專(zhuān)利名稱(chēng)：用于使音頻信號(hào)混響的混響器和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明的實(shí)施方式涉及用于使音頻信號(hào)混響的一種混響器和一種方法。本發(fā)明的其他實(shí)施方式涉及一種控制任意混響時(shí)間的有效頻率轉(zhuǎn)換域混響器。
背景技術(shù)：
混響器用來(lái)對(duì)音頻信號(hào)產(chǎn)生空間效果。存在需要對(duì)信號(hào)增加空間效果的許多音頻信號(hào)處理場(chǎng)合，即早期反射和混響。在這兩者之中，僅對(duì)信號(hào)本身之后的非常短的時(shí)段出現(xiàn) 早期反射，因此可更簡(jiǎn)單地對(duì)其進(jìn)行模仿，同時(shí)混響持續(xù)較長(zhǎng)的時(shí)間間隔，并通常在干源聲音偏移后可聽(tīng)到幾秒鐘。長(zhǎng)時(shí)間間隔使混響器的設(shè)計(jì)成為需要低至中等計(jì)算成本的同時(shí)要求空間效果的系統(tǒng)中的主要焦點(diǎn)?；祉懫鞯脑O(shè)計(jì)目標(biāo)可能是使感知相似性最大化至某一實(shí)際或虛擬空間，或是產(chǎn)生使一些其他感知特性最大化以使聽(tīng)眾偏好最大化的混響。對(duì)于混響，特別是對(duì)于時(shí)域信號(hào)，存在幾種算法，并且，設(shè)計(jì)目標(biāo)幾乎總是在使計(jì)算負(fù)載最小化的同時(shí)達(dá)到最大期望質(zhì)量的地方找到一種平衡。歷史上，混響設(shè)計(jì)幾乎完全集中在時(shí)域信號(hào)上。然而，在現(xiàn)代音頻處理方案中，在短時(shí)頻變換域中進(jìn)行處理是非常普遍的，例如在以下域中在MPEG周?chē)拖嚓P(guān)技術(shù)中使用的QMF (正交鏡像濾波器組)域、在感知音頻編碼譯碼器中使用的MDCT (改進(jìn)型離散余弦變換)域，以及在非常廣的應(yīng)用范圍中使用的STFT (短時(shí)傅里葉變換)域。盡管這些方法具有差異，但是公共因素在于，時(shí)域信號(hào)被分成時(shí)頻瓦片(time-frequency tile),例如,如圖16所示。變換和逆變換操作通常是無(wú)損的，因此，關(guān)于聲音內(nèi)容的信息完全包含在兩個(gè)表示型態(tài)中。尤其地，時(shí)間頻率表示型態(tài)用在音頻的感知處理中，因?yàn)槠涓袷侨说穆?tīng)覺(jué)系統(tǒng)處理聲音的方式。根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)，存在產(chǎn)生混響的幾種現(xiàn)有解決方案。在2006年10月第121次AES會(huì)議 Vickers et al “Frequency Domain Artificial Reverberation using SpectralMagnitude Decay”中以及在US 2008/0085008A1中，描述了一種在頻域中起作用的已知混響算法。而且，2002 年的第 112 次 AES 會(huì)議 Igor Nicolic “ Improvements of ArtificialReverberation by Use of Subband Feedback Delay Networks”中提出了在頻帶中產(chǎn)生混響。可在在1998年第104次AES會(huì)議和1999年的第106次AES會(huì)議“ArtificialReverberation Based on a Pseudo-Random Impulse Response，，part I and II, Rubak& Johansen 中，以及 2007 年三月第 30 次 AES 會(huì)議 Karjalainen & Jiin eliiineri“Reverberation Modeling Using Velvet Noise”中發(fā)現(xiàn)在使混響的脈沖響應(yīng)衰減的同時(shí)無(wú)限地重復(fù)。然而，剛剛提到的參考文獻(xiàn)是關(guān)于時(shí)域混響算法的。在2009 年 10 月的第 127 次 AES 會(huì)議的 Lee at al 的 “the Swtich ConvolutionReverberator”中，提出了一種具有低存儲(chǔ)和小計(jì)算成本的適于移動(dòng)裝置的人工混響器。該混響器由用短噪聲序列驅(qū)動(dòng)回旋的均衡梳狀濾波器組成?；祉懫骶夂退p速度由低級(jí)IIR濾波器控制，并且回聲密度是噪聲序列的回聲密度，其中，噪聲序列被有規(guī)律地更新或“轉(zhuǎn)換”。此外，還描述了幾種用于更新噪聲序列的結(jié)構(gòu)，包括多帶結(jié)構(gòu)和對(duì)信號(hào)峰值系數(shù)(signal crest factor)敏感的漏極積分器?，F(xiàn)有解決方案的根本問(wèn)題在于，目前最高級(jí)的有效混響算法在時(shí)域中起作用。然而，在頻域中起作用的許多應(yīng)用需要混響單元。因此，為了將這些時(shí)域算法應(yīng)用于信號(hào)，本申請(qǐng)將必須首先在將混響算法應(yīng)用在時(shí)域中之前對(duì)信號(hào)進(jìn)行逆變換。然而，根據(jù)應(yīng)用的不同，這可能是不切實(shí)際的。已知的時(shí)域混響器的另一缺點(diǎn)是，其在設(shè)計(jì)混響以適應(yīng)某一組 頻率相關(guān)混響時(shí)間的方面是不靈活的，而這對(duì)人的空間感知來(lái)說(shuō)是特別重要的。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的一個(gè)目的是，提供一種用于使音頻信號(hào)混響的概念，其允許提高質(zhì)量且有效地實(shí)現(xiàn)。該目的可由根據(jù)權(quán)利要求I所述的裝置、根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法和根據(jù)權(quán)利要求16所述的計(jì)算機(jī)程序?qū)崿F(xiàn)。根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式，用于使音頻信號(hào)混響的混響器包括反饋延遲回路處理器。反饋延遲回路處理器被構(gòu)造為，使代表音頻信號(hào)的至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)延遲不同的回路延遲，以獲得混響頻率子帶信號(hào)。在實(shí)施方式中，頻域信號(hào)表示可以在實(shí)域或復(fù)域中。因此，在混響器內(nèi)執(zhí)行的所有操作(例如延遲、相加或相乘)可以為實(shí)數(shù)或復(fù)數(shù)運(yùn)算。本發(fā)明根本的基本理念是，當(dāng)使代表音頻信號(hào)的至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)延遲不同的回路延遲時(shí)，可實(shí)現(xiàn)上述提高的質(zhì)量/有效的實(shí)現(xiàn)方式。通過(guò)這種方法，可避免或至少減小反饋處理的感知重復(fù)性，從而允許更好地保持感知質(zhì)量。根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施方式，對(duì)于每個(gè)頻率子帶信號(hào)，反饋延遲回路處理器包括具有濾波器脈沖響應(yīng)的濾波器，其中，濾波器脈沖響應(yīng)包括第一組濾波器脈沖響應(yīng)樣本和第二組濾波器脈沖響應(yīng)樣本。這里，第二組在脈沖響應(yīng)樣本間隔方面可以與第一組相似。另夕卜，可使第二組的濾波器脈沖響應(yīng)樣本從第一組的濾波器脈沖響應(yīng)樣本延遲用于頻率子帶信號(hào)的回路延遲。這樣，將使用于頻率子帶信號(hào)的濾波器脈沖響應(yīng)的第一組和第二組延遲不同的回路延遲。根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施方式，對(duì)于每個(gè)頻率子帶信號(hào)，反饋延遲回路處理器包括具有可變?yōu)V波器抽頭密度的稀疏濾波器。通過(guò)適當(dāng)?shù)馗淖優(yōu)V波器抽頭密度，稀疏濾波器的濾波器脈沖響應(yīng)將接近預(yù)定能量包線。因此，可以以取決于頻率的方式控制稀疏濾波器的脈沖響應(yīng)的能量包線。根據(jù)本發(fā)明的另一實(shí)施方式，反饋延遲回路處理器被構(gòu)造為，使至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)的每個(gè)頻率子帶信號(hào)衰減一定的衰減系數(shù)。這里，衰減系數(shù)可以取決于預(yù)定的混響時(shí)間和用于頻率子帶信號(hào)的回路延遲。這允許子帶方法調(diào)節(jié)反饋延遲回路處理的增益，使得可實(shí)現(xiàn)根據(jù)所需混響時(shí)間的能量衰減。本發(fā)明提供一種具有提高的效率和由此在低功率處理器上的低成本的實(shí)現(xiàn)方式的混響結(jié)構(gòu)。


在下文中，參考

本發(fā)明的實(shí)施方式，其中圖Ia示出了用于使音頻信號(hào)混響的混響器的一個(gè)實(shí)施方式的框圖；圖Ib示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的用于至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)的不同回路延遲的示例性設(shè)計(jì)；圖Ic示出了用于處理單個(gè)頻率子帶信號(hào)的單子帶混響單元的實(shí)施方式的框圖；圖Id示出了根據(jù)圖Ic的單子帶混響單元的實(shí)施方式的脈沖響應(yīng)的示意圖；圖2a示出了在反饋回路內(nèi)具有衰減器的單子帶混響單元的另一實(shí)施方式的框圖；圖2b示出了根據(jù)圖2a的單子帶混響單元的實(shí)施方式的脈沖響應(yīng)的示意圖；圖3示出了具有指數(shù)衰減的噪聲濾波器的單子帶混響單元的另一實(shí)施方式的框圖；圖4示出了代表根據(jù)圖3的單子帶混響單元的實(shí)施方式所使用的指數(shù)衰減噪聲的示例性濾波器響應(yīng)函數(shù)的曲線圖；圖5示出了根據(jù)圖3的單子帶混響單元的實(shí)施方式的示例性脈沖響應(yīng)的曲線圖；圖6示出了具有稀疏延遲線輸出端的單子帶混響單元的另一實(shí)施方式的框圖；圖7示出了代表具有根據(jù)圖6的單子帶混響單元的實(shí)施方式所使用的衰減密度的單位脈沖的示例性濾波器響應(yīng)函數(shù)的曲線圖；圖8示出了根據(jù)圖6的單子帶混響單元的實(shí)施方式的示例性脈沖響應(yīng)的曲線圖；圖9示出了具有稀疏延遲線輸出端和無(wú)乘法相位運(yùn)算的單子帶混響單元的另一實(shí)施方式的框圖；圖10示出了根據(jù)圖9的單子帶混響單元的實(shí)施方式所使用的示例性無(wú)乘法相位運(yùn)算的表格；圖Ila示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的相位修正單元的框圖；圖Ilb示出了根據(jù)本發(fā)明另一實(shí)施方式的相位修正單元的框圖；圖Ilc示出了根據(jù)本發(fā)明另一實(shí)施方式的相位修正單元的框圖；圖Ild示出了根據(jù)本發(fā)的另一實(shí)施方式的相位修正單元的框圖；圖12示出了具有串聯(lián)連接的延遲線單元、中間乘法器、延遲線輸入端和延遲線輸出端的單子帶混響單元的另一實(shí)施方式的框圖；圖13示出了用于使在頻域中操作的音頻信號(hào)混響的混響器的實(shí)施方式的概念結(jié)構(gòu)；圖14示出了通過(guò)頻譜轉(zhuǎn)換器、幾個(gè)不同的單子帶混響單元和輸出端處理器使音頻信號(hào)混響的混響器的實(shí)施方式的框圖；圖15示出了通過(guò)正交信道特定輸出向量使音頻信號(hào)混響的混響器的另一實(shí)施方式的框圖；圖16示出了根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式的連續(xù)短時(shí)時(shí)頻變換表示的示意圖。
具體實(shí)施方式
