專利名稱：主動型噪聲控制裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及主動(active)地降低由車輛的發(fā)動機(jī)等旋轉(zhuǎn)設(shè)備產(chǎn)生的振動 噪聲的主動型噪聲降低裝置。
背景技術(shù)：
在以往的主動型噪聲降低裝置中，已知有進(jìn)行利用了自適應(yīng)陷波濾波器 的自適應(yīng)控制的方法(例如，參照專利文獻(xiàn)1 )。
圖7是表示在該專利文獻(xiàn)1中記載的以往的主動型噪聲降低裝置的結(jié)構(gòu) 的方框圖。在圖7中，在離散運(yùn)算處理單元115中執(zhí)行用于實(shí)現(xiàn)主動型噪聲 降低裝置的離散運(yùn)算。發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速檢測器101將具有與發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速成比例的 頻率的脈沖串作為發(fā)動機(jī)脈沖p輸出。例如，該發(fā)動機(jī)脈沖p通過取出曲軸 (crank)角傳感器的輸出來作成。頻率檢測單元102根據(jù)發(fā)動機(jī)脈沖p計(jì)算 并輸出噪聲頻率f?；鶞?zhǔn)信號生成單元116具有將正弦波1周期進(jìn)行規(guī)定等分 后的各點(diǎn)的值保存在存儲器上的正弦波表103。然后，通過選擇單元117從 正弦波表103選擇數(shù)據(jù)，生成并輸出頻率與噪聲頻率f相等的基準(zhǔn)正弦波信 號xl 〔n〕和基準(zhǔn)余弦波信號x2 〔n〕。
參照信號生成單元118利用模擬了從揚(yáng)聲器110至麥克風(fēng)111的傳遞特 性值的基準(zhǔn)正弦波信號校正值表119 (將頻率f ( Hz)時的基準(zhǔn)正弦波信號校 正值表示為Cl 〔f〕)和基準(zhǔn)余弦波信號校正值表120 (將頻率f (Hz)時的 基準(zhǔn)余弦波信號校正值表示為C2 〔f〕)，生成并輸出參照正弦波信號rl 〔n〕 和參照余弦波信號r2 〔n〕。
第1 一抽頭數(shù)字濾波器107通過保存在內(nèi)部的濾波系數(shù)Wl 〔n〕對xl 〔n〕進(jìn)行濾波，生成第1控制信號yl 〔n〕。而且，第2 —抽頭數(shù)字濾波器 108通過保存在內(nèi)部的濾波系數(shù)W2 〔 n 〕對基準(zhǔn)余弦波信號x2 〔n 〕進(jìn)行濾波， 生成第2控制信號y2 〔n〕。
功率放大器109對相加了第l控制信號yl 〔n〕和第2控制信號y2 〔n〕 后的信號進(jìn)行放大。揚(yáng)聲器IIO將來自功率放大器109的輸出信號作為噪聲
4消除聲輸出。麥克風(fēng)111檢測噪聲和噪聲消除聲干涉后的結(jié)果所生成的聲音
作為誤差信號s 〔n〕。
第1自適應(yīng)控制算法運(yùn)算單元112根據(jù)參照正弦波信號rl〔n〕和誤差信 號s〔n〕,例如根據(jù)最快降低法的一種的LMS (Least Mean Square,最小均 方)算法來逐次更新濾波系數(shù)W1 〔n〕。同樣，第2自適應(yīng)控制算法運(yùn)算單元 13根據(jù)參照余弦波信號r2 〔n〕和誤差信號e 〔 n〕，逐次更新濾波系數(shù)W2 〔n 〕。
通過以規(guī)定周期重復(fù)上述的處理，可以減低噪聲。
但是，在上述以往的結(jié)構(gòu)中，在生成參照正弦波信號rl 〔n〕和參照余 弦波信號r2 〔n〕時，隨著基準(zhǔn)正弦波信號xl 〔n〕和基準(zhǔn)正弦波信號校正值 Cl 〔f〕的積和運(yùn)算、以及基準(zhǔn)余弦波信號x2 〔n〕和基準(zhǔn)余弦波信號校正值 C2〔f〕的積和運(yùn)算，為了作成各個參照信號，需要兩次積運(yùn)算。其結(jié)果，運(yùn) 算負(fù)荷增大。
