。
[0324]參照?qǐng)D31 (a)，在到時(shí)刻Tx為止的期間和時(shí)刻Tw以后的期間，電流I (S2)成為I(S2) =I(L2)。在時(shí)刻Tx?Ty期間，由于形成了與圖28(b)同樣的電流路徑，所以成為I (S2) = -(I (Ll)-1 (L2))0然后，在時(shí)刻Ty?Tz期間，由于作為相對(duì)于直流電源10a的上臂元件工作，所以成為I (S2) = -1 (L1)。在電流I (Ll)、I (L2)雙方下降的時(shí)刻Ty?Tz期間，由于開(kāi)關(guān)元件S2相對(duì)于直流電源10a作為上臂元件工作，所以成為I (S2) = -1 (L1)。在時(shí)刻Tz?Tw的期間，由于斷開(kāi)了開(kāi)關(guān)元件S2，所以I(S2) = 0。
[0325]參照?qǐng)D31 (b)，在到時(shí)刻Tx為止的期間和時(shí)刻Tw以后的期間，電流I (S4)成為I (S4) =I(L1)。在時(shí)刻Tx?Ty的期間，由于斷開(kāi)了開(kāi)關(guān)元件S4，所以I (S4) =0。在電流I (Ll)、I (L2)雙方下降的時(shí)刻Ty?Tz期間，由于開(kāi)關(guān)元件S4作為相對(duì)于直流電源10b的上臂元件工作，所以成為I(S4) =-1(L2)。在時(shí)刻Tz?Tw期間，由于形成了與圖28(a)同樣的電流路徑，所以成為I (S2) = - (I (L2) -1 (L1))。
[0326]根據(jù)在圖31 (a)的時(shí)刻Tb產(chǎn)生的電流I (S2)與在圖31 (a)的時(shí)刻Tw產(chǎn)生的電流I(S2)的比較，可以理解的是，通過(guò)調(diào)整相位差Φ以使得成為圖29的電流相位，降低了開(kāi)關(guān)元件S2的閉合電流，即閉合時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗。進(jìn)一步，根據(jù)在圖29(a)的時(shí)刻Tb?Tc的電流I(S2)與在圖31(a)的時(shí)刻Ty?Tz的電流I(S2)的比較，可以理解的是，也降低了開(kāi)關(guān)元件S2的導(dǎo)通損耗。
[0327]同樣地，根據(jù)在圖29 (b)的時(shí)刻Tb的電流I (S4)與在圖31 (b)的時(shí)刻Tx的電流I(S4)的比較，可以理解的是，通過(guò)調(diào)整相位差Φ以使得成為圖27的電流相位，降低了開(kāi)關(guān)元件S4的切斷電流，即切斷時(shí)的開(kāi)關(guān)損耗。進(jìn)一步，根據(jù)在圖29(b)的時(shí)刻Ta?Tb的電流I (S4)與在圖31 (a)的時(shí)刻Ty?Tz的電流I (S4)的比較，可以理解的是，也降低了開(kāi)關(guān)元件S4的導(dǎo)通損耗。
[0328]這樣，通過(guò)在載波CWa、Cffb之間設(shè)置相位差Φ，能夠降低在開(kāi)關(guān)元件S1?S4的損耗。如圖27所示，在直流電源10a及直流電源10b雙方成為動(dòng)力的狀態(tài)下，通過(guò)設(shè)定相位差Φ以使得電流I(L1)的下降開(kāi)始定時(shí)(極大點(diǎn))與電流I(L2)的上升定時(shí)(極小點(diǎn))重疊，即開(kāi)關(guān)元件S2的閉合定時(shí)與開(kāi)關(guān)元件S4的切斷定時(shí)一致，從而抑制了在開(kāi)關(guān)元件S1?S4的損耗。
[0329]結(jié)果，能夠以高效率執(zhí)行直流電源10a及直流電源10b與電力線20 (負(fù)載30)之間的直流電力轉(zhuǎn)換。在這樣的相位差Φ下，控制脈沖信號(hào)SDa的下降定時(shí)(或上升定時(shí))與控制脈沖信號(hào)SDb的上升定時(shí)(或下降定時(shí))重疊。換句話說(shuō)，需要調(diào)整相位差Φ，以使得控制脈沖信號(hào)SDa的脈沖轉(zhuǎn)換定時(shí)與控制脈沖信號(hào)SDb的脈沖轉(zhuǎn)換定時(shí)相匹配。此外，轉(zhuǎn)換定時(shí)表示脈沖的Η電平/L電平切換的定時(shí)。