圖Ia示出了用于使音頻信號(hào)混響的混響器10的一個(gè)實(shí)施方式的框圖。如圖Ia所示，混響器10包括反饋延遲回路處理器20，其使代表音頻信號(hào)5的至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17延遲不同的回路延遲23，以獲得混響頻率子帶信號(hào)27。混響器10還可包括輸出處理器30，其用于處理混響頻率子帶信號(hào)27，以獲得混響音頻信號(hào)41。參考圖la，混響器10還可包括濾波器組12，例如QMF(正交鏡像濾波器組)，其用于從原始的音頻信號(hào)5產(chǎn)生至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17。此外，反饋延遲回路處理器20可包括第一回路延遲單元22-1和第二回路延遲單元22-2，第一回路延遲單元22-1用于使至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17的第一頻率子帶信號(hào)15-1延遲了第一延遲，以獲得第一混響頻率子帶信號(hào)25-1，第二回路延遲單元22-2用于使至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17的第二頻率子帶信號(hào)15-2延遲第二不同的延遲，以獲得第二混響頻率子帶信號(hào)25-2。第一混響頻率子帶信號(hào)25-1和第二混響頻率子帶信號(hào)25-2可以組成混響頻率子帶信號(hào)27。在圖Ia的實(shí)施方式中，混響器10的輸出處理器30可被構(gòu)造為，將至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)17與相應(yīng)的混響頻率子帶信號(hào)27混合，以獲得混合信號(hào)37，并組合混合信號(hào)37以最終獲得混響音頻信號(hào)41。如圖Ia所示，輸出處理器30可包括第一和第二任何處理器件32-1，32-2以及相應(yīng)的加法單元34-1，34-2。第一任何處理器件32-1可被構(gòu)造為，在第一混響頻率子 帶信號(hào)25-1上執(zhí)行任何處理，以獲得第一處理信號(hào)33-1，并且，第二任何處理器件32-2可被構(gòu)造為，在第二混響頻率子帶信號(hào)25-2上執(zhí)行任何處理，以獲得第二處理信號(hào)33-2。這里，第一任何處理器件32-1和第二任何處理器件32-2所執(zhí)行的任何處理操作可能是這樣的，例如，使得將對(duì)混響頻率子帶信號(hào)27的第一混響頻率子帶信號(hào)25-1和第二混響頻率子帶信號(hào)25-2應(yīng)用預(yù)定的倍增或增益系數(shù)。第一加法單元34-1可被構(gòu)造為，增加至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17的第一頻率子帶信號(hào)15-1或其處理版本以及任何處理器件32-1的第一處理/[目號(hào)33-1,以獲得第一加法/[目號(hào)35-1,并且第二加法單兀34_2可被構(gòu)造為，增加至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17的第二頻率子帶信號(hào)15-2或其處理版本以及任何處理器件32_2的第二處理/[目號(hào)33-2,以獲得第二加法/[目號(hào)35_2。這里,第一加法/[目號(hào)35_1和第二加法信號(hào)35-2可組成至少兩個(gè)混合信號(hào)37。如圖Ia所示，輸出處理器30可進(jìn)一步包括至少兩個(gè)任選的任何處理器件44_1，44-2，其用于處理至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17的第一頻率子帶信號(hào)15-1和第二頻率子帶信號(hào)15-2。第一任選的任何處理器件44-1可被構(gòu)造為，在第一頻率子帶信號(hào)15-1上執(zhí)行任何任選處理，以獲得第一任選處理的信號(hào)45-1并對(duì)相應(yīng)的加法單元34-1提供第一任選處理的信號(hào)45-1，同時(shí)，第二任選的任何處理器件44-2可被構(gòu)造為，在第二頻率子帶信號(hào)15-2上執(zhí)行任何任選處理，以獲得第二任選處理的信號(hào)45-2并對(duì)相應(yīng)的加法單兀34-2提供第二任選處理的信號(hào)45-2。因此，對(duì)于至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17的第一頻率子帶信號(hào)15-1和第二頻率子帶信號(hào)15-2，可將第一任選的任何處理器件44-1和第二任選的任何處理器件44-2分別基本上插入濾波器組12和加法單元34-1，34-2之間的平行(直達(dá)聲)路徑中。例如，在雙聲道處理中，第一任選的任何處理器件44-1和第二任選的任何處理器件44-2可被構(gòu)造為，對(duì)至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17的第一頻率子帶信號(hào)15-1和第二頻率子帶信號(hào)15-2應(yīng)用HRTF (頭部關(guān)聯(lián)傳遞函數(shù))，以獲得第一任選處理的信號(hào)45-1和第二任選處理的信號(hào)45-2。這里，第一加法單元34-1可被構(gòu)造為，增加任何處理器件32-1的第一處理信號(hào)33-1和任選的任何處理器件44-1的第一任選處理的信號(hào)45-1,以獲得第一加法信號(hào)35-1,同時(shí)，第二加法單元34-2可被構(gòu)造為，增加任何處理器件32-2的第二處理信號(hào)33-2和任選的任何處理器件44-2的第二任選處理的信號(hào)45-2，以獲得第二加法信號(hào)35-2。這里，第一加法信號(hào)35-1和第二加法信號(hào)35-2可組成至少兩個(gè)混合信號(hào)37。此外，如圖Ia所示，輸出處理器30還可包括組合器38，其用于組合混合信號(hào)37以獲得混響音頻信號(hào)41。輸出處理器30的組合器38可包括至少兩個(gè)其他的任何處理器件36-1，36-2和合并單元39。第一其他的任何處理器件36_1可被構(gòu)造為，進(jìn)一步處理至少兩個(gè)混合信號(hào)37的第一混合信號(hào)35-1，以獲得第一進(jìn)一步處理的信號(hào)37-1，并且，第二其他的任何處理器件36-2可被構(gòu)造為，進(jìn)一步處理至少兩個(gè)混合信號(hào)37的第二混合信號(hào)35-2， 以獲得第二進(jìn)一步處理的信號(hào)37-2。與第一任何處理器件32-1和第二任何處理器件32-2相似，第一其他的任何處理器件36-1和第二其他的任何處理器件36-2可通過(guò)對(duì)混合信號(hào)37應(yīng)用預(yù)定的倍增或增益系數(shù)，來(lái)執(zhí)行進(jìn)一步的任何處理操作。輸出處理器30內(nèi)的組合器38的合并單元39可被構(gòu)造為，連續(xù)地合并或組合第一進(jìn)一步處理的信號(hào)37-1和第二進(jìn)一步處理的信號(hào)37-2，以在混響器10的輸出端處獲得混響音頻信號(hào)41。通過(guò)例如由混響器10執(zhí)行的處理，將獲得代表具有組合或更大帶寬的組合混響頻率子帶信號(hào)的混響音頻信號(hào)?；旧希瑘DIa的實(shí)施方式代表一種用于混響子帶域內(nèi)的(例如QMF域內(nèi)的)音頻信號(hào)的混響器。圖Ib示出了根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施方式的用于至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)的不同回路延遲的示例性設(shè)計(jì)50。參考圖la、圖lb，混響器10可包括反饋延遲回路處理器54，其可被構(gòu)造為，使得用于至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)53的代表更低頻帶的第二頻率子帶信號(hào)51-2的回路延遲56-2將比用于至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)53的代表更高頻帶的第一頻率子帶信號(hào)51-1的回路延遲56-1大。特別地，反饋延遲回路處理器54可包括至少兩個(gè)回路延遲單元57，其中，第一回路延遲單元可被構(gòu)造為，使代表更高頻帶的第一頻率子帶信號(hào)51-1延遲第一回路延遲56-1，以獲得第一混響頻率子帶信號(hào)55-1，并第二回路延遲單元可被構(gòu)造為，使代表更低頻帶的第二頻率子帶信號(hào)51-2延遲第二更大的回路延遲56-2，以獲得第二混響頻率子帶信號(hào)55-2。第一混響頻率子帶信號(hào)55-1和第二混響頻率子帶信號(hào)55-2可組成混響頻率子帶信號(hào)57。這里，圖Ib的反饋延遲回路處理器54、頻率子帶信號(hào)53和混響頻率子帶信號(hào)57可分別相當(dāng)于圖Ia的反饋延遲回路處理器20、至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17和混響頻率子帶信號(hào)27。在圖Ib的設(shè)計(jì)中，混響器10可包括輸出處理器60，其可被構(gòu)造為處理混響頻率子帶信號(hào)57以獲得混響音頻信號(hào)61。這里，圖Ib所示的輸出處理器60可相當(dāng)于圖Ia所不的輸出處理器30,同時(shí),輸出處理器60輸出的混響音頻信號(hào)61可相當(dāng)于圖Ia的輸出處理器30輸出的混響音頻信號(hào)41。因此，通過(guò)根據(jù)圖Ib的不同回路延遲的設(shè)計(jì)，可使用于至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)的代表增加的頻帶的連續(xù)頻率子帶信號(hào)的回路延遲平均減小，使得將獲得改進(jìn)的混響感知質(zhì)量。在一些實(shí)施方式中，用于連續(xù)頻率子帶信號(hào)的回路延遲可以是例如線性減小或隨機(jī)設(shè)置的。通過(guò)對(duì)至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)設(shè)置不同的回路延遲，可有效地避免或至少減少混響的重復(fù)效果。圖Ic示出了用于處理單個(gè)頻率子帶信號(hào)的單子帶混響單元100的一個(gè)實(shí)施方式的框圖。單子帶混響單元100包括延遲線110、反饋回路120和組合器130。如圖Ic所示，延遲線110具有代表不同延遲的多個(gè)延遲線輸出端或延遲線抽頭115。延遲線110被構(gòu)造為提供延遲量(N)。這里，用Z_N表示的延遲線110具有用于單個(gè)頻率子帶信號(hào)101的延遲線輸入端105。反饋回路120與延遲線110連接，并被構(gòu)造為用于處理單個(gè)頻率子帶信號(hào)101或延遲版本和用于將處理的信號(hào)或單個(gè)頻率子帶信號(hào)101或單個(gè)頻率子帶信號(hào)的延遲版本供應(yīng)至延遲線輸入端105中。對(duì)于在反饋回路120內(nèi)計(jì)算的信號(hào)的每個(gè)往返，反饋回路120與延遲線110—起基本上代表將相應(yīng)的延遲量N引入信號(hào)的反饋延遲回路。組合器130被構(gòu)造為，用多個(gè)延遲線輸出端或延遲線抽頭115組合信號(hào)輸出，以獲得混響頻率子帶信號(hào)135。特別地，組合器130可用來(lái)將由多個(gè)延遲線輸出端115輸出的信號(hào)相加，或首先將信號(hào)與增益和/或衰減系數(shù)相乘然后將其相加，或?qū)⒂啥鄠€(gè)延遲線輸出端115輸出的所選信號(hào)線性地組合。圖Ic實(shí)施方式的單子帶混響單元100允許產(chǎn)生混響頻率子帶信號(hào)135，其具有與大于延遲量N的混響時(shí)間相應(yīng)的混響。、圖Id示出了根據(jù)圖Ic的單子帶混響單元100的實(shí)施方式的脈沖響應(yīng)150的示意圖。如圖Id所示,脈沖響應(yīng)150包括由延遲量N分開(kāi)的等距脈沖的順序(Pci,P1,P2,P3,…)。等距脈沖(Ptl, P1, P2，P3,…)定義相當(dāng)于延遲量N的重復(fù)間隔160。此外，在等距脈沖(P。，P1,P2，P3,…)的重復(fù)間隔160內(nèi)分布由多個(gè)延遲線輸出端115輸出的延遲脈沖155。在圖Id中可以看到，單子帶混響單元100的脈沖響應(yīng)150的等距脈沖(Ptl, P1, P2，P3,…)分別具有相同的振幅。參考圖lc，圖ld，混響頻率子帶信號(hào)135的混響可以相當(dāng)于大于延遲量N的時(shí)間周期165。圖2a示出了在反饋回路內(nèi)具有衰減器210的單子帶混響單元200的另一實(shí)施方式的框圖。圖2a的裝置200基本上包括與圖Ic的裝置100相同的塊。因此，用相同的數(shù)字表示具有相似實(shí)現(xiàn)方式和/或功能的相同的塊。然而，圖2a實(shí)施方式中的單子帶混響單元200的反饋回路220包括用于衰減延遲信號(hào)205的衰減器210。這里，從提供延遲量N用于每次將衰減信號(hào)215或頻率子帶信號(hào)101饋送至延遲線輸入端105中的延遲線110接收延遲信號(hào)205。如圖2a所示，衰減器210被構(gòu)造為對(duì)延遲信號(hào)205應(yīng)用衰減系數(shù)b，其中，衰減系數(shù)b取決于所提供的延遲量N和混響時(shí)間T6(l。