這些是建立在同樣的發(fā)明思路基礎上的。
與附圖10和12相似安排了具有X-截面和Z-傳播方向的鋰鈮酸鹽基質SUB。中間層是貫通的，然而也可以構成為如同附圖10或者完全取消-當透明的電極時-。用三個縱向分塊的電極覆蓋波導管WG或者陪伴在其側面。電極ELi，EMi，ERi是這樣分塊的，有n＝8偏振調節(jié)環(huán)節(jié)SBCi(i＝1…n)。按照附圖10加在電極上的電壓是UPi和UCi。用另外的數目n也是可能的。
如已經說明過的，為了將圓偏振變換為任何一個任意的偏振狀態(tài)或者相反SBCi可以有延遲ψi＝0…π，見Noe，R.，Heidrich，H.，Hoffmann，D.，相關光學的無限的偏振控制系統(tǒng)，IEEE J.光波技術6(1988)7，1199-1207頁。為了將線性的偏振變換為任何一個任意的偏振狀態(tài)或者相反可以使用以任意順序的具有延遲為π/2，π的兩個SBC，即可光電回轉的四分之一波形金屬片和半波形金屬片。
為了將任何一個任意的變換為任何一個任意的其他偏振狀態(tài)使用具有延遲為ψi＝0…2π的兩個SBCi，見N.G.Walker，G.R.Walker，“相關通信的偏振控制”，IEEE J.光波技術8(1990)，438-458頁。為了這個目的也可以使用具有延遲為π/2，π，π/2的三個SBCs，即可光電回轉的四分之一-，半-和還是四分之一波形金屬片，見F.Heismann，M.S.Whalen，“快速自動偏振控制系統(tǒng)”，IEEE光子技術信箋4(1992)，503-505頁。此外具有延遲為0…π的和一個SUB和具有延遲為π的另外一個SUB足夠了。
此外代替被發(fā)現的具有延遲ψi為最大數值ψimax的配置始終也有可能使用這樣的配置，在其中可以在最小數值或者零和這個最大數值ψimax之間自由選擇一個或者多個延遲ψi。這意味著，為了將任何一個任意的變換為任何一個任意的其他偏振狀態(tài)例如可以使用具有延遲ψ1＝0…π/2，ψ2＝0…π，ψ3＝0…π/2的三個SBCs或者具有延遲ψ1＝0…π，ψ2＝0…π的兩個SBCs。同樣為了將線性的變換為任何一個任意的偏振狀態(tài)或者相反可以以任意順序使用具有延遲ψi＝0…π/2，ψ2＝0…π的兩個SBC。
最后有可能將一個SBC分成為多個同樣是連續(xù)的所希望的偏振變換，在其中延遲和的可調節(jié)性與被分開的SBC的可調節(jié)性相同。這樣為了將圓形的變換為任何一個任意的偏振狀態(tài)或者相反例如也可以使用兩個，為了將線性的變換為任何一個任意的偏振狀態(tài)或者相反也可以使用三個和為了將任何一個任意的變換為任何一個任意的其他的偏振狀態(tài)也可以使用四個SBCs具有各自為0…π/2的延遲。在這種情況下也可以附加其他的SBC。
關于偏振變換器的功能性已經在歐洲光學通信會議的會議文集3卷，1998年9月20-24日，馬德里，西班牙，在55，57頁中報告過，在PMD-補償器中的偏振變換應該可以將有差別的延遲部分的主偏振無限地變換為任何一個任意的偏振。對應于在上面敘述過的在圓的主偏振情況下用延遲為0…π的一個SBC就足夠了。在線性主偏振情況下為此需要例如具有延遲為π，π/2或者0…π，0…π/2以任意順序的兩個SBC1。在任何一個這樣的情況下分成為多個SBCs或者分成具有單獨的或者整個比較大的最大延遲的是可能的-如已經敘述過的-。在參考文獻中也展示了將必要的偏振變換通過有差別的延遲部分分成為多個具有不完全模式變換的模式變換器。從上面敘述的得出至少可以將一個模式變換器例如一個SBC使用作為偏振變換器。而且存在愈多的模式變換器或者SBCs和這些具有愈大的延遲，愈可以將偏振變換器在功能上利用作為PMD-補償器的一部分。
在附圖13的實施例中標注了普通的數n的情況，但是所有上述情況都可以通過去掉單個的或者將相鄰的Soleil-Babinet-補償器(SBCs)連接在一起來實現。在上述情況的基礎上在這里將四個相鄰的SBCs使用在正常的偏振變換上。在線性的主偏振情況下擴展的例子是具有延遲為π，π/2，或者0…π，0…π/2以任意順序的兩個SBCs。
還要敘述當然是具有降低功能性的有選擇的實施例，或者可以將移相器電壓UPi選擇為恒定的，例如等于UPi0或者等于零，或者可以將模式變換電壓UCi選擇為恒定的或者等于零。在后面的情況下可以取消電極EMi。為了簡單起見在下面始終談到SBCs，即使如果在有些情況下可以使用這種簡化的偏振調節(jié)元件。
可以將所有允許在相位上和在90°相位差上進行模式變換的模式變換器使用作為另外的實施例。特別是將所有模式變換器(單元)必要時串級連接，則交替變化地將在相位上進行模式變換的梳子電極，和將在90°相位差上進行模式變換的梳子電極前后排列，在前邊用標識符P1，Pj，Pn，PV1，PVj，PVn，PMCj，PMj敘述過。因此得出，Soelil-Babinet-補償器，圓偏振模式變換器，但是上述偏振調節(jié)環(huán)節(jié)是TE-TM-偏振的模式變換器，各自在兩個90°相位差中可以選擇。