[0330]從圖7和圖26也可以理解，控制脈沖信號(hào)SDa、SDb根據(jù)占空比Da、Db而變化。因此，能夠理解，也根據(jù)占空比Da、Db決定能夠?qū)崿F(xiàn)圖27的電流相位的相位差Φ，即載波相位控制的相位差Φ。因此，能夠預(yù)先求出占空比Da、Db與載波相位控制的相位差Φ的關(guān)系，并且預(yù)先將該對(duì)應(yīng)關(guān)系作為映射(以下也稱為“相位差映射”)或函數(shù)式(以下也稱為“相位差算出式”)存儲(chǔ)在控制裝置40中。
[0331]而且，在用于PB模式中的直流電源10a、10b的電流控制的PWM控制中，能夠基于算出的占空比Da、Db，算出用于載波相位控制的相位差Φ。而且，通過(guò)以具有算出的相位差Φ的方式產(chǎn)生載波CWa、Cffb,能夠?qū)崿F(xiàn)抑制了在開(kāi)關(guān)元件S1?S4的損耗的高效率DC/DC轉(zhuǎn)換。
[0332]在圖27?圖31中，說(shuō)明了直流電源10a及直流電源10b雙方為動(dòng)力的狀態(tài)，在其他狀態(tài)下也能夠執(zhí)行同樣的載波相位控制。
[0333]圖32是用于說(shuō)明直流電源的各工作狀態(tài)下的根據(jù)本發(fā)明實(shí)施方式1的載波相位控制的圖表。
[0334]參照?qǐng)D32，在狀態(tài)A下，上述直流電源10a及直流電源10b雙方為動(dòng)力運(yùn)行狀態(tài)。如圖27所示，調(diào)整載波的相位差Φ，以使得成為電流I(L1)的下降定時(shí)(極大點(diǎn))與電流I(L2)的上升定時(shí)(極小點(diǎn))在圖中的Tb重疊的電流相位。由此，能夠降低在Tb的開(kāi)關(guān)元件S2的閉合損耗和開(kāi)關(guān)元件S4的切斷損耗。進(jìn)一步，如上所述，能夠降低Ta?Tb期間的開(kāi)關(guān)元件S4的導(dǎo)通損耗和Tb?Tc期間的開(kāi)關(guān)元件S2的導(dǎo)通損耗。
[0335]在狀態(tài)B，直流電源10a及直流電源10b雙方為再生狀態(tài)。在該狀態(tài)下，調(diào)整載波的相位差Φ，以使得成為電流I (L1)的上升定時(shí)(極小點(diǎn))與電流I (L2)的下降定時(shí)(極大點(diǎn))在圖中的Tb重疊的電流相位。由此，能夠降低在Tb的開(kāi)關(guān)元件S4的閉合損耗和開(kāi)關(guān)元件S2的切斷損耗。進(jìn)一步，如上所述，能夠降低Ta?Tb期間的開(kāi)關(guān)元件S2的導(dǎo)通損耗和Tb?Tc期間的開(kāi)關(guān)元件S4的導(dǎo)通損耗。
[0336]在狀態(tài)C，直流電源10a為再生狀態(tài)，而直流電源10b為動(dòng)力運(yùn)行狀態(tài)。在該狀態(tài)下，調(diào)整載波的相位差Φ，以使得成為電流I(L1)的下降定時(shí)(極大點(diǎn))與電流I(L2)的下降定時(shí)(極小點(diǎn))在圖中的Ta重疊的電流相位。由此，能夠降低在Ta的開(kāi)關(guān)元件S3的閉合損耗和開(kāi)關(guān)元件S1的切斷損耗。進(jìn)一步，如上所述，能夠降低Ta?Tb期間的開(kāi)關(guān)元件S1的導(dǎo)通損耗和Tc?Ta期間的開(kāi)關(guān)元件S3的導(dǎo)通損耗。
[0337]進(jìn)一步，在狀態(tài)D，直流電源10a為動(dòng)力運(yùn)行狀態(tài)，而直流電源10b為再生狀態(tài)。在該狀態(tài)下，調(diào)整載波的相位差Φ，以使得成為電流I (L1)的上升定時(shí)與電流I (L2)的上升定時(shí)在圖中的Tc重疊的電流相位。由此，能夠降低在Tc的開(kāi)關(guān)元件S1的閉合損耗和開(kāi)關(guān)元件S3的切斷損耗。進(jìn)一步，如上所述，能夠降低Tb?Tc期間的開(kāi)關(guān)元件S1的導(dǎo)通損耗和Tc?Ta期間的開(kāi)關(guān)元件S3的導(dǎo)通損耗。