反饋回路220內(nèi)的衰減器210的衰減的結(jié)果是，反饋回路220的脈沖響應(yīng)以一系列等距衰減脈沖(Ptl, P1, P2, P3,…)為特征，其中，等距衰減脈沖(Ptl, P1, P2, P3,…)的重復(fù)間隔160再次用延遲量N定義。圖2b示出了根據(jù)圖2a的單子帶混響單元200的實(shí)施方式的脈沖響應(yīng)250的示意圖。參考圖2a實(shí)施方式，混響頻率子帶信號(hào)135的混響可以相當(dāng)于包括一系列等距衰減脈沖(Ptl, P1, P2, P3,…)的脈沖響應(yīng)250，其中，將由多個(gè)延遲線輸出端115輸出的延遲脈沖255分布在等距衰減脈沖(Ptl, P1, P2, P3,…)的重復(fù)間隔160內(nèi)。圖3示出了具有指數(shù)衰減的噪聲濾波器的單子帶混響單元300的另一實(shí)施方式的框圖。圖3實(shí)施方式的單子帶混響單元300基本上相當(dāng)于圖2a實(shí)施方式的單子帶混響單元200。如圖3所示，可相當(dāng)于圖lc，圖2a的延遲線110的延遲線310，包括多個(gè)串聯(lián)的延遲線單元(Z_D1，Z_D2，…叾，)，其用于分別連續(xù)地延遲衰減信號(hào)215或饋送至延遲線輸入端105中的頻率子帶信號(hào)101。這里，延遲線310的每個(gè)延遲線單元312具有相應(yīng)的用于連續(xù)延遲的信號(hào)的延遲線輸出端314。可相當(dāng)于單子帶混響單元100，200的組合器130的單子帶混響單元300的組合器330包括多個(gè)乘法器350，每個(gè)乘法器連接至相應(yīng)的延遲線輸出端。特別地，多個(gè)乘法器350被構(gòu)造為，將由多個(gè)延遲線輸出端115輸出的每個(gè)連續(xù)延遲的信號(hào)分別與濾波器響應(yīng)函數(shù)h(n)，n=l，2，…，N的相應(yīng)的濾波器系數(shù)相乘，以獲得乘法器輸出信號(hào)355。在實(shí)施方式中，可用Z_Di表示各個(gè)延遲線單元(各個(gè)基本的延遲隙)，其中Di (i=l，2，…，N)是部分延遲量，其由單個(gè)延遲線單元引入。特別地，D1, D2,…，Dn可以是相同的(Z_D)，例如I (Z—1)，或可具有不同的值。此一般化還涉及其他圖，盡管沒(méi)有明確地標(biāo)出。這里，部分延遲量Di可以相當(dāng)于一個(gè)樣本的延遲(時(shí)隙)，使得由多個(gè)延遲線輸出端輸出的延遲脈沖將彼此相鄰地緊密隔開(kāi)。特別地，延遲線可包括許多單個(gè)延遲線單元，其與由多個(gè)串聯(lián)的延遲線單元(Z_Di)組成的延遲線提供的延遲量N相應(yīng)。根據(jù)其他實(shí)施方式，當(dāng)與不止一個(gè)樣本的延遲相應(yīng)地增加部分延遲量Di時(shí),也可獲得延遲線所提供的延遲量N,同時(shí),減小單個(gè)延遲線單元的數(shù)量。在該情況中，由多個(gè)延遲線輸出端輸出的延遲脈沖將與更粗糙的分辨率相應(yīng)地進(jìn)一步遠(yuǎn)尚彼此地隔開(kāi)。如圖3所不，組合器330可包括加法器360,其用于將乘法器輸出信號(hào)355相加，以獲得混響頻率子帶信號(hào)135。根據(jù)圖3所示的實(shí)施方式，可這樣設(shè)置組合器330，使得濾 波器響應(yīng)函數(shù)h (η)將具有衰減振幅特性，其中，濾波器響應(yīng)函數(shù)h (η)的長(zhǎng)度N等于延遲量N。此外，在圖3實(shí)施方式中，單子帶混響單元300的反饋回路120被構(gòu)造為，在處理方向上從延遲線310的最后一個(gè)延遲線單元輸出端315接收延遲信號(hào)，其可相當(dāng)于圖2a的延遲信號(hào)205。這里，用反饋回路120和延遲線310內(nèi)的箭頭的指示方向表示處理方向。圖4示出了代表根據(jù)圖3的單子帶混響單元300的實(shí)施方式所使用的指數(shù)衰減的噪聲的示例性濾波器響應(yīng)函數(shù)400的曲線圖。特別地，單子帶混響單元300的組合器330可被構(gòu)造為，基于hDNF(n)=noise (n) *an,n=l, 2,…,N提供濾波器響應(yīng)函數(shù)400,其中,noise (η)為噪聲函數(shù)，并且其中，濾波器響應(yīng)函數(shù)hDNF(η)的衰減振幅特性是基于指數(shù)衰減的包線a11的。在圖4中可清楚地看到噪聲函數(shù)noise (η)和示例性濾波器響應(yīng)函數(shù)hDNF(η) 400的包線an。此外，濾波器響應(yīng)函數(shù)hDNF(n)400被示例性地示出為在O和N之間的范圍內(nèi)，其中，該范圍相當(dāng)于濾波器響應(yīng)函數(shù)hDNF(η)的長(zhǎng)度405，其可大約等于延遲線310提供的延遲量N，如圖3所示。特別地，可這樣設(shè)置單子帶混響單元300的組合器330，使得包線a11取決于每個(gè)時(shí)隙的衰減，其中，每個(gè)時(shí)隙的衰減以相當(dāng)于混響時(shí)間的預(yù)定義的參數(shù)T6tl為基礎(chǔ)。通過(guò)這種方法，可以調(diào)節(jié)濾波器響應(yīng)函數(shù)hDNF(n)，以代表相應(yīng)的指數(shù)衰減的能量曲線。圖3所示的單子帶混響單元300還可包括衰減器340，其可以相當(dāng)于放在反饋回路120內(nèi)的圖2a所示的衰減器210。單子帶混響單元300的衰減器340可用于通過(guò)對(duì)用于反饋回路120內(nèi)的信號(hào)的每個(gè)往返的延遲信號(hào)應(yīng)用衰減系數(shù)，衰減從最后一個(gè)延遲線單元輸出端315接收的延遲信號(hào)。特別地，單子帶混響單元300的衰減器340被構(gòu)造為，對(duì)延遲信號(hào)應(yīng)用等于b=aN的衰減系數(shù)，其中，a為每個(gè)時(shí)隙的衰減，N為延遲量。這里，通過(guò)將來(lái)自最后一個(gè)延遲線輸出端315的延遲信號(hào)與衰減系數(shù)b=aN相乘，可對(duì)反饋回路120的每個(gè)往返執(zhí)行衰減。圖5示出了根據(jù)圖3的單子帶混響單元300的實(shí)施方式的示例性脈沖響應(yīng)500的曲線圖。如圖5所示，單子帶混響單元300的脈沖響應(yīng)500的特征在于，具有包線函數(shù)a11的指數(shù)衰減的噪聲510，其中，可根據(jù)預(yù)定義的參數(shù)T6tl設(shè)置每個(gè)時(shí)隙的衰減。特別地，可用以下公式從特定頻帶中的所需混響時(shí)間計(jì)算反饋回路中的衰減系數(shù)(即將由反饋回路內(nèi)的衰減器應(yīng)用的衰減系數(shù)b)
b=aN,其中，b是反饋回路中產(chǎn)生的衰減系數(shù)，并且a=l(T3.P/T60fs，其中，a為每個(gè)時(shí)隙的衰減，N為特定頻帶中的延遲線長(zhǎng)度(即延遲線提供的延遲量)，P為頻率變換的下采樣系數(shù)，T6tl為混響時(shí)間，fs為采樣速率。該公式基本上給出了與給定混響時(shí)間T6tl相應(yīng)的衰減系數(shù)。 通常，將帶狀指數(shù)衰減的高斯噪聲認(rèn)為是很好地接近實(shí)際的擴(kuò)散混響。這正是通過(guò)用包線調(diào)制高斯噪聲而產(chǎn)生的混響濾波器，包線用每個(gè)時(shí)隙的系數(shù)衰減。因此，可分別用以下函數(shù)設(shè)計(jì)混響FIR (有限脈沖響應(yīng))濾波器h [n] =white [η] · a,或者，在復(fù)域中，例如用以下函數(shù)設(shè)計(jì)h [n] =White [η] · a11 · ei2π ·rand[n]，其中，white (n)為產(chǎn)生白噪聲的處理，η為時(shí)隙指數(shù)，rand (η)是從O到I的平均分配產(chǎn)生隨機(jī)變量的處理。特別地，可用該處理產(chǎn)生圖4所示的濾波器響應(yīng)函數(shù)hDNF(η)，其在圖3實(shí)施方式中使用。圖4示例性地示出了這種混響濾波器的實(shí)部及其調(diào)制包線。圖6示出了具有稀疏延遲線輸出端的單子帶混響單元600的另一實(shí)施方式的框圖。圖6的單子帶混響單元600基本上包括與圖2a的單子帶混響單元200相同的塊。因此，用相同的數(shù)字表示具有相似實(shí)現(xiàn)方式和/或功能的相同塊。然而，可相當(dāng)于單子帶混響單元200的延遲線110的單子帶混響單元600的延遲線610，包括多個(gè)串聯(lián)連接的延遲線單元(Z_D)，其用于連續(xù)地延遲衰減信號(hào)215或饋送至延遲線輸入端105中的頻率子帶信號(hào)101。在圖6實(shí)施方式中，延遲線610包括至少三個(gè)延遲線輸出端615，其可相當(dāng)于圖2a的多個(gè)延遲線輸出端115，其中，延遲線輸出端615被構(gòu)造為，使得第一延遲線輸出端617-1和第二延遲線輸出端617-2之間的延遲與第二延遲線輸出端617-2和第三延遲線輸出端617-3之間的延遲不同。單子帶混響單元600的反饋回路120被構(gòu)造為，在處理方向上從延遲線610的最后一個(gè)延遲線單元輸出端613接收延遲信號(hào)。此外，單子帶混響單元600的反饋回路120包括用于衰減延遲信號(hào)的衰減器640，其中，從提供延遲量N用于每次將衰減信號(hào)215或音頻信號(hào)101饋送至延遲線輸入端105中的延遲線610的最后一個(gè)延遲線輸出端613接收延遲信號(hào)。特別地，衰減器640可被構(gòu)造為，對(duì)延遲信號(hào)應(yīng)用等于b=aN的衰減系數(shù)，其中，a為每個(gè)時(shí)隙的衰減，N為延遲量。另夕卜，特別是，多個(gè)延遲線輸出端615可被構(gòu)造為，使得連續(xù)的延遲對(duì)之間的差平均起來(lái)將是增加的。這里，可相當(dāng)于圖Ic的組合器130的組合器630可被構(gòu)造為組合至少三個(gè)延遲線輸出端615，以獲得混響頻率子帶信號(hào)135。在圖6的實(shí)施方式中，每個(gè)單獨(dú)的延遲線單元612可被構(gòu)造為，對(duì)連續(xù)延遲的信號(hào)引入部分延遲量D。這里，可如之前已經(jīng)相應(yīng)地描述的那樣設(shè)置各個(gè)延遲線單元的數(shù)量和引入連續(xù)延遲的信號(hào)的部分延遲量D。根據(jù)圖6實(shí)施方式，由至少三個(gè)延遲線輸出端615輸出的延遲脈沖將在由反饋回路120的響應(yīng)定義的重復(fù)間隔內(nèi)不均勻地分布，具有衰減密度特性。具有稀疏延遲線輸出端的單子帶混響單元600的脈沖響應(yīng)基本上相當(dāng)于稀疏濾波器響應(yīng)函數(shù)。圖7示出了代表具有根據(jù)圖6的單子帶混響單元600的實(shí)施方式所使用的衰減密度的單位脈沖(unity impulse) 705的示例性濾波器響應(yīng)函數(shù)700的曲線圖。在圖7中可看到，示例性單位脈沖705在接近時(shí)間/樣本軸線701的原點(diǎn)702的區(qū)域710中更密地分布，同時(shí)，對(duì)于較大的時(shí)間/樣本720直到框的邊界703，示例性單位脈沖705變得更稀疏地分布，其中，框由O和N之間的時(shí)間/樣本定義，其中，時(shí)間/樣本N相當(dāng)于延遲線610提供