電壓UPj(j是序號注腳，同樣如i)是由電壓V1j代替，電壓UCj是由電壓V2j代替。Soleil-Babinet-補償器SBCj可以由模式變換器PVj或者由多個串級連接的模式變換器單元Pj或者PMj代替。
正常情況下SBC不是用恒定的電壓驅動，因為一般來說偏振變換器的方向是光波導線-傳輸路段輸出端的一個變化的偏振，在偏振模式擴散的補償器上和在類似的應用場合轉化為其他的所希望的偏振，此時這些偏振一般來說是變化的。因此將偏振變換器在正常情況下用變化的電壓源進行驅動，電壓源是從調節(jié)器中得到信息。調節(jié)器同樣如同偏振變換器一樣是偏振調節(jié)系統(tǒng)的一部分。
按照本發(fā)明最后將擴展的Soleil-Babinet-補償器SBCi(i＝5…8)沿著波導管安排在第一個四個(i＝1…4)上。相似地也適合于由其他原來數目的模式變換器或者SBCs構成的偏振變換器，這些也允許具有不同的長度，相應的不同的最大延遲。在附圖14的時間間隔dt1中，Soleil-Babinet-補償器SBC1…SBC4進行正常的偏振調節(jié)，在后面也被稱為正常運行。為此如當代技術水平安排了一個調節(jié)器R，調節(jié)器產生電極電壓或者電極子電壓UPi，UCi和由外部的檢測元件經過達到的偏振匹配的程度得到信息，例如由偏振器P后面的光檢測器PD。這表示在附圖15上。將微處理器特別適合于作為調節(jié)器R。
在時間間隔dt1期間擴展的四個SBC5…SBC8的電極電壓由電壓值UPi1，UCi1(i＝5…8)這樣選擇，電極電壓與偏振調節(jié)運行中要求的電壓相反。在下面將后面的狀態(tài)稱為反向運行。為此例如具有常數k＝-1的UPi1＝k*UPi0，UCi1＝k*UCi0(i＝5…8)。如已經說明過的，在理想情況下UCi0等于零。在后面的時間間隔dtc11中將反向的電極電壓這樣慢慢地改變，在SBC5…SBC8中產生相位匹配為ψi＝0(i＝5…8)，在這里移位為UPi＝UPi0，UCi＝UCi0(i＝5…8)。將所要求的偏振變換此時產生的干擾通過SBC1…SBC4上的電極電壓的重新調節(jié)進行平衡。在時間間隔dtc11中在SBC5…SBC8上的相位匹配或者同時或者SBC5…SBC8先后不同地進行調節(jié)。如果在SBC5…SBC8上達到相位匹配，SBC4的延遲從正好存在的工作點ψ4＝ψ40慢慢地減小到ψ4＝0，和同時SBC8的延遲以同樣的尺度從ψ8＝0增大到ψ8＝ψ40。這也發(fā)生在時間間隔dtt14上。其中在兩個SBCs上將TE-TM-相位移和TE-TM-模式變換選擇為同樣的情況，這樣就出現固有模式的相同的仰角和SBC8承擔SBC4的功能。最后SBC7在時間間隔dtt13中以同樣的方式承擔SBC3的功能，在時間間隔dtt12中SBC6承擔SBC2的功能和在時間間隔dtt11中SBC5承擔SBC1的功能。如果這些結束時，在SBC1…SBC4上只加上了為了相位匹配所要求的電壓UPi＝UPi0，Uci＝UCi0(i＝1…4)。現在時間間隔dtc12時在SBC1…SBC4上的電壓這樣慢慢地改變，這些電壓與偏振調節(jié)運行時所要求的電壓是相反的和假設數值UPi1，UCi1(i＝1…4)在最簡單情況下UPi1＝k*UPi0，UCi1＝k*UCi0(i＝1…4)其中k＝-。將所要求的偏振變換此時出現的干擾通過重新調節(jié)SBC5…SBC8上的電壓進行平衡。當這種改變結束時SBC1…SBC4工作在反向運行。時間間隔dt1至dtc12是一個周期PE1的一半。在具有時間間隔dt2，dtc21，dtt24，dtt23，dtt22，dtt21，dtt22周期的第二半時在相反方向和相反順序進行此方法，此時SBC5…SBC8的偏振調節(jié)功能重新返回到SBC1…SBC4上。將周期PE1，PE2，即電極子電壓的來和回循環(huán)重復。將電極電壓UPi，UCi的曲線作為時間t的函數畫在附圖14上。
最簡單的是，在反向運行時將與相位匹配電壓相反的電壓UPi＝-UPi0，UCi＝-UCi0加在SBCi的電極上。從附圖14中看出，例如近似地在時間dt1，dtc11，dtt14，dtt13，dtt12，dtt11期間將UP4假設為數值UP40，但是只在時間dt2期間假設為數值UP41。按照本發(fā)明為了電壓時間中值達到最完全地消失，在有益的實施例中將UPi1選擇等于UPi1＝k*UPi0(1…8)，其中k是常數，這是-1的負數和保證UPi上面和下面的面積相等。類似地也適合于UCi1＝k*UCi0。在這種情況下在所有電極上在時間中點加上電壓0，因此沒有DC-漂移產生。一旦將dtc11，dtt14，dtt13，dtt12，dtt11 dt12，dtc21，dtt24，dtt23，dtt22，dtt21，dtt22選擇小于dt1，dt2時，常數k近似于數值-1。這是有益的，因為要求的電極的電壓強度比較小。這樣選擇周期本身的持續(xù)時間，持續(xù)時間是近似的或者-和這甚至更加適合-以比較小的或者明顯比較小的數量級小于DC-漂移時間常數。
