專利名稱：在gps信號捕獲中的振蕩器頻率校正的制作方法
技術領域：
本發(fā)明總的來說涉及全球定位系統(tǒng)(GPS)，更具體的，涉及用于GPS接收機的改進的信號檢測捕獲時間以及低電平信號檢測。
背景技術：
根據聯(lián)邦通信委員會(FCC)，蜂窩無線電話呼叫必須是地理上可定位的。對于諸如E911的緊急服務系統(tǒng)，期望具有該性能。FCC要求嚴格的精確性以及有效性性能目標，并要求蜂窩無線電話在50米范圍內67％的時間都可定位，150米95％的時間可用于基于手機的解決方案，100米范圍內67％的時間以及300米范圍內95％的時間可用于基于網絡的解決方案。甚至當使用傳統(tǒng)的TOA/TDOA(到達時間/到達時間差)基礎結構技術時也難以實現該基于網絡的解決方案的放寬的閾值。
為在諸如蜂窩無線電話的無線便攜式裝置中包括全球定位系統(tǒng)(GPS)，需要在若干領域改進性能，包括弱信號檢測、捕獲時間以及操作功率的能源消耗?？紤]弱信號檢測，蜂窩無線電話的用戶習慣于在戶內進行呼叫，GPS信號的傳統(tǒng)處理不能適應由于許多建筑物造成的衰減。由于這些GPS接收機從位于非常遠距離的衛(wèi)星捕獲信號，在GPS接收機和衛(wèi)星之間的直接視線上的任何物體都會造成故障，因為衛(wèi)星發(fā)射的信號被干擾物體衰減，使得GPS接收機難以接收。樹木、建筑物以及其他高輪廓的物體都能造成導致弱或低信號檢測問題的視線干擾。
考慮精確性，微分GPS方法可能有效，但復雜并成本高昂。此外，它們不能解決弱信號問題。傳統(tǒng)GPS信號處理技術的主要問題包括帶寬和信號功率。GPS衛(wèi)星發(fā)射非常弱的信號，確保地球表面的信號電平僅為-130dBm。在地球表面測量的實際信號顯示信號電平大約-125dBm。當前自動和消費者級手持GPS接收機的捕獲閾值大約是-137dBm，因此用于信號捕獲的鏈路容限僅為7到12dB。
市場上幾乎所有GPS接收機都是用序列檢測算法，以捕獲GPS衛(wèi)星的擴頻信號。以犧牲捕獲時間為代價加長檢波前積分(PDI)間隔可以將捕獲閾值擴展到較低電平。即使如此，仍然存在大約12毫秒(83Hz帶寬)的最大PDI，超過該值序列檢測處理會失敗。這是因為GPS信號結構包括在1.023MHz擴展碼之上傳送的BPSK調制50比特每秒(50BPS)導航數據，該數據最終限制為了提高SNR的相干積分時長。超過20ms(一個數據位時間)，根據積分周期相對于數據位轉換的相位關系，數據位轉換使得積分和減少或為0。
另一個問題是當代GPS接收機通常嵌入從電池獲得能量的便攜式裝置中。這些便攜式裝置包括諸如蜂窩無線電話、PDA(個人數字助理)、便攜式計算機、測量裝置以及其他使用GPS接收機提供的信息的裝置。當GPS接收機運行時，它們消耗相當多的能量，減少了電池中可由共同嵌入功能使用的能量。如果可以更快完成GPS相關，可以保存電池能量，因為當完成相關時可以關閉GPS接收機?，F有技術方案并沒有適當解決能量節(jié)約。
另一個問題涉及GPS接收機內不精確的內部參考振蕩器，該振蕩器增加了相關時間。振蕩器的不精確性通過增加多普勒搜索空間增加了衛(wèi)星信號捕獲時間。因此其他的都試圖為GPS接收機提供精確的參考振蕩器，特別是低成本振蕩器。一種解決方案使用存儲的振蕩器溫度特性數據來匹配參考和GPS振蕩器頻率。另一種解決方案使用存儲的溫度頻率偏移數據用于隨后的GPS信號捕獲。然而，這些方案仍不夠精確，需要額外的存儲器。另一種解決方案使用來自地面網絡的精確載波頻率信號來產生用于校準由GPS接收機使用的本地振蕩器的參考信號。另一種解決方案當GPS接收機進行位置確定時凍結振蕩器的校正信號。又一種解決方案使用來自地面網絡的精確載波頻率信號來產生用于控制到GPS接收機的本地振蕩器信號的參考信號。然而，這些解決方案需要附加的硬件系統(tǒng)，并且計算復雜。
需要的是改進的GPS信號捕獲方法和系統(tǒng)，能夠處理較弱的信號并比現有技術方案能更快鎖定衛(wèi)星信號，特別是對于E911呼叫。此外，還有益于提供一種簡單的方法來校正GPS系統(tǒng)中的振蕩器誤差。