專利文獻(xiàn)1:特開2004-361721號公報(bào)

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種主動型噪聲控制裝置，通過將積運(yùn)算的執(zhí)行抑制到最小 限度，可以減少噪聲的消音控制所需要的運(yùn)算負(fù)荷。
本發(fā)明的主動型噪聲控制裝置由以下部件構(gòu)成控制對象噪聲頻率檢測 單元，檢測起因于噪聲源的要控制的噪聲的頻率；正弦波生成單元，生成與 控制對象噪聲頻率檢測單元檢測到的噪聲的頻率相同的頻率的正弦波；余弦 波生成單元，生成余弦波；第1 一抽頭數(shù)字濾波器，被輸入來自正弦波生成 單元的正弦波信號；第2—抽頭數(shù)字濾波器，被輸入來自余弦波生成單元的 余弦波信號；驅(qū)動信號生成單元，被輸入將來自第1 一抽頭數(shù)字濾波器的輸 出和來自第2—抽頭數(shù)字濾波器的輸出相加的結(jié)果，輸出用于與噪聲干涉的 驅(qū)動信號；誤差信號檢測單元，檢測從驅(qū)動信號生成單元輸出的驅(qū)動信號和 噪聲的干涉結(jié)果產(chǎn)生的誤差信號；第一系數(shù)更新單元，更新第1 一抽頭數(shù)字 濾波器的濾波系數(shù)；以及第二系數(shù)更新單元，更新第2—抽頭數(shù)字濾波器的 濾波系數(shù)。然后，第一系數(shù)更新單元和第二系數(shù)更新單元通過來自誤差信號 檢測單元的誤差信號、和具有與控制對象噪聲頻率檢測單元檢測到的噪聲的 頻率相同的基本頻率的等腰三角波的各個參照信號，更新第1一抽頭數(shù)字濾 波器的濾波系數(shù)和第2 —抽頭數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)，以減少誤差信號檢測單元中的噪聲。
這樣，在將參照信號設(shè)為等腰三角波時，可以不用相乘運(yùn)算地決定與從 驅(qū)動信號生成單元至誤差信號檢測單元的傳遞特性中的相位特性有關(guān)的值。 由此，可以減少運(yùn)算負(fù)荷。
而且，將該參照信號設(shè)為方波、等角梯形波也可以減少運(yùn)算負(fù)荷。


圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲控制裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。 圖2是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲控制裝置具有的正弦波表 的例子的特性圖。
圖3是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲控制裝置具有的正弦波表
的例子的特性圖。
圖4A是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲控制裝置從揚(yáng)聲器至麥 克風(fēng)的傳遞特性的例子的特性圖。
圖4B是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲控制裝置從揚(yáng)聲器至麥 克風(fēng)的傳遞特性的例子的特性圖。
圖5A是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲控制裝置的與從揚(yáng)聲器 至麥克風(fēng)的傳遞特性對應(yīng)的振幅特性排列的例子的圖。
圖5B是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲控制裝置的與從揚(yáng)聲器 至麥克風(fēng)的傳遞特性對應(yīng)的相位特性換算值排列的例子的圖。
圖6A是表示等腰三角波的時間軸波形的特性圖。
圖6B是表示方波的時間軸波形的特性圖。
圖6C是表示等角梯形波的時間軸波形的特性圖。