在有選擇的實施例中也可以將持續(xù)時間dtt14，dtt13，dtt12，dtt11中的反應組合在一起，為此可以降低所需要的總時間。同樣適合于持續(xù)時間dtt24，dtt23，dtt22，dtt21中的反應。將這兩種簡化表示在附圖16中。在擴展的實施例中也可以將持續(xù)時間dtc11，dtc12，dtc13，dtc14中的反應補充在相鄰的持續(xù)時間中，同樣達到縮短執(zhí)行時間的目的。
對于很多應用場合目前敘述的降低漂移是足夠的，幾乎等于漂移補償。在正常運行期間當不同的ψi為零的情況下電極電壓UPi，UCi與相位匹配UPi0，UCi0數值的偏差在這樣形成的反向運行期間沒有進行平衡。如果經過比較長的時間沒有將這些偏差平衡，遺留下一些DC-剩余漂移。
因此在本發(fā)明擴展的實施例中調節(jié)器R求出電極電壓的時間積分。代替積分器也可以使用具有很大時間常數的低通濾波器，有益的是使用明顯大于周期PE1，PE2的持續(xù)時間。這在下面不進行專門敘述。調節(jié)器R選擇電壓值UPi1，UCi1，將這些在反向運行時啟動和加上，這樣就減小了電極電壓UPi1，UCi1的積分值。將這個用在兩個周期PE1，PE2上的電壓UPi1時間曲線的例子簡化表示在附圖16上。這樣選擇第一個電壓UPi11，使積分F21(具有正和負符號的面積)等于積分F11的負值。如果周期的持續(xù)時間小于DC-漂移的時間常數時，容許電極電壓積分的不完全平衡或者在另外方向上的過平衡。只必須注意，用不差于或者盡可能甚至比較好的方法進行后面周期上或者后面周期中的一個周期的平衡。有益的是調節(jié)器R是數字式的，這樣可以容易在長時間上用高精度形成或者進行電極電壓的積分(或者其低通濾波)。用這種方法達到完全無漂移的目的。
借助于附圖13至16敘述的本發(fā)明的實施例中為了達到DC-漂移補償的目的偏振調節(jié)所要求的費用幾乎成為雙倍的。由于按照本發(fā)明補充雙倍數目的模式變換器或者SBCs是特別合適的。也有可能將更多數目的模式變換器或者SBCs或者其他的偏振變換器補充進去。
在另外的情況下如果電極有明顯超過正常調節(jié)運行中所要求的電壓的一個電壓強度，從而降低費用是可能的。將比較少的具有4＜n＜8新的SBCs(SBC5…SBCn)補充到原來的(SBC1…SBC4)中去。這意味著在反向運行時將比較少的時間提供給任何一個SBC使用。因此必須將常數k明顯地變成為負的。
當上述實施例的偏振變換器是用鋰鈮酸鹽時，本發(fā)明的偏振變換器也用其他的晶體，例如鋰鉭酸鹽或者半導體和一般來說對于所有的偏振變換器是適合的，以同樣的數學表達式為基礎。因此在將一些概念用其他的代替，例如SBC由偏振調節(jié)環(huán)節(jié)，電極由控制接頭，相位移電壓和模式變換電壓由子信號代替。
例如可以將SBCs由其他的模式變換器代替，和雖然TE-TM-模式變換器是具有X-截面和Y-傳播方向的鋰鈮酸鹽晶體，如在IEEE在量子電子學雜志，QE-18卷，4號，1982年4月，767至771頁中敘述過的。
上述偏振變換器或者多個這樣的偏振變換器也可以是光學偏振模式擴散的補償器的一部分，有益的是與產生或者補償兩個正交主偏振(主要的偏振狀態(tài)，PSP)之間的有差別的成組運行時間的有差別的組件相連接。
可達到的延遲為至少π/2的四個原來的SBCs或者上述其他的組合情況下為了無限地將任何一個任意的變換為任何一個任意的其他的偏振狀態(tài)通過四個補充的SBCs(SBC5，，，SBC8)在任何情況下交替地反向運行是可能的。但是在減少數目的SBCs或者模式變換器時和/或減少可達到的延遲時也可以達到反向運行的目的。例如這是在IEEE J.光波技術，17卷，9號，1999，1602-1615頁中敘述的。其中進入反向運行的SBC或者模式變換器的功能至少部分地被一個或多個SBCs或者模式變換器承擔，這些與這個不是直接相鄰的，而是例如通過一個或多個有差別的延遲部分將其分開的?，F在與上述由可達到的延遲為π和π/2的兩個SBCs構成的相反(或者三個SBCs具有可達到的延遲π/2)，例如附圖11的偏振變換器SUB1可以通過與其他的具有可達到的延遲為π和π/2的兩個SBCs的串級連接(或者三個SBCs具有可達到的延遲π/2)保證了交替變化的反向運行。如果將它不僅使用在將水平的或者垂直的偏振變換為任何一個任意的偏振或者相反，而是如附圖11中表示的使用在補償器的一部分，此時必須將其他的，有益地在光線傳播方向的后面連接的，有益地同樣構成的偏振變換器SUB2，SUB3，SUB4同樣在相位dtc11，dtc12，dtc21，dtc22期間將其電壓UPi’，UCi’，UPi”，UPi，UCi為了保持光學PMD-補償器的總功能進行改變。在附圖14上簡化表示的電壓UP8，UC8曲線因此也可以是偏振變換器SUB1，SUB3，SUB4上的電壓UPi’，UCi’，UCi”，UPi，UCi的曲線。
如從附圖14中看出，單個的SBCs在正常運行和反向運行在周期dtc11，dtc12，dtc21，dtc22之間的交換在其他的，在這個時間負責偏振調節(jié)的SBCs的工作點UP40，UP30，UC30＝0，UP80，UP70，UC80＝0的周圍要求相對快的電壓變換。