被認為是新穎的本發(fā)明的特點在附隨的權利要求中特別闡明。通過參考以下說明并結合附隨附圖會更好理解本發(fā)明和它進一步的目的以及優(yōu)點，在附圖中，相同參考標記表示相同元件，其中圖1是根據本發(fā)明的GPS接收機的系統(tǒng)框圖；圖2是圖1接收機積分/校正塊的第一實施例圖；圖3是根據本發(fā)明的多普勒誤差調制的圖形表示；圖4是圖1接收機中積分/校正塊的第二實施例圖；圖5是具有高信噪比的現有頻率估計器性能的圖形表示；圖6是具有低信噪比的現有頻率估計器性能的圖形表示；圖7是根據本發(fā)明的在多個多普勒估計的相關幅度的圖形表示；圖8是說明根據本發(fā)明的多普勒估計的圖；圖9是根據本發(fā)明的具有高信噪比的頻率估計器性能的圖形表示；圖10是根據本發(fā)明的具有低信噪比的頻率估計器性能的圖形表示；圖11是根據本發(fā)明的方法的流程圖。
具體實施例方式
本發(fā)明提供一種輔助GPS信號捕獲的改進的系統(tǒng)和方法。通過捕獲并相干操作在捕獲的GPS衛(wèi)星信號上，使用改進的振蕩器精確性實現顯著的信號檢測改進。這樣，較弱的信號也能在先前用于較強信號的相同檢波前積分間隔中被檢測到。根據衛(wèi)星信號數據模式的可預測性，可以進一步改進相關。通過應用以下描述的改進的技術，可在弱信號區(qū)域獲得定位數據而無需增加相關時間。這允許能量節(jié)約——便攜式裝置的一個重要特點，并使得E911服務在便攜式產品中變得可行。
在深入研究明確的實施例之前，先提供改進的方法和系統(tǒng)論方法教導的若干方面概述。該方法和系統(tǒng)包括無線通信接收機，例如允許GPS的無線電話，能和用于語音和數據的基礎結構通信，還能在GPS傳感器和GPS中央參考站(CRS)之間交換數據，該CRS位于幾百公里之內。
在某些應用中，無線電話知道可見衛(wèi)星，它們近似的多普勒頻率，以及在某些例子中，近似的碼相位延遲以及50比特每秒(BPS)導航消息比特的相位/極性。該知識可來自本地存儲的天文歷、年歷、近似位置以及時間，或來自其他資源，例如IS-801 GPS規(guī)范提供衛(wèi)星可見度、多普勒、在特定時刻的相位延遲。更具體的，發(fā)射到無線通信接收機的信息包括時間標記GPS信息，例如在CRS可看見哪些衛(wèi)星、它們相關的多普勒和碼相位。多普勒和碼相位可在時間上的單個時刻發(fā)送給單個移動用戶，或作為曲線擬合的系數周期廣播到所有移動站，從而無線通信接收機可以重建作為時間函數的參數模型，如本領域中公知的。
無線通信接收機具有信號處理元件，順序或以塊并行的方式搜索出GPS信號的碼相位和多普勒空間，從而找到各個可見衛(wèi)星的最大相關。該接收機可以使用CRS發(fā)送的輔助信息來大大限制尋找信號所需的搜索空間。該無線通信接收機可以是CDMA無線電話、TDMA無線電話、GSM無線電話、iDEN無線電話或精確時間已知的雙向尋呼裝置。例如，CDMA無線電話具有在手機內部可用的GPS系統(tǒng)時間，因為CDMA基礎結構傳輸都和GPS系統(tǒng)時間同步。無線通信接收機將該系統(tǒng)時間傳送到無線電話，并使其可用于GPS接收機，也許通過本地實時時鐘。從GPS中央參考站發(fā)送的輔助信息是和GPS時間時間同步的，從而在各端使用相同的時間參考。
在無線通信接收機中的時間參考和蜂窩基站中的相同，但沒有考慮基站和無線通信接收機之間的傳輸時間延遲。因此，無線通信接收機中的時間參考時鐘在時間上被從GPS中央站(以及蜂窩基站)的參考時鐘延遲蜂窩基站和無線通信接收機之間的傳播時間。該GPS信號的時間延遲或碼相位差值，如在無線通信接收機和蜂窩基站測量的，也是衛(wèi)星和無線通信接收機位置偏移量幾何學的函數。
GPS中央參考站提供的參考數據可被用于大大加速無線電話的位置確定處理。傳輸的參考數據可以包括碼相位、多普勒以及衛(wèi)星位置信息(以天文歷的形式)或衛(wèi)星方位/仰角數據，從而無線通信接收機可以縮小碼相位搜索空間，從而快速找到衛(wèi)星信號。輔助數據也可以是GPS衛(wèi)星天文歷數據、無線通信接收機近似位置以及近似時間信息的形式，從而無線通信接收機可以在內部計算用于縮小GPS衛(wèi)星搜索的衛(wèi)星可見度、多普勒估計以及碼相位估計。注意到術語無線電話被用于代表GPS接收機和無線電話(例如CDMA裝置或其它類型的無線通信接收機，例如尋呼機)的組合，假定由用戶安裝在例如汽車上或作為便攜式裝置攜帶。通過該處理在中央參考站測量的碼相位和多普勒幫助移動站在移動站中的預測碼相位以及多普勒測量的處理在本領域是已知的。通過該處理可將傳送到移動站的天文歷、近似位置以及近似時間用于在移動站中預測碼相位和多普勒測量的處理在本領域也是已知的。