[0338]這樣，根據(jù)直流電源10a及直流電源10b的動(dòng)力運(yùn)行/再生狀態(tài)的組合，用于降低開(kāi)關(guān)元件S1?S4的損耗的相位差Φ不同。因此，優(yōu)選的是，按照每個(gè)動(dòng)力運(yùn)行/再生狀態(tài)的組合(在圖32的狀態(tài)A?D)設(shè)定上述相位差映射或相位差算出式。
[0339]這樣，根據(jù)實(shí)施方式1的變形例，在用于將輸出電壓VH控制為電壓指令值VH*的PB模式中的DC/DC轉(zhuǎn)換中，能夠組合上述載波相位控制。由此，能夠最大限度地享受圖5和圖6所示的、在直流電源10a、10b各自的DC/DC轉(zhuǎn)換中的電流彼此抵消的效果，從而執(zhí)行降低了開(kāi)關(guān)元件S1?S4的損耗的高效率的DC/DC轉(zhuǎn)換。
[0340]接著，說(shuō)明SB模式中的載波相位控制。
[0341]如圖33所示，在SB模式中，由于直流電源10a及直流電源10b串聯(lián)連接，所以只存在直流電源10a及直流電源10b雙方成為動(dòng)力運(yùn)行的狀態(tài)(在圖32中的狀態(tài)A)和直流電源10a及直流電源10b雙方成為再生的狀態(tài)(圖32的狀態(tài)B)的任一個(gè)狀態(tài)。
[0342]因此，在SB模式的控制工作中，如圖32的狀態(tài)A、B所示，載波間的相位差Φ被設(shè)定為使得開(kāi)關(guān)元件S2的閉合與開(kāi)關(guān)元件S4的切斷重疊，或者開(kāi)關(guān)元件S4的閉合與開(kāi)關(guān)元件S2的切斷重疊。
[0343]S卩，通過(guò)設(shè)定載波CWa、CWb的相位差Φ以使得控制脈沖信號(hào)SDa的下降定時(shí)與控制脈沖信號(hào)SDb的上升定時(shí)、或控制脈沖信號(hào)SDa的上升定時(shí)與控制脈沖信號(hào)SDb的下降定時(shí)重疊，從而能實(shí)現(xiàn)圖32的狀態(tài)A、B所示的電流相位。
[0344]考慮此時(shí)的占空比Da、Db。通過(guò)將式(1)變形，對(duì)于Da，能夠得到下述式(11)。
[0345]Da = (VH-Va) /VH...(11)
[0346]同樣地，通過(guò)將式⑵變形，對(duì)于Db，能夠得到下述式(12)。
[0347]Db = (VH-Vb) /VH...(12)
[0348]如圖8所示，PB模式中的控制信號(hào)SG3基于控制脈沖信號(hào)SDa和SDb的邏輯或而生成。因此，當(dāng)設(shè)定相位差Φ以使得控制脈沖信號(hào)SDa的下降(或上升)定時(shí)與控制脈沖信號(hào)SDb的上升(或下降)定時(shí)重疊時(shí)，可以理解的是，當(dāng)VH>(Va+Vb)成立時(shí)，PB模式中的控制信號(hào)SG3的Η電平期間的比率超過(guò)1.0。即，當(dāng)VH>(Va+Vb)時(shí)，即使利用與通過(guò)占空比Da、Db實(shí)現(xiàn)的PB模式共同的PWM控制，控制信號(hào)SG3也固定在Η電平。
[0349]在圖34中，示出應(yīng)用了載波相位控制時(shí)的表示SB模式中的控制脈沖信號(hào)的波形圖。
[0350]如圖34所示，PB模式中的控制信號(hào)SG1基于控制脈沖信號(hào)/SDa和/SDb的邏輯或而生成。當(dāng)按上述方式設(shè)定相位差Φ時(shí)，控制脈沖信號(hào)/SDa的上升定時(shí)與控制脈沖信號(hào)/SDb的上升定時(shí)重疊。因此，以控制信號(hào)SG1的占空比DSG1 = (1-Da) + (1-Db)表示。即，DSG1以下述式(13)表示。
[0351]DSG1 = (Va+Vb)/VH...(13)