然而明顯減少這些變化的頻率和變化速度是可能的，如果人們考慮到，將SBC從正常運行過度為反向運行或者相反，將在另外晶體基質上的SBC從正常運行過度為反向運行或者相反至少近似地進行補償。將這個表示在附圖20上。裝置類似于附圖11。從PMD-補償器的輸入端IN到輸出端OUT被一個信號OS穿過。
各自將一個確定的，例如光波導線PMF1，PMF2，PMF3的各自比較慢的主偏振PSP1在芯片輸出端OUT1，OUT2，OUT3調整為平行于芯片表面。將后面的芯片輸入端IN2，IN3，IN4上的這個PSP1各自調整為垂直于芯片表面。按照附圖13這是LiNbo3-晶體的Y-軸。在附圖20上這是通過在OUT1，OUT2，OUT3或者IN1，IN2，IN3上的符號0°(對于平行的)或者90°(對于垂直的)標志的。此外人們有選擇余地將在OUT4上的PMF4對于PSP1也調整為0°(平行)。如果按照附圖1的角度調整的主偏振在所有情況下是PSP1-在那里是標志在行a)上-這樣在偏振變換器SUB2，SUB3，SUB4靜止狀態(tài)將延遲部分PMF1，PMF2，PMF3，PMF4的有差別的成組運行時間相加。如果按照附圖1的角度調整的主偏振是交替變化的PSP1，PSP2-在那里是標志在行b)上-這樣在偏振變換器SUB2，SUB3，SUB4靜止狀態(tài)將各自相鄰的延遲部分PMF1，PMF2，PMF3，PMF4的有差別的成組運行時間相減。第一種或者第二種敘述的可能性根據應用情況可以提供優(yōu)點。還有其他的實施形式，例如對于PMF1，PMF2，PMF3，PMF4的角度調整PSP2，PSP2，PSP1，PSP1是可能的。具有其他晶體截面的偏振變換器的其他變型是可以想象的。
從附圖21中看出一個特殊的優(yōu)點。-各自按照附圖13構成的-在偏振變換器SUB1…SUB4上的SBCs在同樣的制造條件下具有至少相似的本征的雙折射。SBCs和在SUB1 SBCi上的電壓是UPi，UCi，在SUB2 SBCi’上的電壓是UPi’，UCi’，在SUB3 SBCi”上的電壓是UPi”，UCi”，在SUB4 SBCi上的電壓是UPi，UCi。i＝1…n。SBC1，SBC1’，SBC1”，SBC1是朝向各個輸入端IN1，IN2，IN3，IN4，而SBCn，SBCn’，SBCn”，SBCn是朝向各個輸出端OUT1，OUT2，OUT3，OUT4的。例如數目n可以等于8。但是原則上如上所述所有其他的大于1的數目都是可能的。n＝2u的情況是由擴展的，同樣構成為同樣具有u的SBCs偏振變換器補充給具有u的SBCs偏振變換器。即使大于1的非偶數n也是可能的。SBCs的不同的長度同樣是可能的。
在SUB1…SUB4同樣的制造條件下電壓UPi0，UPi0’，UPi0”，UPi0大約相等。于是電壓UCi0，UCi0’，UCi0”，UCi0大約也是相等的。將PMF1…PMF3各自回轉90°，因此UP5…UP8的變化用UP1’…UP4’整流的變化進行補償，如果在有關的SBC5…SBC8和SBC1’…SBC4’上不出現模式變換時。為此UC5…UC8和UC1’…UC4’必須至少近似地等于零。相似地也適合于在PMF2之前和之后的SBCs，和適合于在PMF3之前和之后的SBCs。因此應該在有差別的延遲部分PMF1…PMF3前邊的和后邊的SBCs上各自在同樣的時間上進行正常運行和相反運行之間的交換。如果SBC1…SBC4是正常運行，則SBC5’…SBC8’和SBC1”…SBC4”和SBC5…SBC8也是正常運行。這些說明也適合于反向運行。如果SBC5…SBC8是正常運行，則SBC1’…SBC4’，SBC5”…SBC8”和SBC1…SBC4也是正常運行。這些說明也適合于反向運行。當SBC5…SBC8”正常運行和反向運行之間交換時由于PMF4的0°-調整對于PMD-補償在正常情況下沒有意義。這意味著，理想地只有在SBC1…SBC4之間正常運行和反向運行之間的交換必須通過SBC5…SBC8進行平衡。在SBC5…SBC8和SBCi’，SBCi”，SBCi上的交換相反是沒有害處的。因此這種交換完全可以比較快地進行或者人們?yōu)榇擞羞x擇地更好地抵御SUB1…SUB4的不理想情況。
附圖21用試驗表示了SBC5…SBC8和SBC1’…SBC4’從正常運行變化為反向運行和相反。先決條件是同樣的組件SUB1，SUB2，可以在dtc22交換期間將UP5…UP8，UP1’…UP4’的曲線選擇得相同，和電壓UC5…UC8，UC1’…UC4’可以同樣是相等的，和甚至選擇等于零。在這種理想情況下在dtc22期間在SBC1…SBC4，SBC5’…SBC8’上完全不需要電壓變化，這使得恒定的電壓UP1…UP4，UP5’…UP8’，UC1…UC4，UC5’…UC8’成為可能。
與此相似將SBC5…SBC8和SBC1’…SBC4’在周期dtc11中進行從反向運行變化為正常運行。唯一的區(qū)別是，由于SBC1…SBC4，SBC5’…SBC8’正常運行時電壓為UP1…UP4，UP5’…UP8’，UC1…UC4，UC5’…UC8’這次一般來說假設為另外的恒定數值。