的延遲量N。例如,濾波器響應(yīng)函數(shù)hSF(n)700可以以hSF(n)=sparse(n)為基礎(chǔ)，n=l,2, ···, N,其中，可在稀疏函數(shù)“sparse (η) ”的基礎(chǔ)上構(gòu)造圖6所示的多個(gè)延遲線輸出端615，該函數(shù)通過(guò)用于連續(xù)時(shí)隙的減小的密度稀疏地分布單位脈沖705。濾波器響應(yīng)函數(shù)hSF(n) 700可被特別地設(shè)置為使得代表指數(shù)衰減的能量曲線715?；旧希瑘D7顯示FIR濾波器的稀疏抽頭位置。曲線715描述了模擬的平均能量衰減(Esf)。這里，該圖不包括相位修正。圖8示出了根據(jù)圖6的單子帶混響單元600的實(shí)施方式的示例性脈沖響應(yīng)800的曲線圖。在圖8中，可清楚地看到由單子帶混響單元600的多個(gè)延遲線輸出端615輸出的信號(hào)(即延遲脈沖)。為了連續(xù)地供應(yīng)延遲線輸入端105，延遲脈沖稀疏地或不均勻地分布在時(shí) 間/樣本O和N之間的第一重復(fù)間隔810、時(shí)間/樣本N和2N之間的第二重復(fù)間隔820以及時(shí)間/樣本2N和3N之間的第三重復(fù)間隔830內(nèi)。這里，重復(fù)間隔810，820，830可相當(dāng)于圖Id、圖2b所示的重復(fù)間隔160。圖8所示的脈沖響應(yīng)800的總間隔865 (可相當(dāng)于圖ld，圖2b所示的時(shí)間周期165)相當(dāng)于延遲量N的大約三倍。特別地，單子帶混響單元600的脈沖響應(yīng)800包括連續(xù)延遲的稀疏脈沖，其分別具有用于重復(fù)間隔810，820，830內(nèi)的連續(xù)時(shí)隙的衰減密度，其中，衰減密度與單位脈沖的特征分布相應(yīng)，例如圖7所示。在圖8中還可看到，第一重復(fù)間隔810、第二重復(fù)間隔820和第三重復(fù)間隔830內(nèi)的連續(xù)延遲的稀疏脈沖815，825，835的振幅/等級(jí)彼此分別不同，并且，特別地，相對(duì)于彼此衰減。這里，可用可由單子帶混響單元600的衰減器640應(yīng)用的相應(yīng)的衰減系數(shù)b=aN控制該衰減。在圖6實(shí)施方式中，例如，衰減系數(shù)b=aN可被控制為使得連續(xù)延遲的稀疏脈沖815，825，835的振幅/等級(jí)分別明顯地從第一重復(fù)間隔810，降至第二重復(fù)間隔820降至第三重復(fù)間隔830。參考圖6，圖8，可特別用延遲線610和衰減器640控制衰減密度和連續(xù)延遲的稀疏脈沖815，825，835的振幅/等級(jí)的衰減，使得單子帶混響單元600 (圖8)的脈沖響應(yīng)800和單子帶混響單元300 (圖5)的脈沖響應(yīng)500將基本上具有相同的能量衰減速率。特別地，與單子帶混響單元300相比，可用少得多的計(jì)算工作量實(shí)現(xiàn)單子帶混響單元600。這是因?yàn)?，盡管單子帶混響單元300提供的混響算法在概念上是相對(duì)簡(jiǎn)單的，但是其在計(jì)算成本方面已超出。因此，例如在單子帶混響單元600內(nèi)提供的在計(jì)算上有效的FIR結(jié)構(gòu)是有利的。圖6實(shí)施方式特別是以人的聽(tīng)力對(duì)衰減擴(kuò)散混響的精細(xì)結(jié)構(gòu)不敏感，但是對(duì)能量衰減速率敏感的爭(zhēng)論為基礎(chǔ)。由于這個(gè)原因，可用具有衰減密度(例如圖7的脈沖響應(yīng)700中的)的單位脈沖代替圖4中的脈沖響應(yīng)400的衰減振幅a11，以產(chǎn)生相同的平均整體能量衰減。在圖5，圖8中可清楚地看到分別用單子帶混響單元300和單子帶混響單元600獲得的單頻帶的整體響應(yīng)500，800的視覺(jué)差異。特別地，在圖5，圖8中，示出了用單子帶混響單元300，600執(zhí)行的一個(gè)頻帶中的混響算法的響應(yīng)的絕對(duì)值，其中，短時(shí)和長(zhǎng)時(shí)平均能量衰減在兩個(gè)響應(yīng)中是相同的。這里，相位修正并不包括在圖中。兩個(gè)響應(yīng)500，800在N個(gè)樣本的間隔中重復(fù)，盡管在圖8中能更看到效果。圖9示出了具有稀疏延遲線輸出端和無(wú)乘法相位運(yùn)算的單子帶混響單元900的另一實(shí)施方式的框圖。圖9的單子帶混響單元900基本上包括與圖6的單子帶混響單元600相同的塊。因此，用相同的數(shù)字表示具有相似實(shí)現(xiàn)方式和/或功能的相同的塊。然而，可相當(dāng)于單子帶混響單元600的組合器630的單子帶混響單元900的組合器930，包括多個(gè)用“ Θ ”塊表示的相位修正單元950。這里，每個(gè)相位修正單元(Θ塊)與多個(gè)延遲線輸出端(抽頭)915的各個(gè)延遲線輸出端(抽頭)連接，所述多個(gè)延遲線輸出端(抽頭)915可相當(dāng)于單子帶混響單元600的至少三個(gè)延遲線輸出端615，如圖6所示。在圖9實(shí)施方式中，多個(gè)相位修正單元950特別被構(gòu)造為，修正延遲線抽頭輸出信號(hào)的相位，其中，第一延遲線抽頭輸出端917-1的相位修正可與第二延遲線抽頭輸出端917-2的相位修正不同。通過(guò)對(duì)多個(gè)延遲線抽頭輸出端915應(yīng)用不同的相位修正，將在組合器930的輸出端處把整體相位變化引入混響頻率子帶信號(hào)135。
因此，盡管僅用沒(méi)有乘法器的稀疏延遲線輸出產(chǎn)生具有衰減密度的單位脈沖已經(jīng)產(chǎn)生了合理的結(jié)果，但是，可通過(guò)對(duì)該響應(yīng)增加相位變化來(lái)大幅度增加混響算法的質(zhì)量。特別地，與用單子帶混響單元600獲得的脈沖響應(yīng)相比，由于增加的相位變化而用單子帶混響單元900獲得的脈沖響應(yīng)本質(zhì)上將以更高的質(zhì)量為特征。然而，與單子帶混響單元300的相比，應(yīng)用任意相位修正將去除或至少減小用單子帶混響單元600所提供的混響算法獲得的之前實(shí)現(xiàn)的計(jì)算好處。然而，通過(guò)將相位修正限制至k· π/2，可有效地避免這一點(diǎn)，其中，k是整數(shù)(k=0，l，2，3…)，使得由Θ塊執(zhí)行的相位運(yùn)算減少到將輸入信號(hào)的實(shí)部和虛部簡(jiǎn)單地供應(yīng)至輸出的實(shí)部和虛部，如圖10的表中所示。圖10示出了根據(jù)圖9的單子帶混響單元900的實(shí)施方式所使用的示例性無(wú)乘法相位運(yùn)算的表1000。特別地，表1000的第一列1010代表分別用于k=0 (1012)，k=l (1014)，k=2(1016)和k=3(1018)的無(wú)乘法相位運(yùn)算k · Ji/2，每個(gè)具有k · 2 Ji的周期。此外，表1000的第二和第三列1020，1030代表輸出的實(shí)部(輸出實(shí)部)和虛部(輸出虛部)，其與用于相應(yīng)的無(wú)乘法相位運(yùn)算(線1012，1014，1016，1018)的輸入信號(hào)的實(shí)部(輸入實(shí)部)和虛部(輸入虛部)直接相關(guān)。圖Ila,圖Ilb,圖He,圖Ild示出了相位修正單元1110，1120，1130，1140的不同實(shí)施方式的框圖，其可相當(dāng)于圖9所示的單子帶混響單元900所使用的多個(gè)相位修正單元950中的一個(gè)相位修正單元。特別地，多個(gè)相位修正單元950可被構(gòu)造為，在延遲線抽頭輸出信號(hào)上操作，其中，多個(gè)相位修正單元950的每個(gè)相位修正單元1110，1120，1130，1140可包括用于相應(yīng)延遲線抽頭輸出信號(hào)的實(shí)部的第一相位修正單元輸入端1112-1，1122-1，1132-1，1142-1或用于相應(yīng)延遲線抽頭輸出信號(hào)的虛部的第二相位修正單元輸入端1112-2，1122-2，1132-2，1142-2，以及用于相位修正的輸出信號(hào)的實(shí)部的第一相位修正單元輸出端1114-1，1124-1，1134-1，1144-1或用于相位修正的輸出信號(hào)的虛部的第二相位修正單元輸出端 1114-2，1124-2，1134-2，1144-2。在圖Ila中,第一相位修正單元輸入端1112-1直接連接至第一相位修正單元輸出端1114-1，第二相位修正單元輸入端1112-2直接連接至第二相位修正單元輸出端1114-2。在圖Ilb中，第二相位修正單元輸入端1122-2直接連接至第一相位修正單元輸出端1124-1，第一相位修正輸入端1122-1連接至與第二相位修正單元輸出端1124-2連接的互連符號(hào)反相器(interconnected sign inverter) 1125。因此,根據(jù)圖Ilb實(shí)施方式,相位修正輸出信號(hào)的實(shí)部將以相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的虛部為基礎(chǔ)，相位修正輸出信號(hào)的虛部將以相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的符號(hào)反相的實(shí)部為基礎(chǔ)。在圖Ilc中，第一相位修正單元輸入端1132-1連接至與第一相位修正單元輸出端1134-1連接的互連符號(hào)反相器1135-1，并且，第二相位修正單元輸入端1132-2連接至與第二相位修正單元輸出端1134-2連接的互連符號(hào)反相器1135-2。因此，根據(jù)圖Ilc的實(shí)施方式，相位修正輸出信號(hào)的實(shí)部將以相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的符號(hào)反相實(shí)部為基礎(chǔ)，相位修正輸出信號(hào)的虛部將以相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的符號(hào)反相虛部為基礎(chǔ)。在圖Ild中，第一相位修正單元輸入端1142-1直接連接至第二相位修正單元輸出
端1144-2，第二相位修正單元輸入端1142-2連接至與第一相位修正單元輸出1144-1連接的互連符號(hào)反相器1145。因此，根據(jù)圖Ild實(shí)施方式，相位修正輸出信號(hào)的虛部將以相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的實(shí)部為基礎(chǔ)，相位修正輸出信號(hào)的實(shí)部將以相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的符號(hào)反相的虛部為基礎(chǔ)。由不同相位修正單元1110，1120，1130，1140執(zhí)行的可能的相位運(yùn)算(相位修正)可被叫做是無(wú)乘法的，因?yàn)榭芍苯訌妮斎胄盘?hào)(即延遲線輸出信號(hào))中得到輸出(即相位修正的輸出信號(hào))，如之前已經(jīng)描述的，不需要對(duì)信號(hào)應(yīng)用(復(fù)數(shù))相位乘法器。因此，相位修正單元1110，1120,1130,1140代表在計(jì)算上有效的相位修正單元。圖12示出了具有串聯(lián)連接的延遲線單元(Z_D)、中間乘法器1260、延遲線(抽頭)輸入端1209和延遲線(抽頭)輸出端1211的單子帶混響單元1200的另一實(shí)施方式的框圖。如圖12所示，單子帶混響單元1200的延遲線1210包括多個(gè)串聯(lián)延遲線單元(Z_D)，其用于連續(xù)地延遲由分別供應(yīng)至不同延遲線輸入端的頻率子帶信號(hào)1201代表的衰減信號(hào)或音頻信號(hào)，其中，延遲線1210的每個(gè)延遲線單元具有相應(yīng)的用于連續(xù)延遲的信號(hào)的延遲線輸出端。此外，單子帶混響單元1200包括多個(gè)中間乘法器1260，每個(gè)中間乘法器1260與第一延遲線單元1205的延遲線輸出端1207和第二連續(xù)延遲線單元1215的相應(yīng)延遲線輸入端1213連接。特別地，圖12所示的延遲線1210的多個(gè)串聯(lián)延遲線單元(Z_D)可能相當(dāng)于圖9所示的延遲線610的多個(gè)串聯(lián)連接的延遲線單元(Z_D)。在圖12的實(shí)施方式中，特別調(diào)節(jié)多個(gè)中間乘法器1260，以將來(lái)自多個(gè)串聯(lián)延遲線單元(Z_D)的連續(xù)延遲的信號(hào)輸出與中間衰減系數(shù)相乘，以獲得中間乘法器輸出信號(hào)，并將中間乘法器輸出信號(hào)饋送至組合器1230，其可相當(dāng)于圖Ic的組合器130，并饋送至延遲線1210內(nèi)的連續(xù)延遲線單元的相應(yīng)延遲線輸入端。這里，例如，中間乘法器1260可被構(gòu)造為實(shí)數(shù)乘法器?？上喈?dāng)于圖Ic的反饋回路120的反饋回路1220可被構(gòu)造為，從多個(gè)中間乘法器1260的最后一個(gè)中間乘法器輸出端1265接收延遲信號(hào),其中,來(lái)自最后一個(gè)中間乘法器輸出端1265的延遲信號(hào)將具有與基于中間乘法器1260的數(shù)量的有效衰減系數(shù)和分別應(yīng)用的中間衰減系數(shù)相應(yīng)的衰減。特別地，多個(gè)中間乘法器1260可被構(gòu)造為，提供與由反饋回路120例如在圖9所示的單子帶混響單元900內(nèi)應(yīng)用的衰減系數(shù)(b=aN)相應(yīng)的有效衰減系數(shù)。單子帶混響單元1200還可包括多個(gè)相位修正單元1250，其可相當(dāng)于圖9所示的相位修正單元950。參考圖12的實(shí)施方式，由多個(gè)串聯(lián)延遲線單元(Z_D)的每個(gè)延遲線單元引入的部分延遲量D可相當(dāng)于一個(gè)樣本或時(shí)隙的特定延遲。在圖12實(shí)施方式中，可不完全地組裝與延遲線輸出端1211相應(yīng)的多個(gè)延遲線輸出抽頭。這意味著，可僅將多個(gè)串聯(lián)延遲單元的一部分輸出抽頭與組合器1230連接。另外，也可不完全組裝該多個(gè)中間乘法器1260。根據(jù)圖12實(shí)施方式，多個(gè)串聯(lián)延遲線單元(Z_D)的至少兩個(gè)延遲線單元1215，1218可能具有相應(yīng)的延遲線輸入端1213，1217，其用于并行地接收頻率子帶信號(hào)1201所代表的音頻信號(hào)。這里，圖12所示的頻率子帶信號(hào)1201可相當(dāng)于圖Ic中所示的頻率子帶信號(hào)101。在圖12的實(shí)施方式中，音頻信號(hào)可由幾個(gè)輸入音頻信道Ch1, Ch2, Ch3···等組成,用“L”(左)、“R”(右)和“C”(中)表示。此外，幾個(gè)輸入音頻信道的每個(gè)輸入音頻信道包括多個(gè)不同頻率子帶信號(hào)1203的頻率子帶信號(hào)1201。