[0352]另一方面，占空比Dc通過(guò)將式(3)變形而以下述式(14)表示。
[0353]Dc = l-(Va+Vb)/VH …(14)
[0354]因此，按照在圖35的SB模式中的邏輯運(yùn)算設(shè)為SGI = /SGc時(shí)，控制信號(hào)SG1的占空比DSG1以下述式(15)表示。
[0355]DSG1 = 1-Dc = (Va+Vb) /VH …(15)
[0356]這樣，在按照上述載波相位控制設(shè)定了相位差Φ的情況下，通過(guò)基于取決于占空比Da、Db的控制脈沖信號(hào)SDa、SDb的邏輯運(yùn)算，具體而言，/SDa與/SDb的邏輯或，能夠生成占空比與基于占空比Dc的控制脈沖信號(hào)/SDc相等的信號(hào)。S卩，能夠基于控制脈沖信號(hào)SDa、SDb，生成SB模式中的控制信號(hào)SG1。
[0357]另外，如圖35所示，SB模式中的控制信號(hào)SG2、SG4是控制信號(hào)SG1的反相信號(hào)。not (/SDb或(or)/SDa)的邏輯運(yùn)算結(jié)果成為SDa與SDb的邏輯與(SDb與(and) SDa)。因此，也能夠基于控制脈沖信號(hào)SDa與控制脈沖信號(hào)SDb的邏輯運(yùn)算，生成應(yīng)按照控制脈沖信號(hào)SDc設(shè)定的控制信號(hào)SG2、SG4。
[0358]這樣，在SB模式中，應(yīng)用載波相位控制，設(shè)定相位差Φ，以使得在控制脈沖信號(hào)SDa (/SDa)與控制脈沖信號(hào)SDb (/SDb)之間使脈沖的轉(zhuǎn)換定時(shí)相匹配。通過(guò)以具有這樣的相位差Φ的方式生成載波CWa、CWb，如圖35所示，能夠根據(jù)基于占空比Da、Db的控制脈沖信號(hào)SDa、SDb，生成SB模式中的應(yīng)基于占空比Dc設(shè)定的控制信號(hào)SG1?SG4。
[0359]具體而言，如上所述，通過(guò)控制脈沖信號(hào)SDa與控制脈沖信號(hào)SDb的邏輯或，控制信號(hào)SG3成為固定在Η電平的信號(hào)。另外，通過(guò)控制脈沖信號(hào)/SDa與控制脈沖信號(hào)/SDb的邏輯或，能夠生成控制信號(hào)SG1以使得具有與基于占空比Dc的PWM控制同等的工作率(duty)。另外，在SB模式中，也能夠通過(guò)控制脈沖信號(hào)SDa與控制脈沖信號(hào)SDb的邏輯與，生成與控制信號(hào)SG1互補(bǔ)地設(shè)定的控制信號(hào)SG2、SG4。
[0360]此外，與PB模式中的載波相位控制同樣地，也能夠按照預(yù)先設(shè)定的存儲(chǔ)占空比Da、Db與相位差Φ的關(guān)系的相位差映射或相位差算出式，基于在SB模式中算出的占空比Da、Db，算出SB模式中的相位差Φ。
[0361]在圖36中示出根據(jù)本實(shí)施方式1的變形例的電力轉(zhuǎn)換器控制中的表示PB模式和SB模式的工作例的波形圖。
[0362]參照?qǐng)D36，在載波CWa的波峰發(fā)出從PB模式向SB模式的切換指令。在切換指令的發(fā)生前，基于通過(guò)直流電源10a、10b各自的電流控制算出的占空比Da、Db，生成控制信號(hào)SG1 ?SG4。
[0363]當(dāng)發(fā)出切換指令時(shí)，能夠按照?qǐng)D35所示的邏輯運(yùn)算式，基于該時(shí)刻的控制脈沖信號(hào)SDa、SDb，立刻生成SB模式中的控制信號(hào)SG1?SG4，而無(wú)需重新算出占空比Dc。
[0364]因此，與屬于以PB模式為代表的升壓模式的其他工作模式共同地，能夠使用占空比Da、Db生成SB模式中的控制信號(hào)SG1?SG4。特別是在工作模式的切換時(shí)，能夠執(zhí)行PB模式與SB模式之間的切換處理而不會(huì)產(chǎn)生控制延遲。
[0365][實(shí)施方式2]