能在降低的電平檢測信號的GPS接收機100的系統(tǒng)框圖顯示在圖1中。GPS前端101包括連接到RF(無線頻率)下變換器103的天線102。RF下變換器103在參考振蕩器105的指導下驅動模擬到數字轉換器109。RF下變換器103接收由任何若干可見衛(wèi)星廣播的GPS信號，時基107調度模式到數字轉換器109以提供數字化信號121，還提供適當的定時信號到塊相關器129和計時器/序列發(fā)生器113。塊相關器是一個在其中各個選定衛(wèi)星都能同時測試多個碼相位延遲和多個多普勒頻率的相關器。數字化信號121是中頻(IF)信號。
計算后端104包括塊相關器129、計時器/序列發(fā)生器113以及微處理器/控制器137，用于接收并處理數字化信號121。計時器/序列發(fā)生器113從時基107接收定時參考信號111。時基107還提供定時信號指導模擬到數字轉換器109以及塊相關器129的操作。注意到該相關器是GPS接收機中通用的相關器。多個信道中的各個信道跟蹤從數字化信號121提取的特定衛(wèi)星信號。在操作中，數字化信號121的一部分在控制器137的控制下和由相關器129產生或存儲在其內的碼復制品相關，并確定碼相位延遲和多普勒偏移。更具體的，控制器137檢查相關處理是否使用實時相關處理檢測數字化信號。為檢測該信號，相關處理必須通過提前或推后碼復制品的延遲將數字化信號的一部分排列到碼復制品，直至獲得最大相關器輸出。如果信號121太弱或周圍噪聲電平太高，相關處理不會檢測。
當接收的衛(wèi)星信號強度足夠時，根據本發(fā)明，GPS信號處理進行(正如以下所述的)連續(xù)捕獲并跟蹤衛(wèi)星。此外，相關器129可運行在實時速度或比實時速度快。進一步的，標準的相關器可包含高達12個獨立相關器信道，搜索數目有限的衛(wèi)星，或在不同多普勒頻率或在不同碼相位延遲并行搜索相同衛(wèi)星。
為檢測弱信號，使用相干和非相干積分組合。相干積分的時間周期指的是檢波前積分周期，或PDI。通常，積分相干積分周期越長，能獲得越大的信號處理增益。已知擴頻信號的相干積分能增強信號檢測，每雙倍積分周期則增強近似3dB。已知非相干積分通過每雙倍非相干積分周期近似增強信號檢測2到2.5dB。因此，通過相干積分擴展檢測閾值是有利的，但此方法的實際應用受限。當延長PDI時，有效帶寬縮短(到1/PDI)。當縮短頻率搜索帶寬時，在二維檢測掃描期間碼-頻空間上創(chuàng)建了需要搜索的更多的頻率盒。這增加了搜索并鎖定到衛(wèi)星信號的時間。此外，如果帶寬縮短到足夠小，接近實際本地振蕩器的短期穩(wěn)定性，參考振蕩器的穩(wěn)定性在較長的積分時間開始起作用。因此，在要求較長積分的低信號電平，振蕩器精確性和穩(wěn)定性變得非常重要。
本發(fā)明解決了在輔助GPS手機中振蕩器頻率誤差校正的問題。精確的頻率信息允許使用較小的多普勒搜索窗口，這允許在相關器129中使用較長的相干積分間隔，從而允許在較低信噪比的信號檢測。對于任何類型的接收機，GPS接收機需要調諧自身以接收期望信號。GPS調諧處理是覆蓋碼相位和多普勒空間的二維處理。該處理在如圖2所示的設備中進行，用數字化IF信號源121(同相和正交相位分量)、一對IF混頻器20、一對PN序列混頻器22(碼相位維度)以及一對多普勒混頻器24(多普勒維度)表示。
對于碼相位維度，接收機創(chuàng)建復制偽隨機噪聲序列26，并將該PN序列和接收信號同步。在相關器輸出幾乎觀察不到信號能量，直至傳輸的信號序列和本地生成的相同碼版本對準。該處理被稱為解擴傳輸的碼。類似的，接收機必須產生和衛(wèi)星運動引起的信號多普勒分量匹配的復制多普勒信號28。當接收信號和復制信號頻率匹配時，稱為零拍。接收機混合或相乘接收的信號和復制信號25。在解擴之后，乘法器的輸出包含包括兩個分量的信號。分量之一包括其頻率是接收信號頻率和復制信號頻率之和的信號，另一個分量包括接收信號頻率和復制信號頻率之差。低通濾波器29通常用于濾掉PLUS分量，僅剩下MINUS分量。當本地復制信號頻率和接收信號頻率匹配時，稱為存在零拍條件，剩下的信號是50BPS信號調制。