如圖12所示，可在饋送至多個(gè)串聯(lián)延遲線單元(Z_D)的相應(yīng)延遲線輸入端之前，用預(yù)先連接的相位修正單元不同地處理幾個(gè)輸入音頻信道Ch1, Ch2, Ch3-(例如L，R，C)。這 里，多個(gè)預(yù)先連接的相位修正單元1240可被構(gòu)造為，應(yīng)用對(duì)于不同輸入音頻信道(Ch1, Ch2,Ch3-)不同的無(wú)乘法相位運(yùn)算。因此，在實(shí)施方式中，單子帶混響單元1200可被構(gòu)造為，不同地預(yù)處理幾個(gè)輸入音頻信道(L，R，C)的相應(yīng)頻率子帶信號(hào)，以獲得不同的預(yù)處理信號(hào)。特別地，可通過(guò)使用不同的相位修正單元1240來(lái)預(yù)處理幾個(gè)輸入音頻信道(L，C，R)的相應(yīng)頻率子帶信號(hào)，以在將預(yù)處理信號(hào)供應(yīng)至多個(gè)串聯(lián)延遲線單元(Z_D)的相應(yīng)延遲線輸入端之前對(duì)幾個(gè)輸入音頻信道L，C，R應(yīng)用不同的相位修正。特別地,如可在圖12中看到的,單子帶混響單元1200可進(jìn)一步包括多個(gè)連接的相位修正單元(Θ塊)1240，每個(gè)相位修正單元連接至多個(gè)串聯(lián)延遲線單元(Z_D)的相應(yīng)延遲線輸入端，使得將對(duì)可并行地注入不同延遲線輸入的頻率子帶信號(hào)1201應(yīng)用相位修正。這里，應(yīng)指出，相位修正單元1240,1250可相當(dāng)于例如圖11中描述的有效相位修正單元。根據(jù)其他實(shí)施方式，可在將其注入相應(yīng)延遲線輸入端1213，1217之前，增加用于音頻信號(hào)的幾個(gè)信道(L，R，C)的預(yù)處理信號(hào)。在圖12中，用在L，C，R信道上操作的“ + ”符號(hào)1242示例性地表示這種加法運(yùn)算。根據(jù)其他實(shí)施方式，延遲線1210可被構(gòu)造為，使得用于接收音頻信號(hào)1201的延遲線輸入端1209的數(shù)量和延遲線輸出端1211的數(shù)量的和將比延遲線1210的單獨(dú)的基本延遲隙的數(shù)量小。在圖12所示的組合器1230的輸出端處，可獲得多個(gè)不同的混響頻率子帶信號(hào)的混響頻率子帶信號(hào)1235，其中，混響頻率子帶信號(hào)1235可相當(dāng)于之前的實(shí)施方式的混響頻率子帶信號(hào)135。換句話說(shuō)，可將音頻信號(hào)的音頻信道(L，R，C)在頻譜上分解成多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)，示例性單子帶混響單元1200可在該頻率子帶信號(hào)上操作。因此，圖12本質(zhì)上涉及一種具有延遲線輸入端(輸入抽頭)、延遲線輸出端(輸出抽頭)和中間衰減系數(shù)的頻帶單子帶混響單元的特定結(jié)構(gòu)。這里，相位修正單元也可以為零乘法器。在實(shí)施方式中，用頻帶單子帶混響單元實(shí)現(xiàn)的頻域混響算法可以將輸入信號(hào)從多個(gè)信道任意地注入延遲線的任何點(diǎn)為基礎(chǔ)。其還可用來(lái)從延遲線的拾取產(chǎn)生多個(gè)輸出信道。根據(jù)其他實(shí)施方式，可用隨時(shí)間變化或不變的復(fù)數(shù)乘法器代替混響結(jié)構(gòu)內(nèi)的有效相位修正單元和實(shí)數(shù)乘法器。此外，延遲線單元、中間乘法器(增益)、拾取點(diǎn)和入口點(diǎn)的等級(jí)可以是可互換的。特別地，當(dāng)將特定信道注入向量構(gòu)造為是正交的時(shí)，將使得單子帶混響單元能夠同等地處理處理輸入信號(hào)的相關(guān)和不相關(guān)部分。在將輸出加權(quán)向量構(gòu)造為是正交的情況中，可產(chǎn)生不相關(guān)的輸出信道。這里，輸出加權(quán)向量可能與由多個(gè)中間乘法器輸出的衰減的(加權(quán)的)信號(hào)相應(yīng)，將每個(gè)中間乘法器放在其相應(yīng)延遲線單元的后面。如果將注入向量構(gòu)造為與輸出加權(quán)向量正交，那么可能防止脈沖響應(yīng)重復(fù)開(kāi)始時(shí)的能量峰值。根據(jù)其他實(shí)施方式，可通過(guò)調(diào)節(jié)延遲線單元之間的增益和/或通過(guò)減小輸出拾取的密度，來(lái)控制單環(huán)中的能量衰減。然而，不管應(yīng)用什么方法，目標(biāo)都是根據(jù)給定的混響時(shí)間獲得能量衰減速率。換句話說(shuō)，混響結(jié)構(gòu)可利用將具有相位修正輸入信號(hào)注入延遲線的可能性。這里，將輸入信號(hào)并行地注入延遲線會(huì)是有利的，因?yàn)樵撓到y(tǒng)的脈沖響應(yīng)通過(guò)與延遲線輸入端(輸入抽頭)的數(shù)量相應(yīng)的系數(shù)而變密。這特別允許減小延遲線輸出端(輸出抽頭)，并允許以更少的存儲(chǔ)多余和增加而具有相等的脈沖響應(yīng)密度。最佳地，可將每個(gè)頻帶中的延遲長(zhǎng)度調(diào)節(jié)至在與輸入抽頭的數(shù)量乘以輸出抽頭的數(shù)量相同的范圍中。根據(jù)其他實(shí)施方式，可用均勻分布隨機(jī)地分布輸入和輸出抽頭位置。另外，整體延遲長(zhǎng)度和輸入與輸出抽頭位置 在每個(gè)頻帶中都是不同的。另一種方法是利用延遲線單元之間的實(shí)數(shù)乘法器，以根據(jù)混響時(shí)間提供能量衰減。由于圖12的實(shí)施方式具有較高的計(jì)算費(fèi)用，所以可將其減少至許多特定且有效的混響結(jié)構(gòu)。這些中的一個(gè)是，例如，在圖9實(shí)施方式中描述的稀疏濾波器結(jié)構(gòu)。以上不同的實(shí)施方式(圖lc，圖2a，圖3，圖6，圖9，圖12)涉及在至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)中的單個(gè)或各個(gè)頻率子帶信號(hào)上操作的單子帶混響單元，同時(shí)，在下文中，將描述被構(gòu)造為不同地處理至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)的混響器的不同實(shí)施方式。圖13示出了在頻域中操作的混響器1300的一個(gè)實(shí)施方式的概念結(jié)構(gòu)。圖13的混響器1300可特別用來(lái)在頻帶中執(zhí)行混響算法。特別地，圖13所示的混響器1300可相當(dāng)于圖Ia所示的混響器10。這里，應(yīng)指出，圖13的混響器1300可包括多個(gè)如之前描述的單子帶混響單元，其中，多個(gè)單子帶混響單元中的每個(gè)單子帶混響單元可在多個(gè)頻率子帶信號(hào)中的單個(gè)頻率子帶信號(hào)上操作，并且其中，多個(gè)單子帶混響單元可被構(gòu)造為不同地處理頻率子帶信號(hào)，以獲得多個(gè)混響頻率子帶信號(hào)1335。參考圖13的實(shí)施方式，混響器1300包括反饋延遲回路處理器1320，其可相當(dāng)于圖Ia所示的反饋延遲回路處理器20。任選地，圖13所示的混響器1300還可包括第一頻譜轉(zhuǎn)換器1310，其可相當(dāng)于圖Ia所示的混響器10的濾波器組12，并包括第二頻譜轉(zhuǎn)換器1340，其可相當(dāng)于圖Ia所示的混響器10的輸出處理器30。這里，第一頻譜轉(zhuǎn)換器1310和第二頻譜轉(zhuǎn)換器1340分別用“時(shí)頻變換(任選)”和“逆時(shí)頻變換(任選)”表示。第一頻譜轉(zhuǎn)換器1310可被構(gòu)造為，將音頻信號(hào)1301轉(zhuǎn)換成具有多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1315的頻譜表示。這里，圖13的實(shí)施方式中的音頻信號(hào)1301和多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1315可相當(dāng)于圖Ia的實(shí)施方式中的音頻信號(hào)5和至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17。如圖13所示，對(duì)于多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1315中的每個(gè)頻率子帶信號(hào)1317，反饋延遲回路處理器1320可包括，反饋回路1350和具有多個(gè)延遲線抽頭的擴(kuò)散濾波器1330。在圖13中可以看到，反饋回路1350包括確定頻率子帶信號(hào)的回路延遲以獲得反饋信號(hào)1353的延遲元件1352。特別地，反饋回路1350可包括用于將頻率子帶信號(hào)1317和反饋信號(hào)1353相加的加法器1354。如可在圖13中看到的，將加法器1354與擴(kuò)散濾波器1330連接。對(duì)于圖13的實(shí)施方式來(lái)說(shuō)特殊的是，反饋回路的延遲元件對(duì)于至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(信號(hào)1315)而言是不同的。根據(jù)其他實(shí)施方式，混響器1300的反饋延遲回路處理器1320可包括用于至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)中的每個(gè)頻率子帶信號(hào)1317的反饋回路1350，其中，用于頻率子帶信號(hào)1317的反饋回路1350可包括延遲元件1352，以及附加地，包括衰減器1356。這里，延遲元件以及衰減器對(duì)于至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)而言也可是不同的。任選地，可用混響器1300的第二頻譜轉(zhuǎn)換器1340組合多個(gè)混響頻率子帶信號(hào)1335，以獲得具有組合帶寬的混響音頻信號(hào)1341。用圖13的混響器1300獲得的混響音頻信號(hào)1341可相當(dāng)于圖Ia的混響器10的混響音頻信號(hào)41。、換句話說(shuō)，混響器1300的單子帶混響單元或頻域混響結(jié)構(gòu)可包括裝在兩個(gè)(任選的)頻譜轉(zhuǎn)換器1310，1340內(nèi)的(衰減的)脈沖序列發(fā)生器(反饋回路1350)和(短時(shí))擴(kuò)散濾波器1330，以分別執(zhí)行時(shí)頻變換和逆時(shí)頻變換。變換運(yùn)算(方塊1310，1340)是任選的，并僅是為了圖示的目的，因?yàn)閼?yīng)用中的音頻信號(hào)可能已經(jīng)在頻率變換域中。在變換域中，處理快的等級(jí)是可互換的，因?yàn)樘幚硎蔷€性的。所包括的所有因素在不同的頻帶中可以是不同的。這里，在時(shí)頻變換轉(zhuǎn)換器1310的輸出端處和逆時(shí)頻變換轉(zhuǎn)換器1340的輸入端處，分別用虛線示出了不同的頻帶。如之前描述的，混響結(jié)構(gòu)(混響器1300)包括多個(gè)不同的單輸入單輸出混響單元，因此應(yīng)用于多個(gè)輸入和輸出或不同的頻率子帶信號(hào)。在概念上，可通過(guò)具有多個(gè)相互不相關(guān)的擴(kuò)散濾波器，來(lái)實(shí)現(xiàn)產(chǎn)生多個(gè)輸出。在圖13中，可將衰減脈沖序列發(fā)生器1350(反饋回路)構(gòu)造為，產(chǎn)生無(wú)限指數(shù)衰減的稀疏等距響應(yīng)，其在該特定頻帶中定義混響的重復(fù)間隔。接著，擴(kuò)散濾波器1330 (其可以是FIR (有限脈沖響應(yīng))或IIR (無(wú)限脈沖響應(yīng)))可以用來(lái)對(duì)該響應(yīng)產(chǎn)生短時(shí)擴(kuò)散特性。此結(jié)構(gòu)允許擴(kuò)散濾波器1330是短的并由此在計(jì)算上是有效的。反饋回路使得整體響應(yīng)無(wú)限地衰減，并且，擴(kuò)散濾波器優(yōu)選地使得短時(shí)包線根據(jù)相同的系數(shù)而衰減。并不特別地限制擴(kuò)散濾波器的延遲線長(zhǎng)度。在實(shí)施方式中，設(shè)計(jì)目標(biāo)是使延遲線的長(zhǎng)度盡可能短，以允許擴(kuò)散濾波器中的最小存儲(chǔ)使用和計(jì)算成本，同時(shí)保持重復(fù)結(jié)構(gòu)的負(fù)感知效果最小?？梢栽S多方式設(shè)計(jì)擴(kuò)散濾波器。例如，其可被設(shè)計(jì)為通過(guò)衰減噪聲來(lái)實(shí)現(xiàn)的短時(shí)擴(kuò)散濾波器形式的“理想混響”擴(kuò)散濾波器(圖3的設(shè)計(jì)方法)，或設(shè)計(jì)為通過(guò)使用無(wú)乘法相位運(yùn)算而具有衰減密度和單位增益的稀疏濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)的有效擴(kuò)散濾波器(圖9的設(shè)計(jì)方法)。這里，圖9的擴(kuò)散濾波器設(shè)計(jì)方法通過(guò)非正式的收聽(tīng)在感覺(jué)上與圖3的方法相等，同時(shí)具有明顯的計(jì)算節(jié)省。因此，圖9的方法可能比圖3的方法優(yōu)選。特別地，例如圖6，圖9，圖12的實(shí)施方式內(nèi)的基于稀疏濾波器的實(shí)現(xiàn)方式代表混響算法的更實(shí)際的實(shí)現(xiàn)方式。在實(shí)施方式中，混響結(jié)構(gòu)基本上使用公共的延遲線，其由反饋延遲回路和擴(kuò)散濾波器(例如FIR稀疏濾波器)共享。也可類(lèi)似地構(gòu)造其他類(lèi)型的擴(kuò)散濾波器。參考圖3，圖6，圖9，圖12的實(shí)施方式，包括多個(gè)串聯(lián)延遲線單元的延遲線可由至少15個(gè)，優(yōu)選地至少20個(gè)且小于200個(gè)，優(yōu)選地小于100個(gè)單獨(dú)的延遲線單元(延遲線隙)組成。