如果要求的電壓和出現的雙折射不相等，則至少可以將在dtc22，dtc11期間否則要求改變的電壓UP1…UP4，UP5’…UP8’，UC1…UC4，UC5’…UC8’的一部分廢棄?？傊{節(jié)過程保持了明顯的簡化。
將PMF1…PMF4與一端為0°和另一端為90°進行耦合的另外的優(yōu)點是在兩端可以補償與偏振有關的耦合衰減。
也有可能性，將PMF1…PMF4不在各自為SBU1…SBU4的0°和90°上進行耦合，而是與成對的相同定向的，例如始終是0°進行耦合。為此當然SUB1，SUB2，SUB3，SUB4必須交替地是正的和負的，也就是說在正常運行時具有或多或少準備補償的本征的雙折射。
權利要求
1.用于無直流電壓漂移的偏振變換或者補償偏振模式擴散(PMD)的方法，借助于有波導管(WG)和控制電極(E1j，E2j，E1j，Emj，ERj)的偏振變換器，將控制電壓(V1j，V2j，UPi，UCi)輸入用于改變光學信號(OS)的偏振或者偏振模式擴散，其特征為，使用至少近似于無直流成分的控制電壓作為控制電壓(V1j，V2j，UPi，UCi，-V1j，-V2j)。
2.按照權利要求1的方法，其特征為，光學信號的兩個正交主偏振的有差別的相位調制是在信號輸入(IN)區(qū)域用連續(xù)的有差別的相位移(φ(t))進行的，這些正交主偏振與偏振變換器(K1，K2，L3)的主偏振是一致的，這樣選擇有差別的相位移，其余弦函數[cos(φ(t))]和其正弦函數[sin(φ(t))]的時間中值至少近似地消失。
3.按照權利要求2的方法，其特征為，有差別的相位移至少部分地是由這個主偏振的第一個有差別的相位調制器(PH1)進行的
4.按照權利要求2的方法，其特征為，相位調制器是用調制器-控制電壓(VP1＝V1*φ(t))控制的，調制器-控制電壓至少近似地是有差別的相位移φ(t)的線性函數。
5.按照權利要求2的方法，其特征為，有差別的相位調制至少部分地是由這個主偏振的第一個模式變換器(Pa)進行的。
6.按照權利要求5的方法，其特征為，第一個模式變換器(Pa)進行完全的模式變換。
7.按照權利要求5或6的方法，其特征為，當模式變換時在主偏振之間進行一個有差別的相位移φ(t)。
8.按照權利要求5至7之一的方法，其特征為，為了產生這種有差別的相位調制所使用的模式變換器(Pa)用模式控制電壓[V1a＝Vxa*cos(γa-φ(t)/2)或者V2a＝Vya* cos(γa-αa-φ(t)/2)]驅動，這些控制電壓至少近似地是有差別的相位移φ(t)的一半[φ(t)/2]的相位移余弦函數[cos(γa-φ(t)/2)，cos(γa-αa-φ(t)/2)]的線性函數。
9.按照權利要求2至8之一的方法，其特征為，使用變換器-控制電壓[V1j＝Vxj*cos(γa-φ(t))或者V2j＝Vyj*cos(γa-αa-φ(t)；j＝1…n)]，這些至少近似地是有差別的相位移φ(t)的相位移余弦函數[cos(γa-φ(t))，cos(γa-αa-φ(t))]的線性函數，和為了改變偏振或者補償PMD改變這些電壓的幅值(Vxj，Vyj)和/或相位角(γj)。
10.按照權利要求2至9之一的方法，其特征為，主偏振在模式變換器(Pa，P1，…Pn)區(qū)域是左旋和右旋的偏振。
11.按照權利要求2至9之一的方法，其特征為，主偏振在模式變換器(Pa，P1，…Pn)區(qū)域是縱向電的和縱向磁的偏振。
12.按照上述權利要求之一的方法，其特征為，為了控制變換器單元(Pj)的變換器-電極(E1j，E2j，EMC11j，EMC12j，EMC21j，EMC22j)使用具有同樣是最大幅值(V0j)的變換器-控制電壓(V1j，V2j，-V1j，-V2j)。
13.按照上述權利要求之一的方法，其特征為，在輸入端區(qū)域光學信號(OS)有差別的相位調制在信號輸出端(OUT)區(qū)域通過相反的有差別的相位調制(-φ(t))消除。
14.按照上述權利要求之一的方法，其特征為，有差別的相位移(φ(t))在時間上是三角形，正弦形或者梯形的。
15.按照權利要求14的方法，其特征為，三角形的相位移(φ(t))具有最大值為n*±π。
16.按照權利要求5至8之一的方法，其特征為，有差別的相位移φ(t)＝Ω*t，其中Ω是一個低的圓頻率。
17.按照上述權利要求之一的方法，其特征為，為了控制相位調制器或者模式變換器或者變換器單元只部分地使用連續(xù)運行的無中值的控制電壓(VP1；V1a，V2a；V1j，V2j-V1j，-V2j)，而使用由調節(jié)裝置(R)產生的調節(jié)電壓(VRij)作為其余的控制電壓。
18.按照權利要求1的方法，其特征為，至少一個偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1…SBC4)可以部分地承擔至少一個另外的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8)的偏振調節(jié)功能和相反，其偏振調節(jié)功能被另外的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)承擔的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)可以得到控制電壓(UP11…UP81，UC11…UC81)，這些與偏振調節(jié)功能(UP10…UP80，UC10…UC80)時的控制電壓是相反的，將至少一個控制電壓(UP1…UP8，UC1…UC8)選擇為至少近似地等于零。