[0366]在實(shí)施方式2中，說(shuō)明用于按照在實(shí)施方式1說(shuō)明的總電力指令值PH*來(lái)控制直流電源10a、10b的輸出的電力轉(zhuǎn)換器控制。在根據(jù)實(shí)施方式2的電力轉(zhuǎn)換器控制中，由于通過(guò)輸出電壓控制(VH控制)，按照電力指令值Pa*、Pb*控制各直流電源10a、10b的輸出，所以在直流電源10a、10b各自執(zhí)行SOC控制的PB模式中，能夠提供合適的控制運(yùn)算邏輯。
[0367]另外，如在以下的說(shuō)明中明確的，在電力轉(zhuǎn)換器50的各工作模式中應(yīng)用共同的控制運(yùn)算，這一點(diǎn)是根據(jù)實(shí)施方式2的電力轉(zhuǎn)換器控制的特征之一。
[0368]再次參照?qǐng)D20，說(shuō)明根據(jù)本實(shí)施方式2的電力轉(zhuǎn)換器控制的基本概念。
[0369]與電力線20連接的平滑電容器CH通過(guò)從總電力PH減去負(fù)載電力PL而得到的(PH-PL)來(lái)被充放電。相當(dāng)于平滑電容器CH的端子間電壓的輸出電壓VH能夠通過(guò)增減總電力PH來(lái)控制。
[0370]因此，在根據(jù)實(shí)施方式2的電力轉(zhuǎn)換器控制中，根據(jù)輸出電壓VH相對(duì)于電壓指令值VH*的電壓偏差△ VH來(lái)設(shè)定總電力指令值PH*。進(jìn)一步，通過(guò)在輸出電力Pa與輸出電力Pb之間分配總電力指令值PH*，對(duì)各直流電源10a、10b的輸出進(jìn)行電力控制(電流控制)。
[0371](PB模式中的控制工作)
[0372]首先，說(shuō)明電力轉(zhuǎn)換器50的多個(gè)工作模式(圖3)中能夠控制直流電源10a、10b的各電力Pa、Pb的PB模式中的電力轉(zhuǎn)換器控制。
[0373]圖37和圖38是用于說(shuō)明根據(jù)實(shí)施方式2的電力轉(zhuǎn)換器控制的框圖。在圖37中，示出了用于設(shè)定各直流電源的電力指令值的控制運(yùn)算的構(gòu)成，并且在圖38中，示出了用于按照設(shè)定的電力指令值控制各直流電源的輸出的控制運(yùn)算的構(gòu)成。
[0374]參照?qǐng)D37，與圖21所示的圖同樣地構(gòu)成功率管理部500。功率管理部500相對(duì)于電壓控制部200輸出電力上限值PHmax、Pamax、電力下限值PHmin、Pamin、電力分配比率k以及循環(huán)電力值Pr。
[0375]電壓控制部200基于輸出電壓VH的電壓偏差設(shè)定直流電源10a、10b的電力指令值Pa*、Pb*。電壓控制部200具有偏差運(yùn)算部210、控制運(yùn)算部220、限制器230、電力分配部240、循環(huán)電力加法部250、限制器260以及減法部270。在圖37的構(gòu)成中，利用偏差運(yùn)算部210和控制運(yùn)算部220實(shí)現(xiàn)“控制運(yùn)算部”的功能，利用電力分配部240和減法部270實(shí)現(xiàn)“電力指令值運(yùn)算部”的功能。進(jìn)一步，限制器230對(duì)應(yīng)于“第二保護(hù)部”，限制器260對(duì)應(yīng)于“第一保護(hù)部”。另外，電力分配比率設(shè)定部570 (圖21)對(duì)應(yīng)于“電力分配比設(shè)定部”。
[0376]偏差運(yùn)算部210按照電壓指令值VH*與輸出電壓VH的檢測(cè)值之差，算出電壓偏差Δ VH( △ VH = VH*-VH)?？刂七\(yùn)算部220基于電壓偏差Δ VH，算出為了電壓控制而要求的總電力PHr。例如，控制運(yùn)算部220通過(guò)PI運(yùn)算設(shè)定，按照下述式(16)設(shè)定總電力PHr。
[0377]PHr = Kp.AVH+Σ (Ki.Δ VH)...(16)