圖6D是表示等腰三角波的諧波分析的特性圖。
圖6E是表示方波的諧波分析的特性圖。
圖6F是表示等角梯形波的諧波分析的特性圖。
圖7是表示以往的主動型噪聲降低裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。
標(biāo)號說明
1發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速檢測器
2頻率檢測單元(控制對象噪聲頻率檢測單元) 3正弦波表4特性表
5正弦波生成單元
6余弦波生成單元 7第1一抽頭數(shù)字濾波器 8第2—抽頭數(shù)字濾波器 9功率放大器
10揚(yáng)聲器(驅(qū)動信號生成單元) 11麥克風(fēng)(誤差信號檢測單元)
12第I自適應(yīng)控制算法運(yùn)算單元(第1系數(shù)更新單元) 13第2自適應(yīng)控制算法運(yùn)算單元(第2系數(shù)更新單元) 14參照信號生成單元 15離散運(yùn)算處理單元
具體實(shí)施方式
(實(shí)施方式1 )
以下，參照附圖對本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲降低裝置進(jìn)行說明。
圖1是本發(fā)明的實(shí)施方式1中的主動型噪聲降低裝置的方框圖。在圖1 中，發(fā)動機(jī)轉(zhuǎn)速檢測器1將具有與作為安裝在車輛上的噪聲源的發(fā)動機(jī)的轉(zhuǎn) 速成比例的頻率的脈沖串作為發(fā)動機(jī)脈沖p輸出。作為控制對象噪聲頻率檢 測單元的頻率檢測單元2根據(jù)發(fā)動機(jī)脈沖p計(jì)算并輸出控制對象噪聲頻率f (Hz )。具有被離散化的正弦波的數(shù)據(jù)的正弦波表3在存儲器上保存將正弦波 1周期N等分后的各點(diǎn)的正弦值。
正弦波生成單元5在每個采樣周期以基于控制對象噪聲頻率f的規(guī)定的 間隔從正弦波表3讀出數(shù)據(jù)，并且輸出基準(zhǔn)正弦波信號xl 〔n〕。同樣，余弦 波生成單元6在每個采樣周期以基于控制對象噪聲頻率f的規(guī)定的間隔從正 弦波表3讀出數(shù)據(jù)。然后，通過在同一時刻讀出比正弦波生成單元5超前N/4 的點(diǎn)，生成基準(zhǔn)余弦波信號x2 〔n〕。在讀出的點(diǎn)超過N的情況下，將從該讀 出點(diǎn)減去N的點(diǎn)作為新的讀出點(diǎn)。
特性表4對于每個頻率保持相位特性換算值P 〔f〕。相位特性換算值P 〔f〕是將從揚(yáng)聲器10至麥克風(fēng)11的傳遞特性的振幅特性G 〔f〕和相位特性 換算為正弦波表3的點(diǎn)數(shù)N的相對的點(diǎn)移動量的值。參照信號生成單元14根據(jù)控制對象噪聲頻率f，從特性表4讀入控制對象噪聲頻率f中的振幅特性
G 〔f〕和相位特性換算值P 〔f〕。然后，根據(jù)G〔f〕和P〔f〕，生成等腰三角 波、方波或者等角梯形波構(gòu)成的正弦波部參照信號rl 〔n〕、余弦波部參照信 號r2 〔n〕。
接著，第1 一抽頭數(shù)字濾波器7在內(nèi)部保持第1濾波系數(shù)W1 〔n〕，并 且根據(jù)基準(zhǔn)正弦波信號xl 〔n〕和第1濾波系數(shù)W1 〔n〕輸出第1控制信號 yl 〔n〕。而且，第2—抽頭數(shù)字濾波器8在內(nèi)部保持第2濾波系數(shù)W2 〔n〕， 并且根據(jù)基準(zhǔn)余弦波信號x2 〔n〕和第2濾波系數(shù)W2 〔n〕輸出第2控制信 號y2 〔n〕。
功率放大器9對相加了第1控制信號yl 〔n〕和第2控制信號y2 〔n〕的 信號進(jìn)行放大。作為驅(qū)動信號生成單元的揚(yáng)聲器10將從功率放大器9輸出的 輸出信號作為噪聲消除聲輸出。作為誤差信號檢測單元的麥克風(fēng)11檢測因發(fā) 動機(jī)振動產(chǎn)生的控制對象噪聲和噪聲消除聲千涉后的結(jié)果所生成的聲音作為 誤差信號s 〔n〕。