根據(jù)其他實(shí)施方式，圖13所示的擴(kuò)散濾波器1330或圖Ic所示的延遲線110是典
型的復(fù)數(shù)值裝置。圖14示出了用頻譜轉(zhuǎn)換器、包括幾個(gè)不同的單子帶混響單元的反饋延遲回路處理器和輸出處理器混響音頻信號(hào)的混響器1400的一個(gè)實(shí)施方式的框圖。如圖14所示，混響器1400包括頻譜轉(zhuǎn)換器1410、反饋延遲回路處理器1420和輸出處理器1430。這里，圖14所示的頻譜轉(zhuǎn)換器1410、反饋延遲回路處理器1420和輸出處理器1430可相當(dāng)于圖Ia所示的混響器10的濾波器組12、反饋延遲回路處理器20和輸出處理器30。頻譜轉(zhuǎn)換器1410可被構(gòu)造為，將可相當(dāng)于圖Ia的音頻信號(hào)5的音頻信號(hào)1401轉(zhuǎn)換成多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1415，其可相當(dāng)于圖Ia的至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17。在圖14的實(shí)施方式 中，反饋延遲回路處理器1420包括多個(gè)單子帶混響單元1421，將其構(gòu)造為處理不同的頻率子帶信號(hào)1415，以獲得混響頻率子帶信號(hào)1425。特別地，反饋延遲回路處理器1420的第一單子帶混響單元1422可被構(gòu)造為，對(duì)多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1415的第一頻率子帶信號(hào)1417-1提供第一總延遲量N1,以獲得第一混響頻率子帶信號(hào)1427-1，同時(shí)，反饋延遲回路處理器1420的第二單子帶混響單元1424可被構(gòu)造為，對(duì)多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1415的第二頻率子帶信號(hào)1417-2提供第二不同的總延遲量N2,以獲得第二混響頻率子帶信號(hào)1427-2。輸出處理器1430可被構(gòu)造為，處理混響頻率子帶信號(hào)1425，以獲得例如之前描述的混響音頻信號(hào)1435。這里，在輸出處理器1430的輸出端處獲得的混響頻率子帶信號(hào)1425和混響音頻信號(hào)1435可能分別相當(dāng)于在圖Ia所示的輸出處理器30的輸出端處獲得的混響頻率子帶信號(hào)27和混響音頻信號(hào)41。例如，頻譜轉(zhuǎn)換器1410可被構(gòu)造為QMF分析濾波器組，或用于執(zhí)行短時(shí)傅里葉變換(STFT)，同時(shí)，輸出處理器1430可被構(gòu)造為QMF合成濾波器組，或用于執(zhí)行逆短時(shí)傅里葉變換(I STFT )。在實(shí)施方式中，頻域信號(hào)表示可以是實(shí)域或復(fù)域。因此，在混響器內(nèi)執(zhí)行的所有運(yùn)算(例如延遲、加和或相乘)可以是實(shí)數(shù)或復(fù)數(shù)運(yùn)算。根據(jù)其他實(shí)施方式，頻譜轉(zhuǎn)換器1410或?yàn)V波器組12也可被實(shí)現(xiàn)為實(shí)數(shù)值的裝置。這種實(shí)數(shù)值的濾波器組的可能應(yīng)用可以是，例如音頻編碼的修正離散余弦變換(MDCT)，或MPEG環(huán)境中的低功率模式，其中，QMF頻帶的下部可以是復(fù)數(shù)的，并且，更高的頻帶可以僅是實(shí)數(shù)值的。在這種情況中，可以是這樣的環(huán)境至少一部分子帶僅是實(shí)數(shù)值的，并且，應(yīng)用類(lèi)似這樣的混響將是有利的。在這些情況中，信號(hào)是實(shí)數(shù)的，并且，可能的相位修正(例如有效相位修正，例如圖Ila至圖Ild中描述的)僅是I和-1，分別相當(dāng)于實(shí)數(shù)信號(hào)乘以乘數(shù)I或-I的乘積。通過(guò)對(duì)多個(gè)頻率子帶信號(hào)1415使用不同的總延遲量(N1T^ N2),由于對(duì)不同的頻率子帶信號(hào)產(chǎn)生不同的重復(fù)間隔，所以可明顯地減小脈沖響應(yīng)的重復(fù)性。參考圖Ic和圖14的實(shí)施方式，對(duì)于至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)1415中的每個(gè)頻率子帶信號(hào)，反饋延遲回路處理器1420可包括具有多個(gè)提供由不同抽頭延遲所延遲的信號(hào)的延遲線抽頭115的延遲線110、與延遲線110連接的反饋回路120，以及用于組合由多個(gè)延遲線抽頭115輸出的信號(hào)的組合器130，以獲得混響頻率子帶信號(hào)1425。特別地，延遲線110被構(gòu)造為，提供比最高的抽頭延遲高的總延遲量。該總延遲量本質(zhì)上決定頻率子帶信號(hào)的回路延遲。如圖14所示，由反饋延遲回路處理器1420的第一信號(hào)子帶混響單元1422和第二信號(hào)子帶混響單元1424提供的總延遲量N1, N2對(duì)于至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1415來(lái)說(shuō)是不同的。根據(jù)其他實(shí)施方式，對(duì)于每個(gè)頻率子帶信號(hào)，混響器10的反饋延遲回路處理器20可包括具有濾波器脈沖響應(yīng)的濾波器，例如圖8所示的脈沖響應(yīng)800。如之前描述的，濾波器脈沖響應(yīng)800包括第一組濾波器脈沖響應(yīng)樣本815和第二組濾波器脈沖響應(yīng)樣本825。這里，第二組825與第一組815在脈沖響應(yīng)樣本間隔上相似，同時(shí)，第二組825的第一脈沖響應(yīng)樣本821將從第一組815的第一脈沖響應(yīng)樣本811延遲用于頻率子帶信號(hào)的回路延遲。此外，用于由濾波器提供的頻率子帶信號(hào)的回路延遲本質(zhì)上相當(dāng)于由第二組820的第一脈沖響應(yīng)樣本821和第一組815的第一脈沖響應(yīng)樣本811定義的延遲量N。因此，在反饋延遲回路處理器20的輸出端處，將獲得用于至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)的多個(gè)不同的第一濾波器脈沖響應(yīng)樣本和第二組濾波器脈沖響應(yīng)樣本。特別地，將使第一組和第二組的用于頻率子帶信號(hào)的濾波器脈沖響應(yīng)延遲不同的用于至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)的回路延遲。參考圖6和圖14的實(shí)施方式，多個(gè)延遲線抽頭615 (115)可包括延遲線抽頭的第一部分619-1和延遲線抽頭的第二后續(xù)部分619-2。在實(shí)施方式中，單子帶混響單元的延遲線610 (110)可被構(gòu)造為，使得第二部分619-2的抽頭之間的平均間隙尺寸將大于第一部分619-1的抽頭之間的平均間隙尺寸。這里，平均間隙尺寸分別相當(dāng)于延遲線抽頭的第一連續(xù)部分619-1或第二連續(xù)部分619-2中的多個(gè)延遲線抽頭615 (115)的相應(yīng)延遲線抽頭之間的連續(xù)延遲上的平均值。參考圖lc，圖13和圖14的實(shí)施方式，特別地，圖13所示的混響器1300的擴(kuò)散濾波器1330或與反饋回路120和組合器130連接的延遲線110可被構(gòu)造為圖6中示例性地示出的稀疏濾波器600。如之前已經(jīng)描述的，稀疏濾波器600可具有能夠以這樣的方式變化的濾波器密度稀疏濾波器600的濾波器脈沖響應(yīng)(例如圖7的脈沖響應(yīng)700)將接近預(yù)定的能量包線(例如圖7的能量包線715)。根據(jù)其他實(shí)施方式，在圖9的實(shí)施方式中(稀疏濾波器900)，稀疏濾波器可被實(shí)現(xiàn)為包括多個(gè)相位修正單元950，其中，多個(gè)相位修正單元950中的每個(gè)相位修正單元與多個(gè)延遲線抽頭915的各個(gè)延遲線抽頭直接連接，并且其中，每個(gè)相位修正單元被構(gòu)造為，對(duì)由各個(gè)延遲線抽頭輸出端的相應(yīng)信號(hào)應(yīng)用無(wú)乘法相位運(yùn)算。在實(shí)施方式中，例如，可根據(jù)圖10的表1000執(zhí)行由多個(gè)相位修正單元950的相應(yīng)相位修正單元提供的無(wú)乘法相位運(yùn)算。這里，相應(yīng)的相位修正單元可被構(gòu)造為圖Ila至圖Ild所示的有效相位修正單元。參考圖Ic,圖13和圖14，擴(kuò)散濾波器1330或延遲線110典型地為復(fù)數(shù)值的裝置，其用于分開(kāi)處理代表音頻信號(hào)的復(fù)信號(hào)的實(shí)部和虛部。因此，通過(guò)使用這些復(fù)數(shù)值的裝置，可實(shí)現(xiàn)圖Ila至圖Ild所示的有效相位修正單元1110，1120，1130，1140。參考圖Ia和圖2a的實(shí)施方式，混響器10的反饋延遲回路處理器20可被構(gòu)造為，使至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)17的每個(gè)頻率子帶信號(hào)衰減衰減系數(shù)b。如前所述，根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施方式，衰減系數(shù)b可取決于預(yù)定的混響時(shí)間T6tl和用于頻率子帶信號(hào)的回路延遲。通 過(guò)這種方法，可由反饋延遲回路處理器20對(duì)至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)17應(yīng)用不同的裳減系數(shù)。圖15示出了具有正交信道特定輸出向量的混響器1500的另一實(shí)施方式的框圖。在圖15的實(shí)施方式中，混響器1500可包括用于多個(gè)輸入音頻信道(ChilU，Chin，2···)的第一和第二信道1501-1,1501-2 (Chin^Chh2)的至少兩個(gè)頻譜轉(zhuǎn)換器1510-1，1510-2，其中，至少兩個(gè)頻譜轉(zhuǎn)換器1510-1，1510-2可被構(gòu)造為分析濾波器組(例如圖Ia的濾波器組12)，以在頻譜上將兩個(gè)信道1501-1，1501-2分別分解成第一多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1515-1和第二多個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)1515-2。如圖15所示，反饋延遲回路處理器1520 (例如圖Ia的反饋延遲回路處理器20)可包括多個(gè)加法器1550，其可用于將第一多個(gè)頻率子帶信號(hào)1515-1和第二多個(gè)頻率子帶信號(hào)1515-2的相應(yīng)的頻率子帶信號(hào)相加，以獲得加法信號(hào)1555，并用于將加法信號(hào)1555饋送至多個(gè)單子帶混響單元1521的相應(yīng)輸入中。特別地，多個(gè)單子帶混響單元1521中的一個(gè)單子帶混響單元可包括延遲線濾波器，其包括對(duì)第一輸出音頻信道Cht^1的頻率子帶信號(hào)1525-1和第二輸出音頻信道Cht^2的頻率子帶信號(hào)1525-2提供至少兩個(gè)不同的濾波器抽頭位置1522，1524的延遲線1526。 此外，混響器1500可包括兩個(gè)輸出處理器1530-1，1530-2，其用于提供輸出音頻信號(hào)的第一輸出信道和第二輸出信道1535-1,1535-2 (Choutj 1； Chtjl^2),其中,兩個(gè)輸出處理器1530-1，1530-2可被構(gòu)造為合成濾波器組(例如QMF合成濾波器組)。