[0378]式(16)中的Kp為比例控制增益，Ki為積分控制增益。在這些控制增益中也反映了平滑電容器CH的電容值。通過(guò)按照式(16)設(shè)定總電力PHr，能夠?qū)崿F(xiàn)用于降低電壓偏差A(yù) VH的反饋控制。也能夠反映按照負(fù)載30的工作狀態(tài)和工作指令預(yù)測(cè)的負(fù)載電力PL*，按照式(17)設(shè)定要求的總電力PHr。這樣，能夠以對(duì)負(fù)載30的電力消耗進(jìn)行前饋的形式控制輸出電壓VH。
[0379]PHr = Kp.AVH+Σ (Ki.Δ VH) +PL*...(17)
[0380]這樣，在根據(jù)實(shí)施方式2的電力轉(zhuǎn)換控制中，在比功率管理部500靠下位的電壓控制部200中定義總電力指令值PH*。在實(shí)施方式2中，按照負(fù)載電力PL*設(shè)定在功率管理部500決定電力分配比率時(shí)的總電力指令值PH*(PH* = PL*)。
[0381]限制器230限制電力指令值PH*以使得成為由功率管理部500設(shè)定的PHmax?PHmin的范圍內(nèi)。假如在PHr>PHmax時(shí)，由限制器230設(shè)定為PH* = PHmax。同樣地，在PHr<PHmim時(shí)，限制器230設(shè)定為PH* = PHmin。另外，在PHmax多PHr多PHmin時(shí)，按原樣設(shè)定為PH* = PHr。由此，總電力指令值PH*得以確定。
[0382]電力分配部240基于總電力指令值PH*和來(lái)自功率管理部500的電力分配比率k，算出直流電源10a應(yīng)分擔(dān)的電力k.ΡΗ*。循環(huán)電力加法部250通過(guò)將由電力分配部240算出的k.Pa*與由功率管理部500內(nèi)的電力循環(huán)控制部560設(shè)定的循環(huán)電力值Pr相加，算出直流電源10a要求的電力Par (Par = k.Pa*+Pr)。
[0383]限制器260限制直流電源10a的電力指令值Pa*以使得成為由功率管理部500設(shè)定的Pamax?Pamin的范圍內(nèi)。假如在Par>Pamax時(shí)，由限制器260修正為Pa* = Pamax。同樣地，在PHa〈Pamim時(shí)，限制器260修正為Pa* = Pamin。另外，在Pamax多Par多Pamin時(shí)，按原樣設(shè)為Pa* = Par。由此，直流電源10a的電力指令值Pa*得以確定。
[0384]減法部270通過(guò)從總電力指令值PH*減去電力指令值Pa*，設(shè)定直流電源10b的電力指令值 Pb* (Pb* = PH*-Pa*)。
[0385]圖39是用于說(shuō)明由根據(jù)實(shí)施方式2的電力轉(zhuǎn)換器控制實(shí)現(xiàn)的、在PB模式中的電源系統(tǒng)內(nèi)的功率流的示意圖。
[0386]參照?qǐng)D39，為了將輸出電壓VH控制為電壓指令值VH*所需要的總電力指令值PH*按照電力分配比率k而被分配為電力指令值Pa*、Pb*。S卩，基本上設(shè)定為Pa* = k*PH，Pb*=(1-k).ΡΗ*。由此，能夠在控制了直流電源10a、10b間的電力分配后，相對(duì)于電力線20輸入輸出依從于總電力指令值PH*的電力，所述總電力指令值PH*用于控制輸出電壓VH。
[0387]進(jìn)一步，通過(guò)設(shè)定循環(huán)電力值Pr，能夠?qū)χ绷麟娫?0a、10b強(qiáng)制地進(jìn)行充放電。通過(guò)設(shè)定為Pr>0，能夠使直流電源10a的輸出電力增加并促進(jìn)直流電源10b的充電。相反地，通過(guò)設(shè)定為Pr〈0，能夠使直流電源10a的輸出電力減少并促進(jìn)直流電源10b的放電。
[0388]另夕卜，由于電力指令值Pa*由限制器260可靠地限制在Pamax?Pamin的范圍內(nèi)，所以能夠保護(hù)直流電源10a免受過(guò)電力的危害。S卩，能夠防止直流電源10a的過(guò)充電和過(guò)放電。
[0389]此外，由于負(fù)載電力PL由功率管理部500(行駛控制部550)限制在PHmin?PHmax的范圍內(nèi)，并且總電力指令值PH*由限制器230可靠地限制在PHmax?PHmin的范圍內(nèi)，也能夠?qū)χ绷麟娫?0b實(shí)現(xiàn)免受過(guò)電力危害的間接性保護(hù)。