在GPS擴頻系統(tǒng)中，可以通過相干和非相干積分的某種組合實現信號處理增益。用相干積分實現SNR改進，因為該信號分量包含非零幅度，當在許多采樣上相加時，幅度和相干積分時間成比例增加。當相干積分時，出現在信號中的噪聲(零平均值)和積分時間的平方根成比例增加。在較長積分周期上，噪聲(因為它的零平均值)總和為零，使得小信號出現在噪聲電平之上。噪聲分量具有零平均值，而信號分量具有雖小但不是零的平均值(解擴之后)。因此，當長時間積分時近似零噪聲平均值，允許非零信號出現在積分噪聲電平之上。最終結果是，根據積分周期改進了信噪比。
GPS接收機通常使用積分并轉儲(I&D)濾波器使低通濾波器功能機械化，它提供了為上述信號處理增益提供積分器的額外益處。I&D濾波器是有效濾波器實施，因為所有需要的是增加信號一段時間T。作為輸入信號頻率(f)的函數的積分并轉儲濾波器的輸入至輸出濾波器響應可寫為G(f)=sin(πTf2)(πTf2)]]>其中T是以秒為單位的積分并轉儲時間間隔，f是以Hz為單位的信號頻率。
在這樣的濾波器中，等于或近似等于IF復制頻率(圖2中的元件25)以及多普勒復制頻率(圖2中的元件28)之和的頻率沒有衰減(G(0)＝1)，而從IF復制頻率以及多普勒復制頻率之和偏移1/T的頻率產生了零輸出(完全衰減)。實際上，任何從IF加多普勒復制偏移N/T(N是任何整數)的頻率都產生了濾波器的零輸出。該公式的形狀和圖3所示經典的|sin(x)/x|的形狀一樣。
相干積分指的是積分時維持同相和正交數據路徑的處理。圖2顯示相干積分的部分(維持了I和Q信號)，其后是信號檢測器，然后是非相干積分的一部分。當處理限制應用相干積分時間周期的GPS信號時，有特別限制。到達的第一限制是由信號自身造成的。由于信號結構是用50比特每秒序列(每個比特持續(xù)時間是20毫秒)調制的雙相位，相干積分20多毫秒是不實際的，因為數據位轉換自身會造成信號取消越過積分邊界。具有20毫秒長的相干積分周期能獲得最佳結果(最大信號增益)，積分周期和50BPS數據邊沿同步(即積分開始和結束事件和數據位邊沿同步，允許獲得最大增益)。數據位邊沿的到達時間可用諸如比特同步檢測器、早-晚門位同步裝置等方法測量，如本領域中已知的。
通過具有50BPS數據序列的先驗知識并隨后應用圖4所示的數據模式，其中根據數據序列，50BPS數據模式將第一相干積分數據(合計20毫秒)乘以+1或-1，能將相干積分周期擴展到高于20毫秒數據調制周期。實際效果是去除了50BPS數據調制，并允許相干積分高于先前描述的20毫秒限制。
在兩個例子中，某些時間周期用于相干積分，稱為PDI。用于相干積分的最小時間周期是PN碼的一毫秒重復時間。因此，如果50BPS數據序列不可知，1毫秒是最低限制而20毫秒是上限。
在圖3中，積分時間T是1毫秒，第一零值之間的帶寬是1kHz寬，允許相對較大的振蕩器不精確性。例如，已知CDMA參考振蕩器是0.05PPM之內，或在L頻帶是75Hz。1kHz帶寬能輕易接受該帶寬之內的GPS信號。然而，例如T＝13毫秒，由于多普勒誤差導致信號處理增益下降5dB，則使其難以檢測弱條件下的信號。
T是20毫秒，第一波瓣的帶寬僅有50Hz，使其不可能覆蓋僅具有一個多普勒盒的75Hz不精確性。因此，在信號處理增益和由于相干積分周期的帶寬之間存在折衷，必須優(yōu)化管理相干積分周期以避免創(chuàng)造許多意味著增加數目的積分器的多普勒盒。
鎖定到蜂窩基礎結構精確載波信號，或共享無線電話振蕩器的頻率，如先前使用的，去除了和用于捕獲GPS信號的振蕩器相關的許多誤差，但不足以支持非常長的相干積分而不采用多個多普勒盒(增加所需的相關器數目)。在所有GPS衛(wèi)星中共有的，在輔助數據去除和GPS衛(wèi)星運動相關的多數多普勒影響之后，剩余的振蕩器誤差保留了多普勒誤差的主要來源。例如，使用鎖定到和CDMA相關的穩(wěn)定參考的振蕩器將會精確到百萬分之0.05(ppm)。75Hz的對應頻率誤差不允許長于13毫秒的積分，這低于一個導航數據位周期(20毫秒)。即使不要求，非常期望盡可能使用和一個位周期一樣長的相干積分(如果使用輔助信息預測位邊界則可以完成)，并且進一步的，當提供位序列或可以預測位序列時，在多個位周期(例如200毫秒)上積分。