作為第1系數(shù)更新單元的第1自適應(yīng)控制算法運(yùn)算單元12根據(jù)正弦部參 照信號rl 〔n〕和誤差信號s 〔n〕，逐次更新第1 一抽頭數(shù)字濾波器7的濾波 系數(shù)Wl 〔n〕。而且，作為第2系數(shù)更新單元的第2自適應(yīng)控制算法運(yùn)算單元 13根據(jù)余弦部參照信號r2 〔n〕和誤差信號s 〔n〕，逐次更新第2 —抽頭數(shù)字 濾波器8的濾波系數(shù)W2〔n〕。這樣，離散運(yùn)算處理單元15通過軟件來構(gòu)成。
接著，說明本裝置的具體動作。
這里，基準(zhǔn)正弦波信號xl 〔n〕的生成、基準(zhǔn)余弦波信號x2 〔n〕的生成、 正弦部參照信號rl 〔n〕的生成、余弦部參照信號r2 〔n〕的生成、第1控制 信號yl 〔n〕的生成、第2控制信號y2〔n〕的生成、誤差信號s 〔n〕的檢測、 濾波系數(shù)W1 〔n〕的更新、和濾波系數(shù)W2 〔n〕的更新都以同一周期來執(zhí)行。 以下，將該周期作為T (秒)來說明。
頻率檢測單元2例如在每個邊緣脈沖p的上升沿產(chǎn)生中斷，測量上升沿 間的時間，根據(jù)測量結(jié)果計(jì)算控制對象噪聲的頻率f。
正弦波表3將正弦波1周期N等分，并且將各點(diǎn)的正弦值的離散數(shù)據(jù)保 存在存儲器上。在將存儲了從第O點(diǎn)到第N-l點(diǎn)的正弦值的排列用zCmXO^n 〈N)表示時，關(guān)系式U)成立。
Z 〔m〕 =sin (360。xm/N)…(1 )式1中的主動型噪聲控制裝置具有的
正弦波表的例子的特性圖。圖2表示N-3000時的z〔m〕的曲線。圖3表示 N = 3000時的z 〔m〕的值。
特性表4在存儲器上保存用于表示從揚(yáng)聲器IO至麥克風(fēng)11的傳遞特性 的振幅特性的振幅特性排列G〔f〕、和將相位特性換算為正弦波表3的點(diǎn)數(shù)N 的相對點(diǎn)移動量得到的相位特性換算值排列P 〔f〕。這里，f表示頻率(Hz)。
將f (Hz)時的振幅特性設(shè)為卩〔f〕 (dB)，將相位特性設(shè)為e 〔f〕(度) 時，以下的關(guān)系式(2-l)、 (2-2)成立。
G 〔f〕 = 10A (P 〔f〕 /20)…(2-1 )
P 〔f〕=闊〔f〕 /360 …(2-2)
圖4A、圖4B是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1中的主動型噪聲控制裝置的從 揚(yáng)聲器至麥克風(fēng)的傳遞特性的例子的特性圖。圖4A是表示在N = 3000時， 控制對象噪聲頻率的范圍從30Hz至100Hz的情況下的振幅特性P 〔f〕的例 子。圖4B是表示在N-3000時，控制對象噪聲頻率的范圍從30Hz至100Hz
的情況下的相位特性e 〔f〕的例子。
圖5A是表示本發(fā)明的實(shí)施方式1的主動型噪聲控制裝置的與從揚(yáng)聲器 至麥克風(fēng)的傳送特性對應(yīng)的振幅特性排列的例子的圖。表示與圖4A的振幅 特性p 〔f〕對應(yīng)的振幅特性排列G 〔f〕。而且，圖5B是表示本發(fā)明的實(shí)施方 式1的主動型噪聲控制裝置的與從揚(yáng)聲器至麥克風(fēng)的傳送特性對應(yīng)的相位特 性換算值排列的例子的圖。表示與圖4B的相位特性e 〔f〕對應(yīng)的相位特性排 列P 〔f〕。
正弦波生成單元5在存儲器上存儲正弦波表3的當(dāng)前的讀出位置i 〔n〕， 根據(jù)控制對象噪聲頻率f通過式(3)使當(dāng)前的讀出位置每周期移動。 i 〔n+l〕 =i 〔n〕 +NxfxT (3)
這里，在式(3)的右邊的計(jì)算結(jié)果為N以上的情況下，將從式(3)的 右邊的計(jì)算結(jié)果減去N的結(jié)果設(shè)為i 〔n+l〕。