[0390]參照?qǐng)D38，控制裝置40包括用于按照電力指令值Pa*、Pb*控制來(lái)自直流電源10a、10b的輸出的、電流控制部300、310、PWM控制部400以及載波發(fā)生部410。
[0391]電流控制部300具有電流指令生成部302、偏差運(yùn)算部304、控制運(yùn)算部306以及FF加法部308。
[0392]電流指令生成部302基于電力指令值Pa*和電壓Va的檢測(cè)值，設(shè)定直流電源10a的電流指令值la* (la* = Pa*/Va)。偏差運(yùn)算部304按照電流指令值la*與電流la的檢測(cè)值之差算出電流偏差A(yù)Ia(AIa= Ia*_Ia)?？刂七\(yùn)算部306基于電流偏差A(yù)la，算出電流反饋控制的控制量Dfba。例如，控制運(yùn)算部306通過(guò)PI運(yùn)算按照下述式(18)算出控制量 Dfba。
[0393]Dfba = Kp.Δ Ia+Σ (Ki.Δ la)…(18)
[0394]式(18)中的Kp為比例控制增益，Ki為積分控制增益。與式(16)獨(dú)立地設(shè)定這些控制增益。
[0395]另一方面，根據(jù)通過(guò)對(duì)Da求解式(1)而得到的Da = (VH-Va) /VH,按照式(19)設(shè)定電壓前饋控制的FF控制量Dffa。
[0396]Dffa = (VH*_Va)/VH* …(19)
[0397]FF加法部308通過(guò)將FB控制量Dfba與FF控制量Dffa相加，算出與直流電源10a的輸出控制相關(guān)的占空比Da。與式⑴同樣地，占空比Da相當(dāng)于在直流電源10a的電壓Va與輸出電壓VH之間進(jìn)行DC/DC轉(zhuǎn)換時(shí)的、接通升壓斬波電路(圖5)的下臂元件(開(kāi)關(guān)元件S3、S4)期間的占空比。
[0398]同樣地，對(duì)應(yīng)于直流電源10b的電流控制部310具有電流指令生成部312、偏差運(yùn)算部314、控制運(yùn)算部316以及FF加法部318。
[0399]電流指令生成部312基于電力指令值Pb*和電壓Vb的檢測(cè)值，設(shè)定直流電源10b的電流指令值lb* (lb* = Pb*/Vb)。偏差運(yùn)算部314按照電流指令值lb*與電流lb的檢測(cè)值之差算出電流偏差A(yù)Ib(AIb = Ib*_Ib)?？刂七\(yùn)算部316基于電流偏差A(yù)lb，算出電流反饋控制的控制量Dfbb。例如，控制運(yùn)算部316通過(guò)PI運(yùn)算按照下述式(20)算出控制量 Dfbbo
[0400]Dfbb = Kp.Δ Ib+Σ (Ki.Δ lb)...(20)
[0401]式(20)中的Kp為比例控制增益，Ki為積分控制增益。式(16)與式(18)獨(dú)立地設(shè)定這些控制增益。
[0402]另一方面，根據(jù)通過(guò)對(duì)Db求解式⑵而得到的Db = (VH-Vb) /VH,按照式(21)設(shè)定電壓前饋控制的FF控制量Dffb。此外，在式(21)中，電壓指令值VH*也可以設(shè)為輸出電壓VH的檢測(cè)值。
[0403]Dffb = (VH*_Vb)/VH*...(21)
[0404]FF加法部318通過(guò)將FB控制量Dfbb與FF控制量Dffb相加，算出與直流電源10b的輸出控制相關(guān)的占空比Db。與式⑵同樣地，占空比Db相當(dāng)于接通升壓斬波電路(圖6)的下臂元件(開(kāi)關(guān)元件S2、S3)期間的占空比。
[0405]PWM控制部400通過(guò)脈沖寬度調(diào)制控制生成開(kāi)關(guān)元件S1?S4的控制信號(hào)SG1?SG4，所述脈沖寬度調(diào)制控制是基于由電流控制部300、310設(shè)定的占空比Da、Db和來(lái)自載波發(fā)生部410的載波C