對于GSM和iDEN應用，問題更嚴重，對于有效相關器使用，多普勒校正更加關鍵。GSM頻率穩(wěn)定性是0.10ppm，限制相干積分間隔大約為6毫秒，對于iDEN，無需多個多普勒盒的最長的可允許積分間隔僅為3毫秒。因為相對于通用GPS接收機，信噪比預期減少，用于估計頻率誤差的通用方法，例如使用平均頻率誤差鑒頻器(如在通用頻率鎖定環(huán)中使用的)，或一段時間內檢查碼相位的改變，都不能可靠工作。
用于平均(歸一化)頻率誤差鑒頻器方法的累積分布函數(CDF)曲線顯示在圖5和6中。圖5所示曲線代表相對強的信號，可用在“開放”信號環(huán)境中的手機表示特性性能足夠，所有情況中多于99％對應低于25Hz的頻率誤差，允許等于1位周期的擴展相干積分。圖6顯示相對于圖5損失10dB的結果，僅有82％的情況允許一數據位周期的相干積分。十分明顯可選的方法要求在信噪比低于30dB-Hz以用于合理的平均時間(例如低于3秒)。類似的，使用和捕獲碼相位估計(例如0.0625碼片)相關的標準的分辨率，基于簡單平均通常用在較低信噪比的GPS頻率跟蹤環(huán)中的頻率誤差鑒頻器，可靠的多普勒誤差估計規(guī)定過度長的積分時間(例如對于25Hz剩余多普勒誤差，多于30秒)。
本發(fā)明提供一種多普勒校正方法，用于校正可有效操作在較低信噪比的參考振蕩器頻率誤差，而無需要求不可接受的長積分時間周期。在其最簡單的實施例中，本發(fā)明要求捕獲至少一個GPS信號，并為捕獲衛(wèi)星計算多普勒誤差。
要求捕獲至少一個GPS信號，以確定頻率誤差。由于假定GPS輔助數據包括用于可見衛(wèi)星的天文歷以及近似位置，振蕩器頻率誤差是主要的(和在所有衛(wèi)星中是普遍的)。因此，僅基于單個衛(wèi)星估計振蕩器誤差。如果捕獲到額外的衛(wèi)星，應當加權并組合各個多普勒估計，以改進多普勒誤差的估計。在此情況中，優(yōu)選使用加權最小平方(WLS)估計器進行組合，它具有從和各多普勒提取相關的統(tǒng)計計算出的加權，代表了從該衛(wèi)星導出的多普勒誤差估計的可信度，如下所述。
一旦捕獲到衛(wèi)星，從來自相關器的最大幅度和下一最大幅度信號包絡累加值中構造改進的碼相位估計?？稍诖_定碼相位的最佳估計中加權這些最大幅度相關，如CPest＝w1CPest1+w2CPest2給出的。
其中CPest1是對應最大累加信號包絡的碼相位估計，CPest2是對應下一最大累加信號包絡的碼相位估計，w1＝E1/Esum，以及w2＝E2/Esum，其中E1是最大累加信號包絡，E2是下一最大累加信號包絡，Esum＝E1+E2。對碼相位估計的進一步求精是可能的，涉及使用比初始捕獲(例如八分之一碼片間隔對一半或全碼片間隔)所用的更窄的碼相位間隔。這些求精的效果是確保碼相位估計接近實際自相關函數(ACF)峰值，因此可以期望改進在較低信噪比環(huán)境中的多普勒估計性能。還可以使用曲線擬合處理確定碼相位估計，其中在最小平方(LS)或加權最小平方(WLS)意義上，理想ACF函數的表達幾乎符合測量相關數據。在低信噪比估計多普勒誤差的能力通過實現更精確的碼相位估計而增強。
假定捕獲一個或多個信號并構造精確的碼相位估計，可為各個捕獲衛(wèi)星進行多普勒誤差估計。本發(fā)明采用多普勒誤差調制的已知特性(如圖3所示)，即涉及因子sin(πTf/2)/(πTf/2)的項，其中T是相干積分間隔，f是要解決的頻率誤差。為了解決該問題，在用于多個多普勒估計(即多個多普勒盒)的碼相位的最佳估計(CPest，如以上公式給出的)進行信號相關，集中在信號最初被檢測的多普勒估計(即對應CPest1和CPest2的多普勒估計)。多普勒估計的數目是總的多普勒不精確性和期望精確性的函數。