同時，正弦波生成單元5通過式(4)和式(5)生成與控制對象噪聲頻 率f相同頻率的基準(zhǔn)正弦波信號xl 〔n〕。
ixl =i 〔n〕 …(4)
xl 〔n〕 =z 〔ixl〕…(5)
這里，在式(4)右邊的計(jì)算結(jié)果為N以上的情況下，將從式(4)的右邊的計(jì)算結(jié)果減去N的結(jié)果設(shè)為kl。
余弦波生成單元6通過式(6)和式(7)生成與控制對象噪聲頻率f相 同頻率且比基準(zhǔn)正弦波信號xl 〔n〕超前四分之一周期的基準(zhǔn)余弦波信號x2 〔n〕。
ix2 = i 〔n〕 +N/4." (6) x2 〔n〕 =z 〔ix2〕…(7)
這里，在式(6)右邊的計(jì)算結(jié)果為N以上的情況下，將從式(6)的右 邊的計(jì)算結(jié)果減去N的結(jié)果設(shè)為ix2。
參照信號生成單元14從特性表4提取控制對象噪聲頻率f下的從揚(yáng)聲器 10至麥克風(fēng)11的傳遞特性的振幅特性值、和將相位特性換算為正弦波表3 的點(diǎn)數(shù)N的相對的點(diǎn)移動量得到的相位特性換算值作為G 〔f〕和P 〔f〕，用 以下方法作成正弦波參照信號rl 〔n〕和余弦部參照信號r2 〔n〕。
1、 在將參照信號設(shè)為等腰三角波的情況
正弦波部參照信號rl 〔n〕在設(shè)為ix3 = ixl+P 〔f〕時，(但是，在ixl + P 〔f〕超過了 N的情況下為ix3 = ixl+P 〔f〕 -N) 在ix3SN/4的情況下， rl 〔n〕 =ix3xG 〔f〕…(8-1 ) N/4 < ix35Nx3/4的情況下， rl 〔n〕 = (N/2-ix3) xG 〔f〕…(8-2) ix3 〉Nx3/4的情況下， rl 〔n〕 = (ix3-N) xG 〔f〕…(8-3)
同樣，余弦波部參照信號r2 〔n〕在設(shè)為ix4 = ix2 + P 〔f〕時，(但是， 在ix2 + P 〔f〕超過了 N的情況下為ix4 = ix2 + P 〔f〕 -N) 在ix4^N/4的情況下， r2 〔n〕 =ix4xG 〔f〕…(8-4) N/4 < ix4SNx3/4的情況下， r2 〔n〕 = (N/2-ix4) xG 〔f〕…(8-5) ix4〉Nx3/4的情況下， r2 〔n〕 = (ix4-N) xG 〔f〕…(8-6)
2、 將參照信號設(shè)為方波的情況
正弦波部參照信號rl 〔n〕在設(shè)為ix3 = ixl+P 〔f〕時，(但是，在ixl +P 〔f〕超過了 N的情況下為ix3 = ixl+P 〔f〕 -N) 在ix3^N/2的情況下， rl 〔n〕 = AxG 〔f〕…(9-1 ) ix3〉N/2的情況下， rl 〔n〕 = - AxG 〔f〕…(9-2)
同樣，余弦波部參照信號r2 〔n〕在設(shè)為ix4 = ix2 + P 〔f〕時，(但是， 在ix2 + P 〔f〕超過了 N的情況下為ix4 = ix2 + P 〔f〕 -N) 在ix4^N/2的情況下， r2 〔n〕 = AxG 〔f〕…(9-3 ) ix4〉N/2的情況下， r2 〔n〕 = - AxG 〔f〕…(9-4) 而且，A為任意的值。 3、在將參照信號設(shè)為等角梯形波的情況
由于成為將等腰三角波的上下以某一定值進(jìn)行限制的形狀，所以在將該 限制值設(shè)為土B時，如下生成rl 〔n〕、 r2 〔n〕，
正弦波部參照信號rl 〔n〕在設(shè)為ix3 = ixl+P 〔f〕時，(但是，在ixl + P 〔f〕超過了 N的情況下為ix3 = ixl+P 〔f〕 -N)
ix3，4時，
如ix3^B，則rl 〔n〕 =ix3xG〔f〕 …(10-1) 如ix3〉B，則rl〔n〕 =BxG〔f〕…"0-2) 在N/4 < ix3^Nx3/4時， 如IN/2-ix3SB,
則rl〔n〕 = (N/2-ix3) xG 〔f〕…(10-3 )
如(N/2-ix3) >B,