19.按照權利要求18的方法，其特征為，在時間間隔(dt1或者dt2)結束之后將時間間隔(dtc11或者dtc21)中相反的子信號(UP51…UP81，UC51…UC81或者UP11…UP41，UC11…UC41)用連續(xù)方式轉化為子信號(UP50…UP80，UC50…UC80或者UP10…UP40，UC10…UC40)，而在后面的時間間隔(dtt14，dtt13，dtt12，dtt11或者dtt24，dtt23，dtt22，dtt21)期間將偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1…SBC4或者SBC5…SBC8)的偏振調節(jié)任務連續(xù)地轉換在另外的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8或者SBC1…SBC4)上，在后面的時間間隔(dtc12或者dtc22)中將子信號(UP10…UP40，UC10…UC40或者UP50…UP80，UC50…UC80)用連續(xù)的方式轉換為相反的子信號(UP11…UP41，UC11…UC41或者UP51…UP81，UC51…UC81)，在后面的時間間隔(dtc2或者dtc1)和最后的時間間隔(dtc21或者dtc11)中執(zhí)行這些另外的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8或者SBC1…SBC4)的偏振調節(jié)任務。
20.按照權利要求18或者19的方法，其特征為，調節(jié)器(R)這樣選擇相反的子信號(UPi11，UPi12，UP11…UP81，UC11…UC81)，這些控制信號(UP1…UP8，UC1…UC8)的時間積分至少近似地消失。
21.按照權利要求18或者19之一的方法，其特征為，當第一個偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8，SBC5’…SBC8’，或者SBC”…SBC8”)與其他的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1’…SBC4’，SBC1”…SBC4”，或者SBC1…SBC4)進行連接時用同樣的或者置換的主偏振(PSP1，PSP2)的方式將第一個子信號(UP5…UP8，UC5…UC8)的變化在保持所希望的偏振變換情況下通過改變后面的子信號(UP1’…UP4’，UC1’…UC4’)至少近似地進行補償。
22.按照權利要求21的方法，其特征為，因此沒有經過這個連接(PMF1，PMF2，PMF3)連接在一起的具有第一個(SBC5…SBC8)或者后面的(SBC1’…SBC4’)偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1…SBC4，SBC5’…SBC8’)的子信號(UP1…UP4，UC1…UC4，UP5’…UP8’，UC5’…UC8’)在這些變化期間出現降低的或者消失的變化。
23.按照權利要求21或22的方法，其特征為，當進行連接(PMF1，PMF2，PMF3)時用置換的主偏振(PSP1，PSP2)方式第一個子信號(UP5…UP8，UC5…UC8)的變化和后面的子信號(UP1’…UP4’，UC1’…UC4’)的變化具有同樣的偏振。
24.按照權利要求21或22的方法，其特征為，當進行連接(PMF1，PMF2，PMF3)時用同樣的主偏振(PSP1，PSP2)方式第一個子信號(UP5…UP8，UC5…UC8)的變化和后面的子信號(UP1’…UP4’，UC1’…UC4’)的變化具有相反的偏振。
25.按照權利要求18至24之一的方法，其特征為，偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1…SBC4)的數目(n/2)，這些至少可以部分地承擔其他的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8)的偏振調節(jié)功能和相反，等于其他的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8)的數目(n/2)。
26.按照權利要求18至25之一的方法，其特征為，偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1…SBC4)的數目(n/2)，這些至少可以部分地承擔其他的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8)的偏振調節(jié)功能和相反，是一和六之間。