例如，如果初始捕獲發(fā)生在多普勒盒寬度是75Hz(CDMA質量參考振蕩器所需的最低值)，則需要對該多普勒估計(即對應在其中檢測信號的多普勒bin的中點的多普勒估計)求精，精確到25Hz，然后在碼相位估計進行一組新的相關，產生使用7個多普勒盒的初始檢測，如圖7所示。一個多普勒盒位于原始估計的中心，表示為D0，然后在D0+25Hz，D0-25Hz，D0+50Hz等，直至跨越頻率不精確性空間。一旦產生該組新的相關幅度，本發(fā)明可應用于確定改進的多普勒估計。
圖7是顯示在多個多普勒估計(盒)，對于固定范圍的碼相位空間的相關輸出模式的例子，在此碼相位測試范圍內檢測GPS信號。注意到產生具有不同的幅度的7個可區(qū)分相關峰值的sin(x)/x包絡，并可在噪聲基礎之上觀察到。每個峰值對應不同的多普勒估計。最大和最小相關之間的差值定義了多普勒調制的峰值到零值間隔。
用于該多個多普勒盒的第二組累加值的相干積分間隔應當被設定為可能的最大值，給出關于頻率誤差的規(guī)定，并在通常未知的數據位調制的控制下例如，CDMA大約13毫秒，在該值時由于頻率誤差調制(即sin(πTf/2)/(πTf/2))造成的損失大約是75Hz頻率誤差5dB。隨后積分中發(fā)生的峰值對應零多普勒誤差，第一最小值發(fā)生在偏移零多普勒誤差(即75Hz)(1/T)Hz處。本發(fā)明的優(yōu)選實施例正是將對應候選峰值和第一多普勒誤差調制零值的信號包絡累加值之間的間隔作為鑒頻器，即跨越對應間隔(1/T)的多普勒偏移對的累加信號包絡檢測進行搜索，直至在定義峰值和零狀態(tài)的相關中找到最大差值。產生相關中的最大差值的在調制使用的多普勒偏移是頻率誤差。該方法顯示在圖8中。
從衛(wèi)星捕獲確定的多普勒估計表示為D0。它是新多普勒搜索的中心，在附圖中例如從D0-3ΔD擴展到D0+3ΔD。當然，可如所需的使用更多或更少數目的盒。在相同估計碼相位(先前確定為CPest)累加所有相關。參數ΔD代表和精確的多普勒估計相關的期望分辨度例如，如果捕獲之后總的不精確性是75Hz，則顯示了的劃分產生具有25Hz分辨度的改進的多普勒估計。
本發(fā)明通過首先以假定的多普勒誤差(δD)(即在原始估計D0中的誤差)開始確定多普勒誤差。為確定δD的最佳估計，考慮是圖8ΔD參數倍數的試用值。對每個試用值，計算由1/T間隔的累加相關對之間的相關差值的絕對值，如下所示ΔC＝|C(D)-C(D-1/T)|其中D是對應調整δD的假定或試用多普勒估計，即D＝D0-δD。由于δD在0到3ΔD變化，在ΔD遞增時，產生ΔC的不同幅度。選擇最大幅度值，然后產生用于δD的值，它和峰值與零值多普勒誤差調制(如在圖3和7中所示)之間的間隔最匹配。該校正可用于校正GPS裝置的定時。更具體的，無線電話的數字受控振蕩器(NCO)可被校正以提高進一步的搜索。上述技術使用兩個點來定義sinx/x曲線中的“峰值到零值”間隔，從而估計多普勒誤差。然而，應當認識到，存在若干可能技術用于曲線擬合多普勒誤差調制，從而更精確的定義峰值到零值間隔。此外，多個搜索的峰值到零值間隔之間差值的平均可被用于改進精確度。
當測試(可并行或相繼的運行測試，并行操作優(yōu)選用于速度，相繼運行優(yōu)選用于相關器經濟性)各對相關(即C(D)和C(D-1/T))時，保存累加包絡中的差值的絕對值，用于確定最大和下一最大差值。ΔC的最大值，如上所述，產生用于校正到D0的最佳估計。根據最大和下一最大存儲差值幅度和頻率中的間隔，將可信度級別和多普勒校正相聯(lián)系如果最大和下一最大值對應相鄰多普勒偏移(正如它們可能的情況，由于多普勒誤差調制sinx/x狀態(tài)的特性)，估計器中的可信度高，從兩個多普勒偏移和各自不同幅度中找到加權多普勒校正。另一方面，如果最大和下一最大對應非常不同的多普勒偏移，則估計是可疑的，需要決定是完全丟棄多普勒估計還是繼續(xù)積分直至測試產生更合適的結果，或捕獲可用于校正多普勒的候選衛(wèi)星。
如果最初捕獲多于一個的衛(wèi)星，在各個多普勒估計中執(zhí)行加權平均，加權是從和各估計相關的可信度導出的。此外，由于可用公共振蕩器偏移控制各個估計，在將其應用到組合解決方案之前對各衛(wèi)星的估計應用一致性測試。最后，如果足夠數目的估計不一致，則再次完全丟棄多普勒估計或暫時中止未決更長積分。