特別地，第一輸出處理器1530-1可被設(shè)置為，使由多個(gè)單子帶混響單元1521的第一延遲線輸出端或?yàn)V波器抽頭位置1522輸出的第一多個(gè)信號(hào)1525-1合成，同時(shí),第二輸出處理器1530-2可被設(shè)置為，使由多個(gè)單子帶混響單元1521的第二延遲線輸出端或?yàn)V波器抽頭位置1524輸出的第二多個(gè)信號(hào)1525-2合成。參考圖15實(shí)施方式,音頻信號(hào)5具有多個(gè)不同的輸入音頻信道Chiiu, Chin，2, ···,其中，每個(gè)輸入音頻信道具有至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(信號(hào)1515-1,1515-2)。特別地，作為反饋延遲回路處理器1520的一部分的延遲線濾波器的延遲線1526可包括濾波器抽頭位置或與至少一部分濾波器抽頭位置連接的相位修正單元。反饋延遲回路處理器1520進(jìn)一步包括用于第一輸出音頻信道1535-1的頻率子帶信號(hào)1525-1的第一輸出結(jié)構(gòu)，Choutjl,以及用于第二輸出音頻信道1535-2的頻率子帶信號(hào)1525-2的第二輸出結(jié)構(gòu)，Cht^215在圖15的實(shí)施方式中，可將反饋延遲回路處理器1520構(gòu)造為，使得第一輸出結(jié)構(gòu)和第二輸出結(jié)構(gòu)可包括與不同的濾波器抽頭位置或相位修正單元的連接1527。特別地，在圖15實(shí)施方式中，可將第一和第二輸出結(jié)構(gòu)與相同的延遲線1526連接。本質(zhì)上，通過(guò)使用相同的延遲線1526以提供從一個(gè)輸入頻率子帶信號(hào)產(chǎn)生的用于輸出音頻信道的不同延遲的頻率子帶信號(hào)，與當(dāng)用兩個(gè)不同的延遲線提供從一個(gè)輸入頻率子帶信號(hào)產(chǎn)生的不同延遲的頻率子帶信號(hào)時(shí)的情況相比，可有效地減小反饋延遲回路處理器1520內(nèi)的所需延遲線的數(shù)量。根據(jù)其他實(shí)施方式，反饋延遲回路處理器還可包括用于第一輸入音頻信道的頻率子帶信號(hào)的第一輸入結(jié)構(gòu)和用于第二輸入音頻信道的頻率子帶信號(hào)的第二輸入結(jié)構(gòu)。在這種實(shí)施方式中，反饋延遲回路處理器可被構(gòu)造為，使得第一和第二輸入結(jié)構(gòu)可包括與不同的濾波器抽頭位置或相位修正單元的連接。因此，可將第一和第二輸入結(jié)構(gòu)與相同的延遲線連接。在實(shí)施方式中，輸入端(ChilU, Chin，2,…)和輸出音頻信道(ChwtJ, ChQUt，2,…)的數(shù)量可以是相同的或不同的。本質(zhì)上，圖15實(shí)施方式的混響器1500提供在頻域中操作的混響算法，其以音頻信號(hào)的兩個(gè)或多個(gè)信道的子帶狀處理為基礎(chǔ)。如圖15所示，例如，可將特定信道輸出向量構(gòu)造為彼此正交。這里，可用特定延遲線輸出端(拾取點(diǎn)或?yàn)V波器抽頭位置)定義特定信道輸出向量，其用于通過(guò)相應(yīng)的輸出處理器合成。參考圖15實(shí)施方式，特定信道輸出向量相對(duì)于彼此正交，因?yàn)榭蓪?duì)第一和第二信道分別使用不同的拾取點(diǎn)或?yàn)V波器抽頭位置1522，1524。雖然在設(shè)備的上下文中已經(jīng)描述了一些方面，但是，顯而易見(jiàn)的是，這些方面還代表了相應(yīng)方法的描述，其中，塊或裝置與方法步驟或方法步驟的特征相應(yīng)。類(lèi)似地，在方法步驟的上下文中描述的方面也代表了相應(yīng)塊或物品的描述或相應(yīng)設(shè)備的特征。可通過(guò)(或使用)硬件設(shè)備(例如微處理器、可編程計(jì)算機(jī)或電路)執(zhí)行部分或所有方法步驟。在一些實(shí)施方式中，可用這種設(shè)備執(zhí)行一些一個(gè)或多個(gè)最重要的方法步驟。可將創(chuàng)新處理的音頻信號(hào)儲(chǔ)存在數(shù)字存儲(chǔ)介質(zhì)上，或可將其在傳輸介質(zhì)上傳輸，例如無(wú)線傳輸介質(zhì)或有線傳輸介質(zhì)，例如因特網(wǎng)。根據(jù)某些實(shí)現(xiàn)要求，可在硬件或軟件中實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的實(shí)施方式?？捎脭?shù)字存儲(chǔ)介 質(zhì)執(zhí)行這些實(shí)現(xiàn)方式，例如，軟盤(pán)、DVD、藍(lán)光、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或閃存，其具有儲(chǔ)存于其上的可用電子儀器讀取的控制信號(hào)，該信號(hào)可與可編程計(jì)算機(jī)系統(tǒng)配合(或能夠與其配合)，使得執(zhí)行相應(yīng)的方法。因此，數(shù)字存儲(chǔ)介質(zhì)可以是計(jì)算機(jī)可讀的。根據(jù)本發(fā)明的一些實(shí)施方式包括具有可用電子儀器讀取的控制信號(hào)的數(shù)據(jù)載體，該信號(hào)能夠與可編程計(jì)算機(jī)系統(tǒng)配合，使得執(zhí)行一個(gè)本文描述的方法。通常，本發(fā)明的實(shí)施方式可被實(shí)現(xiàn)為具有程序代碼的計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品，該程序代碼用于當(dāng)計(jì)算機(jī)程序產(chǎn)品在計(jì)算機(jī)上運(yùn)行時(shí)執(zhí)行一個(gè)方法。例如，可將程序代碼儲(chǔ)存在機(jī)器可讀的載體上。其他實(shí)施方式包括用于執(zhí)行一個(gè)本文描述的儲(chǔ)存在機(jī)器可讀的載體上的方法的計(jì)算機(jī)程序。換句話說(shuō)，因此，發(fā)明方法的一個(gè)實(shí)施方式是一種計(jì)算機(jī)程序，其具有當(dāng)計(jì)算機(jī)程序在計(jì)算機(jī)上運(yùn)行時(shí)用于執(zhí)行一個(gè)本文描述的方法的程序代碼。因此，發(fā)明方法的另一實(shí)施方式是，包括記錄于其上的用于執(zhí)行一個(gè)本文描述的方法的計(jì)算機(jī)程序的數(shù)據(jù)載體(或數(shù)字存儲(chǔ)介質(zhì)，或計(jì)算機(jī)可讀的介質(zhì))。數(shù)據(jù)載體、數(shù)字存儲(chǔ)介質(zhì)或記錄介質(zhì)典型地為有形的和/或非變遷的。因此，發(fā)明方法的另一實(shí)施方式是代表用于執(zhí)行一個(gè)本文描述的方法的計(jì)算機(jī)程序的數(shù)據(jù)流或一系列信號(hào)。例如，數(shù)據(jù)流或該一系列信號(hào)可被構(gòu)造為，經(jīng)由數(shù)據(jù)通信連接傳輸,例如經(jīng)由因特網(wǎng)。另一實(shí)施方式包括處理裝置，例如計(jì)算機(jī)，或可編程邏輯裝置，被構(gòu)造為適于執(zhí)行一個(gè)本文描述的方法。另一實(shí)施方式包括計(jì)算機(jī)，其具有安裝于其上的用于執(zhí)行一個(gè)本文描述的方法的計(jì)算機(jī)程序。根據(jù)本發(fā)明，另一實(shí)施方式包括被構(gòu)造為將用于執(zhí)行一個(gè)本文描述的方法的計(jì)算機(jī)程序傳輸(例如用電或用光)至接收器的設(shè)備或系統(tǒng)。接收器可以是，例如，計(jì)算機(jī)、移動(dòng)裝置、存儲(chǔ)裝置等。該設(shè)備或系統(tǒng)可以，例如，包括用于將計(jì)算機(jī)程序傳輸至接收器的文件服務(wù)器。
在一些實(shí)施方式中，可用可編程邏輯裝置(例如現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列)執(zhí)行本文描述的方法的部分或所有功能。在一些實(shí)施方式中，現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列可與微處理器配合，以執(zhí)行一個(gè)本文描述的方法。通常，這些方法優(yōu)選地由任何硬件設(shè)備執(zhí)行。上述實(shí)施方式僅用于說(shuō)明本發(fā)明的原理。應(yīng)理解，本文描述的布置和細(xì)節(jié)的改進(jìn)及變化對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來(lái)說(shuō)將是顯而易見(jiàn)的。因此，目的是僅由所附權(quán)利要求的范圍限制，而不是由通過(guò)本文的實(shí)施方式的描述和說(shuō)明給出的特定細(xì)節(jié)限制。本發(fā)明本質(zhì)上對(duì)可在頻率變換域中操作的混響器提供一種新穎的、在計(jì)算上有效的結(jié)構(gòu)。與現(xiàn)有的頻域解決方案和對(duì)頻帶中的混響時(shí)間的任意控制相比，好處包括有效的實(shí)現(xiàn)方式。
本發(fā)明的實(shí)施方式可以在頻率變換域中操作并在每個(gè)子帶中具有單個(gè)處理的算法為基礎(chǔ)。此外，此算法的脈沖響應(yīng)可在在每個(gè)頻帶中指數(shù)衰減的同時(shí)無(wú)限重復(fù)。在下文中，描述了本發(fā)明的實(shí)施方式的主要好處。所提出的解決方案產(chǎn)生在感覺(jué)上非常接近于無(wú)限頻帶狀指數(shù)衰減的白噪聲的混響，其被認(rèn)為是對(duì)實(shí)際擴(kuò)散混響的良好參考。此外，所提供的系統(tǒng)的計(jì)算復(fù)雜性是非常小的，這對(duì)長(zhǎng)混響時(shí)間來(lái)說(shuō)也是一樣。特別地，在每個(gè)時(shí)域樣本中，用于處理所有子帶的一個(gè)實(shí)例實(shí)現(xiàn)方式僅需要2. 2個(gè)實(shí)數(shù)乘積和10至40個(gè)實(shí)數(shù)相加(取決于參數(shù)T6tl)。所提出的解決方案還允許在所有頻域中分別完全自由地調(diào)節(jié)參數(shù)T6(l。特別是對(duì)空間建模和虛擬聲響來(lái)說(shuō)，這是很重要的，因?yàn)樵陬l域中參數(shù)T6tl對(duì)感知空間中的聽(tīng)眾來(lái)說(shuō)是一個(gè)重要特性，并且，事實(shí)上，是空間聲學(xué)測(cè)量和模擬中的一個(gè)普遍措施。最后，本解決方案在頻域中起作用。存在許多要求良好質(zhì)量的頻域混響算法的現(xiàn)代音頻處理技術(shù)。在下文中，描述了本發(fā)明的實(shí)施方式的一些優(yōu)選使用情況。使用情況涉及在短時(shí)頻率變換域中起作用的應(yīng)用中增加空間效果。這種應(yīng)用的一個(gè)實(shí)例是:MPEG環(huán)繞的雙聲道解碼，如在2006年9月的第29次AES大會(huì)Breebaart, Herre, Jun, Kjorling,Koppens, Plogsties,Villemoes ^Multi-ChanneI Goes Mobile:MPEG Surround BinauralRendering”中和MPEG環(huán)境標(biāo)準(zhǔn)IS0/IEC FDIS 23003-1中描述的，以及如在fceebaart，Engdegard, Falch, Hellmuth, Hilpert, Hoelzer, Koppens, Oomen, Resch, Schujiers,Trentiev “Spatial Audio Object Coding(SAOC)-The Upcoming MPEG Standard onParametric Object Based Audio Coding”中描述的SA0C。這些解碼器有助于在混合QMF域中具有空間效果。通過(guò)用頭戴受話器對(duì)聽(tīng)眾產(chǎn)生自然聽(tīng)覺(jué)體驗(yàn)的必要性，來(lái)激發(fā)混響器的必要性。另一使用情況涉及上混合。與雙聲道解碼相似，上混合應(yīng)用通常也在頻域中起作用，并且也可以使用混響器。另一使用情況涉及空間聲學(xué)設(shè)計(jì)中的可聽(tīng)化。空間聲學(xué)軟件需要可自由控制T6tl以可聽(tīng)到設(shè)計(jì)相位中的空間(例如音樂(lè)廳)的混響器。另一使用情況涉及游戲音頻和VR。虛擬現(xiàn)實(shí)中的浸入式體驗(yàn)的成功產(chǎn)生可以取決于正確地復(fù)制任何給定組的參數(shù)T6tl的能力。最后，另一使用情況涉及音頻效果。所提出的技術(shù)可克服時(shí)域混響器的一些限制。通過(guò)頻率變換和逆頻率變換運(yùn)算的幫助，所提出的技術(shù)可被應(yīng)用為聲音設(shè)計(jì)中的效果。
權(quán)利要求