則rl 〔n〕 =BxG 〔f〕…(10-4)
如(N/2-ix3) < -B,
則rl 〔n〕 = -BxG 〔f〕…(10-5)
在ix3〉Nx3/4時，
如(ix3 -N) > -B,
則rl〔n〕 = (ix3-N)xG〔f〕…(10-6) 如(ix3 _N) < _B，則rl 〔n〕 = 一BxG 〔f〕 ( 10-7)
同樣，余弦波部參照信號r2 〔n〕在設(shè)為ix4 = ix2 + P 〔f〕時，(但是， 在ix2 + P 〔f〕超過了 N的情況下為ix4-ix2 + P 〔f〕 -N) 在ix4^N/4時，
如ix4^B，則r2〔n〕 =ix4xG〔f〕 …(10-8) 如ix4〉B，則r2〔n〕 =BxG〔f〕 …(10-9) 在N/4 < ix4^Nx3/4時， 如IN/2-ix4I^B，
則r2〔n〕 = (N/2 —ix4) xG 〔f〕…(10-10)
如(N/2-ix4) 〉B,
則r2 〔n〕 =BxG 〔f〕…(10-11 )
如(N/2-ix4) < -B，
則r2 〔n〕 = —BxG 〔f〕…(10-12)
在ix4 > Nx3/4時，
如(ix4-N) 〉 -B,
則r2〔n〕 = (ix4-N)xG〔f〕…(10-13 )
如(ix4-N) < -B，
則r2 〔n〕 = -BxG 〔f〕…(10-14)
第1、第2—抽頭數(shù)字濾波器7、 8分別通過式(11)、式(12)生成第1、 第2控制信號yl 〔n〕、 y2 〔n〕。
yl 〔n〕 = Wl 〔n〕 xxl 〔n〕…(11 ) y2 〔n〕 = W2 〔n〕 xx2 〔n〕…(12)
第1、第2自適應(yīng)控制算法運(yùn)算單元12、 13例如通過最快降低法的一種 的LMS (LeastMean Square,最小均方)算法，按照式(13 )、式(14)來更 新各個第1、第2—抽頭數(shù)字濾波器7、 8保持的濾波系數(shù)W1 〔n〕、 W2〔n〕。 Wl 〔n + 1〕 = Wl 〔n〕 - , 〔n〕 xrl 〔n〕…(13 ) W2 〔n + 1〕 = W2 〔n〕 - , 〔n〕 xr2 〔n〕 …(14) 這里，n是步長(step size)參數(shù)，決定最快降低法中的收斂速度。 才艮據(jù)上述的步驟，通過使濾波系數(shù)W1 〔n〕和濾波系數(shù)W2 〔n〕收斂， 可以減少控制對象噪聲。
這里， 一般作為參照信號而使用正弦波，但是，對作為本發(fā)明的特征的參照信號，使用等腰三角波、方波、等角梯形波也可以與在參照信號中使用
正弦波一樣，減少目的頻率f的噪聲的機(jī)理(mechanism )進(jìn)行說明。
圖6A是表示等腰三角波的時間軸波形的特性圖。圖6B是表示方波的時
間軸波形的特性圖。圖6C是表示等角梯形波的時間軸波形的特性圖。圖6D
是表示等腰三角波的諧波分析的特性圖。圖6E是表示方波的諧波分析的特性
圖。圖6F是表示等角臺型波的諧波分析的特性圖。
由圖6A~圖6F可知，其由各個基本頻率分量和奇數(shù)次的高次諧波構(gòu)成，
這一般通過以下那樣的式子表示。
rl〔n〕 = A,Sin( 2兀fn/T ) + A2Sin( 2兀f3n/T) + A3Sin( 2兀f5n/T) +......( 15 )
r2 〔 n 〕 = A,Cos ( 2兀fn/T ) + A2Cos ( 2兀fin/T ) + A3Cos ( 2兀f5n/T )
+......( 16)
另一方面，如杲使數(shù)字濾波器的系數(shù)更新式(13)、 (14)變形，則為 △Wl = Wl 〔n + 1〕 - Wl 〔n〕 = -iuxs 〔n〕 xrl 〔n〕 △W2 = W2 〔n + 1〕 - W2 〔n〕 = - , 〔n〕 xr2 〔n〕 Wl =2>W1 =Z ( - )ixe 〔n〕 xrl 〔n〕)…(17) W2 = ZAW2 = 2: ( ,e 〔n〕 xr2 〔n〕)…(18 )