執(zhí)行本發(fā)明的仿真，如在圖5和6中現有技術方法所作的一樣。在圖9和10中提供采樣結果，圖9對應圖5中較高信噪比，但僅使用一秒平均積分(即快三倍)。圖10的結果(其中平均向量積檢測器不符合要求，甚至使用三秒平均時間)對應自適應積分時間策略，它使用一秒，除非可靠性測試失敗。當可靠性測試失敗發(fā)生時，延長積分時間，首先到兩秒，然后到三秒。對于圖10中的結果，積分間隔擴展大約占情形的25％，少于10％的情況要求三秒。多普勒誤差在可接受界限內(即25Hz)占情況的95％還多。現有技術對應誤差是50Hz(從圖6)。
在操作中，本發(fā)明如圖11所述提供校正GPS信號捕獲中的振蕩器頻率誤差的方法50。該方法包括第一步驟52，接收或捕獲至少一個GPS信號。優(yōu)選的，下一步驟是從信號包絡累加相關中構造碼相位估計。更優(yōu)選的，該碼相位估計是從來自相關器的最大幅度和下一最大幅度信號包絡累加值構造的，如CPest＝W1CPest1+w2CPest2給出的，其中CPest1是對應最大累加信號包絡的碼相位估計，CPest2是對應下一最大累加信號包絡的碼相位估計，w1＝E1/Esum，以及w2＝E2/Esum，其中E1是最大累加信號包絡，E2是下一最大累加信號包絡，Esum＝E1+E2。對碼相位估計的進一步求精涉及縮小用于初始捕獲的搜索碼相位間隔，或基于到理想ACF函數表達的曲線擬合。
下一步驟54包括估計多個多普勒偏移。下一步驟56包括相關信號包絡以產生用于多個多普勒估計的每一個的多個相關結果，以確定多普勒調制。相關遵循多普勒調制包絡sin(((πTf/2)/(πTf/2)，其中T是相干積分間隔，f是要解決的頻率誤差。優(yōu)選的，多普勒估計集中在使用來自構造步驟的碼相位估計的多普勒估計。多普勒估計的數目取決于多普勒不精確性(盒寬度)和期望精確性。下一步驟58包括計算在各多普勒估計的多普勒誤差調制包絡峰值和零狀態(tài)之間的幅度間隔(差值)。下一步驟60是搜索峰值和零間隔以尋找產生峰值和零狀態(tài)中最大幅度間隔的多普勒估計。產生調制的峰值和零狀態(tài)之間的最大幅度間隔的多普勒估計定義了用于該至少一個廣播GPS信號的多普勒(頻率)誤差。實際上，由于涉及的計算數目，產生平滑的調制曲線是不實際的。因此，使用單獨的相關結果作為調制sin(x)/x曲線的估計。
在一個實施例中，多普勒調制峰值和零之間的間隔通過對應曲線峰值和零狀態(tài)的最大和最小相關(圖7中的ΔC)之間的幅度差計算。最小(零)發(fā)生在偏移零多普勒誤差(1/T)Hz。優(yōu)選的，在所有累加信號包絡檢測上執(zhí)行搜索，直至在定義峰值和零狀態(tài)的相關幅度中發(fā)現最大差值。在實際中，在多普勒估計(由1/T間隔)的各對累加信號包絡檢測上執(zhí)行搜索，直至在定義峰值和零狀態(tài)和相關中發(fā)現最大差值，如上所述。
在另一個實施例中，多普勒調制的峰值和零值之間的間隔通過曲線擬合相關到sin(x)/x曲線并尋找曲線峰值和任何零值之間的差值來計算。優(yōu)選的，采用峰值和第一零值(圖7A中的ΔC)。本方法的最后一步包括使用頻率誤差校正GPS裝置的定時。
在本發(fā)明的另一實施例中，多普勒曲線擬合使用不是多普勒誤差調制的峰值和零值的其他點例如，可以使用峰值和它的兩個相鄰點擬合到測量的相關數據。該替換實施例被配置為二維曲線擬合到測量的相關數據，如下所述因此，需要相關幅度兩個采樣的最小值來確定該擬合。為獲得最優(yōu)擬合，在某種程度上，曲線擬合問題用最小平方(LS)表示(注意到雖然通常優(yōu)選的使用加權最小平方(WLS)，但對應各多普勒偏移的噪聲采樣是相同的，因此產生WLS解決方案的特例)?；谧钚∑椒教幚硎褂靡韵戮€性模型mres＝Hx+v其中mres代表在多個多普勒偏移(至少2，優(yōu)選的3，包括峰值多普勒值和其相鄰點)的相關幅度余量向量，H是3×2測量梯度矩陣，x是二維校正向量(它的分量代表多普勒誤差，以及假定sinx/x曲線峰值的校正)，v是三維噪聲向量(包括對各個測量相同的噪聲分量)。向量mres是通過從測量相關中減去估計相關幅度得到的。最初通過假定初始相關幅度峰值對應零多普勒誤差獲得估計幅度。發(fā)現測量梯度值作為在假定多普勒偏移值的sinx/x曲線偏導數。給出線性模型，LS解決方案的發(fā)展以直接方式進行，解決方案(從已知偽逆矩陣中找到)在循環(huán)中機械化，集中到確定LS相關何時變得無用的解決方案。在各個循環(huán)迭代中，嵌入x的多普勒和峰值校正值被用于校正假定的多普勒偏移值、測量梯度矩陣元素以及幅度余量向量。