27.按照權利要求26的方法，其特征為，這個數目(n/2)等于四。
28.按照上述權利要求之一的方法，其特征為，將偏振變換器或者PMD-補償器的輸出信號輸入到至少一個偏振射線分配器(PBS)的輸入端(E1)，在這個偏振射線分配器(PBS)的輸出端(OUT1，OUT2)輸出正交偏振的子信號。
29.用于無直流電壓漂移的偏振變換或者補償偏振模式變換(PMD)的偏振變換器(K1，K2，K3)，借助于有波導管(WG)的芯片具有多個橫向于波導管延伸的梳子形狀的模式變換器-電極(E11至E2n)，輸入其控制電壓(V1j，V2j)用于改變光學信號(OS)的偏振或者PMD，和具有梳子形狀的接地電極(M)，其特征為，在輸入端上安排了有差別的相位調制器(PH1，…)或者模式變換器(Pa)。
30.由于無直流電壓漂移的偏振變換或者補償偏振模式變換(PMD)的偏振變換器(K1，K2，K3)，借助于有波導管(WG)的芯片具有多個橫向于波導管延伸的梳子形狀的模式變換器-電極(E11至E2n)，輸入其控制電壓(V1j，V2j)用于改變光學信號(OS)的偏振或者PMD，其特征為，在輸入端上安排了有差別的相位調制器(PH1，…)或者模式變換器(Pa)，和通過電極(EMC11j至EMC22j，EMC)產生在波導管(WG)兩端沿著芯片表面橫向于波導管(WG)延伸的電場。
31.按照權利要求27或者30的偏振變換器，其特征為，在輸出端上安排了其他的相位調制器(PH2，…)或者模式變換器(Pz)。
32.按照權利要求29至31之一的偏振變換器，其特征為，在芯片上至少一個變換器單元(Pj；…，Pn，Pa，Pz)是由波導管(WG)上橫向延伸的梳子形狀的多個變換器-電極(E1j，E2j，EMC11j，EMC12j；j＝1…n，a，z)和梳子形狀的接地電極(M，EMC)構成的。
33.按照權利要求32的偏振變換器，其特征為，在相鄰的模式變換器-電極(E1j和E2j，E2j和E1(j＋1)，EMC11j和EMC21j，EMC21j和EMC11(j＋1))之間安排了具有交替變化距離的具有兩個模式變換器-電極(E1j和E2j，EMC11j和EMC21j；j＝1，2，…n)的各個TE-TM-變換器單元(Pj)。
34.按照權利要求32的偏振變換器(K2)，其特征為，安排了由兩個模式變換器電極(E1j和E2j；j＝1，2，…n)的各個TE-TM-變換器單元(PVj)和在接地電極(M)的兩個齒尖之間安排了兩個齒尖-每個模式變換器-電極(E1j和E2j)中的一個-。
35.按照權利要求32至34之一的偏振變換器(K2)，其特征為，在變換器單元(Pj和P(j＋1)，PVj和PV(j＋1))之間安排了用于有差別的相位調制的其他裝置。
36.按照權利要求29至35之一的偏振變換器，其特征為，將偏振變換器制造成鋰鈮酸鹽芯片至少近似地具有Y方向-傳播。
37.按照權利要求36的偏振變換器，其特征為，將偏振變換器制造成鋰鈮酸鹽芯片至少近似地具有X-截面或者Z-截面。
38.按照權利要求29至31的偏振變換器，其特征為，有差別的移相器(PH1)具有在波導管(WG)兩邊延伸的電極(PH1，M)。
39.用于無直流電壓漂移的偏振變換或者偏振模式變換(PMD)補償的偏振變換器(SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)借助于有波導管(WG)的芯片具有多個平行于波導管延伸的模式變換器-電極(ER2至ER3，EL2至EL3，EM2至EM3)，可以輸入其控制電壓(UP2至UP3，UC2至UC3)用于改變光學信號(OS)的偏振或者PMD，其特征為，在輸入端上安排了有差別的相位調制器(PH1，…)或者模式變換器(SBCa)。
40.按照權利要求39的偏振變換器，其特征為，在輸出端上安排了其他的相位調制器(PH2，…)或者模式變換器(SBCz)。
41.按照權利要求38或40的偏振變換器，其特征為，芯片上的至少一個偏振調節(jié)環(huán)節(jié)或者模式變換器(SBC1…SBC4，SBCa)是由平行于波導管(WG)延伸的多個變換器-電極(ER1至ER4，EL1至EL4，EM1至EM4，ERa，EMa)構成的。
42.按照權利要求40或41的偏振變換器，其特征為，安排了其他的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1，SBC4)，這些至少近似地作為四分之一波形金屬片工作具有固有模式，這些允許將圓偏振變換為前置于或者后置于包含偏振的光波導線(PMFA，PMFB，PMF1，PMF2，PMF3，PMF4)的主偏振。
43.按照權利要求39至41之一的偏振變換器，其特征為，至少一個包含偏振的光波導線(PMFA，PMFB，PMF1，PMF2，PMF3，PMF4)的主偏振是在基質(SUB，SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)的芯片表面成±45°上延伸的，其他的與接頭位置(IN，IN2，IN3，IN4，OUT，OUT1，OUT2，OUT3，OUT4)相鄰的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC4，SBC1)具有至少近似水平的和垂直的固有模式。