Wl、 W2成為與(—〔n〕 xrl 〔n〕)和(—|axe 〔n〕 xr2 〔n〕)的累 積值成比例的值。
如果s 〔n〕設(shè)為頻率f的正弦波Sin (2兀fn/T)，則由式(15)、 (17)， Wl
為
Wl =Z ( 1xs 〔n〕 xrl 〔n〕)
—pxSin (2兀fn/丁) x (A!Sin (2兀fn/T) + A2Sin ( 2兀f3n/T ) + A3Sin (2兀f5n/T) +…)}
由于正弦波的正交性，頻率不同的分量的累積值為0,所以得到下式 Wl =Z ( - ]Lixs 〔n〕 xrl 〔n〕)
=Z{,Sin (2兀fn/T) xA,Sin (2兀fn/T) 〔n〕)…(19) W2也完全相同，可知Wl和W2都與在參照信號中使用正弦波的情況 等效。即，與在參照信號中使用正弦波的情況一樣，在參照信號中使用等腰 三角波、方波、等角梯形波的情況下，也可以減少目的頻率f的噪聲。
而且，在考慮s 〔n〕為頻率f的正弦波，存在Sin (2兀fn/T)以外的高次 諧波，例如三次分量的B,Sin (2兀f3n/T)的情況下，產(chǎn)生該噪聲的三次分量
13B,Sin (27if3n/T)和參照信號中包含的三次分量A2Sin ( 2兀f3n/T )的積的累積 值，并且變得與參照信號為頻率f的正弦波的情況下的累積值不同。 Wl =5: ( -, 〔n〕 xrl 〔n〕)
=1: ( ,Sin (2兀fn/T) xA,Sin (2兀fn/T)) + S ( - nxB'Sin ( 2兀f3n/T ) xA2Sin (2兀f3n/T))…(20)
但是，如圖6D、圖6E、圖6F所示，在參照信號中包含的高次諧波分量 比基本波分量小，即，A,〉A(chǔ)2。而且，可以認(rèn)為噪聲與基本波分量相比高次 分量有變低的趨勢，即A，〉B，，因此，成為下式
S ( - ILixSin ( 2兀fn/T) x八,Sin ( 2兀fn/T) 〔n〕 ) > > ( - iuxB,Sin ( 2兀f3n/T ) xA2Sin (2兀f3n/T) 〔n〕)
在實(shí)際使用中不會產(chǎn)生問題。
特別是，從圖6F可知，等角梯形波的高頻分量(特別是三次高次諧波) 與基本波相比非常少，所以誤差也最小。
這里， 關(guān)于參照正弦波信號rl 〔n〕和參照余弦波信號r2 〔n〕的生成方 法，從運(yùn)算負(fù)載的觀點(diǎn)，比較本發(fā)明和專利文獻(xiàn)1中記載的方法。在專利文 獻(xiàn)1中記載的方法中，利用模擬了從揚(yáng)聲器10至麥克風(fēng)11的傳遞特性值的 基準(zhǔn)正弦波信號校正值表119 (將頻率f (Hz)時的基準(zhǔn)正弦波信號校正值表 示為Cl 〔f〕)和基準(zhǔn)余弦波信號校正值表120 (將頻率f (Hz)時的基準(zhǔn)余 弦波信號校正值表示為C2 〔f〕)，由以下所示的式(21)和式(22),分別生 成參照正弦波信號rl 〔n〕和參照余弦波信號r2 〔n〕。
rl 〔n〕 =C1 〔f〕 xxl 〔n〕 + C2 〔f〕 xx2 〔n〕…(21) r2 〔n〕 =C1 〔f〕 xx2 〔n〕 - C2 〔f〕 xxl 〔n〕…(22) 相對于在式(21 )和式(22 )中進(jìn)行2次乘法運(yùn)算，在本發(fā)明中如式(8-1 ) (8-6)、式(9-1) ~ (9-4)、式(10-1) ~ (10-14)中記載的那樣，僅用一 次乘法運(yùn)算即可。因此，本發(fā)明與專利文獻(xiàn)l中記載的方法相比，可以減少 運(yùn)算負(fù)荷。
而且，在本發(fā)明中，說明了將至第2 —抽頭數(shù)字濾波器的輸入x2 〔n〕 作為基準(zhǔn)余弦波信號進(jìn)行了說明，但是，xl 〔n〕和x2 〔ri〕的相位差不限于 90°，允i午一些誤差。
而且，通過分別準(zhǔn)備多個第l、第2—抽頭數(shù)字濾波器7、 8和第1、第 2自適應(yīng)控制算法運(yùn)算單元12、 13,還能夠?qū)⒖刂茖ο笤肼暤亩啻畏至肯?。產(chǎn)業(yè)上的可利用性