詳細介紹了改進的GPS信號捕獲方法和系統(tǒng)。通過改進振蕩器精確性，可以檢測弱信號。本發(fā)明的信號檢測改進使用多普勒誤差調制的峰值和零值電平之間的間隔來實現，導出可操作在低信噪比的校正。可操作在峰值和零值不同組合的該技術的替換實施例是可能的。進一步的替換實施例是基于曲線擬合到其他多普勒誤差調制采樣，例如，峰值和它的相鄰點。有利的，本發(fā)明的潛在應用是使用GPS要求基于手機位置的任何應用，不論是作為單獨定位源還是和從蜂窩基礎結構導出的地面測量相結合。通過應用所有描述的技術，通?？梢栽趲酌雰榷菐资雰炔东@位置確定數據，在便攜式裝置中這是重要特征，使得E911服務在便攜式產品中可行。
權利要求
1.一種在GPS信號捕獲中校正振蕩器頻率誤差的方法，包括步驟接收至少一個廣播GPS信號；估計多個多普勒偏移；相關該信號以產生用于多個多普勒估計的每一個的多個相關結果；計算對應相關結果對的峰值和零值狀態(tài)的幅度間隔；搜索峰值和零值間隔，以尋找在峰值和零值狀態(tài)產生最大幅度間隔的多普勒估計，找到的多普勒估計定義了用于該至少一個廣播GPS信號的頻率誤差估計；以及應用該頻率誤差估計到GPS裝置的振蕩器頻率，以校正振蕩器頻率誤差。
2.如權利要求1的方法，進一步包括從信號包絡累加中構造碼相位估計的步驟。
3.如權利要求1的方法，進一步包括從最大和下一最大信號包絡累加中構造碼相位估計的步驟。
4.如權利要求3的方法，其中，所述構造碼相位估計是由CPest＝w1CPest1+w2CPest2定義的，其中CPest1是對應最大累加信號包絡的碼相位估計，CPest2是對應下一最大累加信號包絡的碼相位估計，w1＝E1/Esum，以及w2＝E2/Esum，其中E1是最大累加信號包絡，E2是下一最大累加信號包絡，Esum＝E1+E2。
5.如權利要求1的方法，進一步包括步驟從至少一個信號包絡累加構造碼相位估計，用于該至少一個信號包絡累加的碼相位間隔比在接收步驟初始捕獲廣播GPS信號所用的要窄。
6.如權利要求1的方法，進一步包括從自相關函數曲線擬合構造碼相位估計的步驟。
7.如權利要求1的方法，其中，所述相關步驟提供遵循sin(x)/x曲線的相關幅度，并且在計算步驟，從對應曲線峰值和零狀態(tài)的最大和最小相關之間的幅度差值估計間隔。
8.如權利要求7的方法，其中，所述搜索步驟包括在多普勒估計(由1/T間隔)累加信號包絡檢測對上搜索，直至發(fā)現最大差值。
9.如權利要求1的方法，其中，所述接收步驟包括接收多個廣播GPS信號，所述相關步驟包括使用加權最小平方估計確定各信號的多普勒誤差估計的平均值，以提供多普勒誤差調制。
10.如權利要求9的方法，其中，所述搜索步驟的可信度級別是從相關中的最大和下一最大間隔的峰值和零電平近似度確定的，并且如果可信度級別低于閾值則進一步包括步驟決定是丟棄多普勒估計還是繼續(xù)積分直至可信度級別高于該閾值。
全文摘要
用于在GPS信號捕獲中校正振蕩器頻率誤差的方法(50)，包括接收至少一個廣播GPS信號的第一步驟(52)。下一步驟(54)包括估計多個多普勒偏移。下一步驟(56)包括相關該信號以產生用于多個多普勒估計的每一個的多普勒調制。下一步驟(58)包括計算各調制峰值和零狀態(tài)的幅度間隔。下一步驟(60)包括搜索該峰值和零間隔，以尋找在峰值和零狀態(tài)產生最大幅度間隔的多普勒估計。找到的多普勒估計定義了用于至少一個廣播GPS信號的頻率誤差估計，是對所有衛(wèi)星公用的。
文檔編號G01S1/00GK1650187SQ03809592
公開日2005年8月3日 申請日期2003年3月17日 優(yōu)先權日2002年4月30日
發(fā)明者托馬斯·M·金, 喬治·J·蓋爾, 賽弗·基埃依 申請人:摩托羅拉公司(在特拉華州注冊的公司)