44.按照權利要求39和40之一的偏振變換器，其特征為，安排一個圓形的旋轉體作為有差別的移相器(PH1，PH2)。
45.用于無直流電壓漂移的偏振變換或者偏振模式變換(PMD)補償的偏振變換器(SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)借助于有波導管(WG)的芯片具有至少一個偏振變換器(SBC1至SBC4)，通過這個可以改變光學信號(OS)的偏振或者PMD，其特征為，安排了至少一個其他的偏振變換器(SBC5至SBC8)，這個交替變化地承擔偏振變換器(SBC1至SBC4)之一的功能和可以用為了承擔這種功能相反的控制信號進行控制。
46.按照權利要求45的偏振變換器，其特征為，偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1…SBC4)的數目(n/2)，這些偏振調節(jié)環(huán)節(jié)可以至少部分地承擔其他的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8)的偏振調節(jié)功能和相反，等于其他的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8)的數目(n/2)。
47.按照權利要求45或46的偏振變換器，其特征為，偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1…SBC4)的數目(n/2)為一和六之間，這些偏振調節(jié)環(huán)節(jié)可以至少部分地承擔其他的偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC5…SBC8)的偏振調節(jié)功能和相反。
48.按照權利要求47的偏振變換器，其特征為，數目(n/2)等于四。
49.按照權利要求45至48之一的偏振變換器，其特征為，這些偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1至SBC8)之一是進行模式變換和不進行模式變換的信號之間可無限協調相位差的模式變換器。
50.按照權利要求49的偏振變換器，其特征為，這些偏振調節(jié)環(huán)節(jié)(SBC1至SBC8)之一是Soleil-Babinet-補償器或者是TE-TM-模式變換器。
51.按照權利要求39至50之一的偏振變換器，其特征為，將多個偏振變換器(SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)和包含偏振的光波導線(PMF1，PMF2，PMF3，PMF4)交替變化地排列在一起。
52.按照權利要求51的偏振變換器，其特征為，包含偏振的光波導線(PMF1，PMF2，PMF3，PMF4)的主偏振是對應于晶體-軸(X，Y，Z)或者對應于偏振變換器(SUB1，SUB2，SUB3，SUB4)的表面。
53.按照權利要求52的偏振變換器，其特征為，包含偏振的光波導線(PMF1，PMF2，PMF3)涉及到在偏振變換器(SUB1，SUB2，或者SUB3)輸出端的主偏振至少近似為0°，在后面的偏振變換器(SUB2，SUB3，或者SUB4)的輸入端的主偏振至少近似為90°與確定的晶體-軸(X，Y，或Z)或者與通過包含偏振的光波導線(PMF1，PMF2，PMF3)連接的偏振變換器(SUB1和SUB2，SUB2和SUB3，SUB3和SUB4)是連接的。
54.按照權利要求39至53之一的偏振變換器，其特征為，將偏振變換器制造成鋰鈮酸鹽芯片至少近似地具有Z方向-傳播。
55.按照權利要求54的偏振變換器，其特征為，將偏振變換器制造成至少近似地具有X-截面。
56.按照權利要求45至53之一的偏振變換器，其特征為，將偏振變換器制造成鋰鈮酸鹽芯片至少近似地具有Y-傳播方向。
57.按照上述權利要求之一的偏振變換器，其特征為，將偏振變換器安排在接收裝置(RX)的PMD-補償器(KOM)中和使用作為變換器-控制電壓的調節(jié)電壓(URij，UPi，UCi)是通過濾波器和由被接收的光學信號(OS)整流得到的基帶信號得到的。
58.按照上述權利要求之一的偏振變換器，其特征為，在其后至少接上一個偏振射線分配器(PBS)，這個在其輸出端(OUT1，OUT2)可以輸出相互正交的偏振子信號。
全文摘要
偏振變換器/PMD－補償器－芯片(K1)在芯片的開始包括有差別的TE－TM－相位調制器(PH1),芯片產生TE－TM－相位調制,因此可以用無直流成分的控制電壓(Vij)控制模式變換器－電極(Eij)。因此保證避免DC－漂移。
文檔編號G02F1/035GK1330776SQ99814652
公開日2002年1月9日 申請日期1999年12月3日 優(yōu)先權日1998年12月16日
發(fā)明者R·諾埃, D·桑德爾 申請人:西門子公司