本發(fā)明的主動型噪聲控制裝置可以通過將積和運(yùn)算的執(zhí)行抑制到最小限 度來實(shí)現(xiàn)運(yùn)算負(fù)載的減少，作為低成本的實(shí)用的主動型噪聲控制裝置而有用。
權(quán)利要求
1、一種主動型噪聲控制裝置，具有控制對象噪聲頻率檢測單元，檢測起因于噪聲源的要控制的噪聲的頻率；正弦波生成單元，生成與所述控制對象噪聲頻率檢測單元檢測到的所述噪聲的頻率相同的頻率的正弦波；余弦波生成單元，生成余弦波；第1一抽頭數(shù)字濾波器，被輸入來自所述正弦波生成單元的正弦波信號；第2一抽頭數(shù)字濾波器，被輸入來自所述余弦波生成單元的余弦波信號；驅(qū)動信號生成單元，被輸入將來自所述第1一抽頭數(shù)字濾波器的輸出和來自所述第2一抽頭數(shù)字濾波器的輸出相加的結(jié)果，輸出用于與所述噪聲干涉的驅(qū)動信號；誤差信號檢測單元，檢測從所述驅(qū)動信號生成單元輸出的所述驅(qū)動信號和所述噪聲的干涉結(jié)果產(chǎn)生的誤差信號；第一系數(shù)更新單元，更新所述第1一抽頭數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)；以及第二系數(shù)更新單元，更新所述第2一抽頭數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)，其特征在于，所述第一系數(shù)更新單元和所述第二系數(shù)更新單元通過來自所述誤差信號檢測單元的誤差信號、和具有與所述控制對象噪聲頻率檢測單元檢測到的噪聲的頻率相同的基本頻率的等腰三角波的各個參照信號，更新所述第1一抽頭數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)和第2一抽頭數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)，以減少所述誤差信號檢測單元中的噪聲。
2、 如權(quán)利要求1所述的主動型噪聲控制裝置，其特征在于， 所述第一系數(shù)更新單元和所述第二系數(shù)更新單元通過來自所述誤差信號檢測單元的誤差信號、和具有與所述控制對象噪聲頻率才企測單元才企測到的噪 聲的頻率相同的基本頻率的方波的各個參照信號，更新所述第1 一抽頭數(shù)字 濾波器的濾波系數(shù)和第2—抽頭數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)，以減少所述誤差信 號檢測單元中的噪聲。
3、 如權(quán)利要求1所述的主動型噪聲控制裝置，其特征在于， 所述第一系數(shù)更新單元和所述第二系數(shù)更新單元通過來自所述誤差信號檢測單元的誤差信號、和具有與所述控制對象噪聲頻率檢測單元檢測到的噪聲的頻率相同的基本頻率的等角梯形波的各個參照信號，更新所述第1一抽 頭數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)和第2 —抽頭數(shù)字濾波器的濾波系數(shù)，以減少所述 誤差信號檢測單元中的噪聲。
全文摘要
在利用了自適應(yīng)陷波型濾波器的主動型噪聲控制裝置中，通過將輸入到第一系數(shù)更新單元(12)和第二系數(shù)更新單元(13)中的參照信號設(shè)為三角波，可以減少參照信號生成單元(14)中的積和運(yùn)算次數(shù)，使運(yùn)算負(fù)荷減少。
文檔編號G10K11/178GK101427306SQ20078001423
公開日2009年5月6日 申請日期2007年6月5日 優(yōu)先權(quán)日2006年6月9日
發(fā)明者中村由男, 的野司, 舟山敏之 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社