1.一種用于使音頻信號(hào)(5)混響的混響器(10),包括 反饋延遲回路處理器(20)，用于使代表音頻信號(hào)(5)的至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(17)延遲不同的回路延遲(23)，以獲得混響頻率子帶信號(hào)(27)。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的混響器(10)，還包括用于處理所述混響頻率子帶信號(hào)(27)以獲得混響音頻信號(hào)(41)的輸出處理器(30)。
3.根據(jù)權(quán)利要求I或2所述的混響器(10)，其中，所述輸出處理器(30;1340)被構(gòu)造為，將所述至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)(17)與相應(yīng)的混響頻率子帶信號(hào)(27)混合，以獲得混合信號(hào)(37)，并被構(gòu)造為組合所述混合信號(hào)(37)，或組合所述混響頻率子帶信號(hào)(27 ;1335)，以獲得具有組合帶寬的所述混響音頻信號(hào)(41 ;1341)。
4.根據(jù)權(quán)利要求I至3中任一項(xiàng)所述的混響器(10)，其中，對(duì)于每個(gè)頻率子帶信號(hào)，所述反饋延遲回路處理器(20)包括具有濾波器脈沖響應(yīng)(800)的濾波器，其中，所述濾波器脈沖響應(yīng)(800)包括第一組濾波器脈沖響應(yīng)樣本(815)和第二組濾波器脈沖響應(yīng)樣本(825)，所述第二組(825)與所述第一組(815)在脈沖響應(yīng)樣本間隔方面相似，其中，所述第二組(825)的第一脈沖響應(yīng)樣本(821)相對(duì)于所述第一組(815)的第一脈沖響應(yīng)樣本(811)延遲所述頻率子帶信號(hào)的回路延遲，并且其中，使用于所述頻率子帶信號(hào)的濾波器的濾波器脈沖響應(yīng)的第一組和第二組延遲所述不同的回路延遲(23 )。
5.根據(jù)權(quán)利要求I至4中任一項(xiàng)所述的混響器(1300)，其中，對(duì)于每個(gè)頻率子帶信號(hào)(1317)，所述反饋延遲回路處理器(1320)包括反饋回路(1350)和具有多條延遲線抽頭的擴(kuò)散濾波器(1330)，其中，所述反饋回路(1350)包括確定所述頻率子帶信號(hào)的回路延遲以獲得反饋信號(hào)(1353)的延遲元件(1352)，并且其中，所述反饋回路(1350)包括用于將所述頻率子帶信號(hào)(1317)和所述反饋信號(hào)(1353)相加的加法器(1354)，所述加法器(1354)連接至所述擴(kuò)散濾波器(1330)，其中，所述延遲元件對(duì)于所述至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(17)而目是不同的。
6.根據(jù)權(quán)利要求I至5中任一項(xiàng)所述的混響器(1300)，其中，所述反饋延遲回路處理器(1320)包括用于所述至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)(17)中的每個(gè)頻率子帶信號(hào)(1317)的反饋回路(1350)，其中，用于所述頻率子帶信號(hào)(1317)的所述反饋回路(1350)包括延遲元件(1352)和衰減器(1356)，其中，所述延遲元件關(guān)于所述至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(17)的其回路延遲是不同的。
7.根據(jù)權(quán)利要求I至6中任一項(xiàng)所述的混響器(1400)，其中，對(duì)于所述至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)(1415)中的每個(gè)頻率子帶信號(hào)，所述反饋延遲回路處理器(1420)包括具有提供被延遲了不同抽頭延遲的信號(hào)的多個(gè)延遲線抽頭(115)的延遲線(110)，連接至所述延遲線(110)的反饋回路(120)以及用于組合由所述多個(gè)延遲線抽頭(115)輸出的信號(hào)以獲得混響頻率子帶信號(hào)(1425)的組合器(130)，其中，所述延遲線(110)具有高于最高抽頭延遲且確定回路延遲的總延遲量，其中，所述總延遲量(N1, N2)對(duì)于所述至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(1415)而言是不同的。
8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的混響器(1400)，其中，所述多個(gè)延遲線抽頭(115;615)包括延遲線抽頭的第一部分(619-1)和延遲線抽頭的第二后續(xù)部分(619-2)，并且其中，所述延遲線(115 ;615)被構(gòu)造為，使得所述第二部分(619-2)的抽頭之間的平均間隙尺寸大于所述第一部分(619-1)的抽頭之間的平均間隙尺寸。
9.根據(jù)權(quán)利要求I至8中任一項(xiàng)所述的混響器(10)，其中，所述反饋延遲回路處理器(54)被構(gòu)造為，使得用于所述至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)(53)的代表較低頻帶的第二頻率子帶信號(hào)(51-2 )的回路延遲(56-2 )大于用于所述至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)(53 )的代表較高頻帶的第一頻率子帶信號(hào)(51-1)的回路延遲(56-1)。
10.根據(jù)權(quán)利要求5至8中任一項(xiàng)所述的混響器(100;1300)，其中，連接至所述反饋回路(120)和所述組合器(130)的擴(kuò)散濾波器(1330)或延遲線(110)被構(gòu)造為稀疏濾波器(600)，其中，所述稀疏濾波器(600)具有以使所述稀疏濾波器(600)的濾波器脈沖響應(yīng)(700)接近預(yù)定能量包線(715)的方式變化的濾波器抽頭密度。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的混響器(100;1300)，其中，所述稀疏濾波器(600 ;900)包括多個(gè)相位修正單元(950)，其中，所述多個(gè)相位修正單元(950)中的每個(gè)相位修正單元直接連接至所述多個(gè)延遲線抽頭(915)中的各個(gè)延遲線抽頭，并且其中，所述每個(gè)相位修正單元被構(gòu)造為對(duì)由所述各個(gè)延遲線抽頭輸出的相應(yīng)信號(hào)應(yīng)用無(wú)乘法相位運(yùn)算。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的混響器(100;1300)，其中，擴(kuò)散濾波器(1330)或所述延遲線(110)為復(fù)數(shù)值器件，并且其中，所述多個(gè)相位修正單元(950)中的每個(gè)相位修正單元(1110 ；1120 ；1130 ;1140)包括用于相應(yīng)延遲線抽頭輸出信號(hào)的實(shí)部的第一相位修正單元輸入端(1112-1 ；1122-1 ；1132-1 ;1142_1)或用于相應(yīng)延遲線抽頭輸出信號(hào)的虛部的第二相位修正單元輸入端(1112-2 ；1122-2 ;1132_2 ;1142_2)，以及用于相位修正輸出信號(hào)的實(shí)部的第一相位修正單元輸出端(1114-1 ；1124-1 ；1134-1 ；1144-1)或用于相位修正輸出信號(hào)的虛部的第二相位修正單元輸出端(1114-2 ；1124-2 ；1134-2 ;1144_2)， 其中，所述第一相位修正單元輸入端(1112-1)直接連接至所述第一相位修正單元輸出端(1114-1)，所述第二相位修正單元輸入端(1112-2)直接連接至所述第二相位修正單元輸出端(1114-2)； 或者 其中，所述第二相位修正單元輸入端(1122-2)直接連接至所述第一相位修正單元輸出端(1124-1)，并且，所述第一相位修正輸入端(1122-1)連接至與所述第二相位修正單元輸出端(1124-2)連接的互連符號(hào)反相器(1125)，由此，所述相位修正輸出信號(hào)的實(shí)部以相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的虛部為基礎(chǔ)，并且，所述相位修正輸出信號(hào)的虛部以所述相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的符號(hào)反向?qū)嵅繛榛A(chǔ)；或者 其中，所述第一修正單元輸入端(1132-1)連接至互連符號(hào)反相器(1135-1 )，所述互連符號(hào)反相器(1135-1)連接至所述第一相位修正單元輸出端(1134-1)，并且，所述第二相位修正單元輸入端(1132-2)連接至與所述第二相位修正單元輸出端(1134-2)連接的互連符號(hào)反相器(1135-2)，由此，所述相位修正輸出信號(hào)的實(shí)部以所述相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的符號(hào)反向?qū)嵅繛榛A(chǔ)，并且，所述相位修正輸出信號(hào)的虛部以所述相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的符號(hào)反向虛部為基礎(chǔ)；或者 其中，所述第一修正單元輸入端(1142-1)直接連接至所述第二相位修正單元輸出端(1144-2)，并且，所述第二相位修正輸入端(1142-2)連接至與所述第一相位修正單元輸出端(1144-1)連接的互連符號(hào)反相器(1145)，由此，所述相位修正輸出信號(hào)的虛部以所述相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的實(shí)部為基礎(chǔ)，并且，所述相位修正輸出信號(hào)的實(shí)部以所述相應(yīng)的延遲線抽頭輸出信號(hào)的符號(hào)反向虛部為基礎(chǔ)。
13.根據(jù)權(quán)利要求I至4中任一項(xiàng)所述的混響器(1500)，其中，所述音頻信號(hào)(5)具有多個(gè)不同的輸入端(Chiiu, Chin 2,…)或輸出音頻信道(Chtjl^1, Choutj2,…),其中，每個(gè)輸入或輸出音頻信道具有至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(1201 ；1515-1 ;1515-2)，其中，所述反饋延遲回路處理器(1520)包括延遲線濾波器，所述延遲線濾波器的延遲線(1526)包括濾波器抽頭位置或連接至至少一些濾波器抽頭位置的相位修正單元，所述反饋延遲回路處理器(1520)進(jìn)一步包括用于第一輸入端(Chiiu)或輸出音頻信道(Cht^1)的頻率子帶信號(hào)(1201 ；1525-1)的第一輸入或輸出結(jié)構(gòu)以及用于第二輸入端(Chin，2)或輸出音頻信道(Chout,2)的頻率子帶信號(hào)(1201 ；1525-2)的第二輸入或輸出結(jié)構(gòu)，并且其中，所述反饋延遲回路處理器(1520 )被構(gòu)造為，使得所述第一輸入或輸出結(jié)構(gòu)和所述第二輸入或輸出結(jié)構(gòu)包括與不同的濾波器抽頭位置或相位修正單元的連接(1527)，并且其中，所述第一輸入或輸出結(jié)構(gòu)和所述第二輸入或輸出結(jié)構(gòu)連接至相同的延遲線(1526 )。
14.根據(jù)權(quán)利要求I至13中任一項(xiàng)所述的混響器(10)，其中，所述反饋延遲回路處理器(20)被構(gòu)造為，使所述至少兩個(gè)頻率子帶信號(hào)(17)中的每個(gè)頻率子帶信號(hào)衰減一衰減系數(shù)(b)，其中，所述衰減系數(shù)(b)取決于預(yù)定的混響時(shí)間(T6tl)和用于頻率子帶信號(hào)的回路延遲。
15.一種用于使音頻信號(hào)(5)混響的方法，包括 使代表所述音頻信號(hào)(5)的至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(17)延遲不同的回路延遲(23)，以獲得混響頻率子帶信號(hào)(27)。
16.一種計(jì)算機(jī)程序，具有當(dāng)在計(jì)算機(jī)上運(yùn)行所述計(jì)算機(jī)程序時(shí)用于執(zhí)行根據(jù)權(quán)利要求15所述的方法的程序代碼。
全文摘要
一種用于使音頻信號(hào)(5)混響的混響器(10)，包括反饋延遲回路處理器(20)，用于使代表音頻信號(hào)(5)的至少兩個(gè)不同的頻率子帶信號(hào)(17)延遲不同的回路延遲(23)以獲得混響頻率子帶信號(hào)(27)。
文檔編號(hào)G10K15/12GK102667918SQ201080058922
公開(kāi)日2012年9月12日 申請(qǐng)日期2010年10月6日 優(yōu)先權(quán)日2009年10月21日
發(fā)明者伯恩哈德·諾伊格鮑爾, 尤哈·維爾卡莫, 揚(yáng)·普洛格斯蒂亞斯 申請(qǐng)人:弗蘭霍菲爾運(yùn)輸應(yīng)用研究公司