專利名稱：一種檢測窄帶基站系統(tǒng)的天饋故障點的裝置和方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及移動通信技術(shù)，特別是涉及一種在窄帶基站系統(tǒng)中進行天饋故障點定位和天饋故障點電壓駐波比測量的裝置和方法。
背景技術(shù)：
在故障電纜中的故障點進行定位以及故障點電壓駐波比(VoltageStanding Wave Ratio，VSWR)測量的方法主要有兩大類一種是時域反射計(Time Domain Reflectometer，TDR)方法，一種是頻域反射計(FrequencyDomain Reflectometer，F(xiàn)DR)方法。相位檢測FDR(Phase Detection FDR，PDFDR)是FDR技術(shù)中的一種，它通過相位檢測來定位故障點，目前主要運用于飛機，火車，汽車等其他交通工具的老化電纜的檢測。
請參考圖1，圖1是PDFDR檢測技術(shù)的原理圖。
掃頻源是一個能夠在一定的掃頻范圍內(nèi)，以一定的步進調(diào)整輸出信號頻率的信號源。掃頻源輸出的信號一部分經(jīng)第一定向耦合器耦合到混頻器的本地頻率(Local Frequency，LF)口，另一部分到電纜故障點后反射，反射信號經(jīng)第二個定向耦合器到混頻器的射頻(Radio Frequency，RF)口。混頻器實際上是一個模擬乘法器，LF信號與RF信號混頻，在混頻器的中頻(Intermediate Frequency，IF)端口輸出的信號有三個主要的頻率分量直流，掃頻源輸出信號頻率和掃頻源輸出信號頻率的2倍頻。其中直流輸出就是用于檢測電纜故障點的信號。對于同一個電纜故障點，直流輸出的值是與掃頻源輸出信號的頻率一一對應(yīng)的。在進行電纜故障點檢測的時候，讓掃頻源按一定的步進頻率掃頻，即讓掃頻源的輸出信號頻率按照一定的步進頻率取掃頻范圍內(nèi)的所有值，得到一組直流輸出的值；然后將這一組直流輸出的值做快速傅立葉反變換(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)，即可得到電纜故障點的位置以及故障點的反射電壓，并進一步通過反射電壓計算出故障點的電壓駐波比VSWR，上述測量和計算工作都是在圖1中的中央處理單元中進行。
按照圖1所示意的PDFDR技術(shù)得到的效果示意圖如圖2所示。在圖2中，上圖是與掃頻源的輸出信號頻率對應(yīng)的混頻器直流輸出的值。其中，橫坐標(biāo)是掃頻源輸出信號的頻率，單位是108Hz；縱坐標(biāo)是混頻器直流輸出的值，單位是伏特。圖2中的下圖是將圖2中的上圖所得到的數(shù)據(jù)經(jīng)過IFFT以后得到的結(jié)果，其中橫坐標(biāo)表示電纜上各點到檢測裝置的距離，單位是米；縱坐標(biāo)表示電纜上各點的反射電壓，單位是伏特。其中，曲線峰值的所在就是電纜故障點的位置，該點的縱坐標(biāo)值表示電纜故障點的反射電壓。
圖1所示的PDFDR技術(shù)，其對于電纜故障點的檢測精度取決于兩個因素，一個是掃頻源的掃頻范圍，一個是電纜故障點距離檢測裝置的距離。掃頻源的掃頻范圍越寬，或者電纜故障點到檢測裝置的距離越遠，檢測精度就越高。但是，對于窄帶基站系統(tǒng)的天饋，掃頻源的掃頻范圍不能超出基站射頻前端的接收濾波器的通帶范圍。這是因為頻率在基站射頻前端的接收濾波器的通帶范圍之外的信號，會在天饋故障點檢測的時候產(chǎn)生多次反射，大大降低檢測的精度。另一方面，天饋故障點可能位于天饋上的任何位置，故障點到檢測裝置的距離可能非常近，這時就有可能造成檢測精度的下降。由于這些限制，現(xiàn)有的窄帶基站系統(tǒng)尚未有完整的天饋故障點定位及天饋故障點VSWR測量方案。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的主要目的在于針對窄帶基站系統(tǒng)的特點，提供一種在窄帶基站系統(tǒng)中進行天饋故障點定位和天饋故障點VSWR測量的裝置和方法，在窄帶基站系統(tǒng)的天饋中，仍能進行較高精度的故障點檢測。
為了達到上述目的，本發(fā)明提供一種檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，包括掃頻源，用于產(chǎn)生掃頻信號，掃頻信號的一部分通過裝置的正向接口輸出到待檢測天饋，另一部分作為混頻器的輸入；延時模塊，用于將通過裝置的反向接口輸入的天饋故障點反射信號延時后輸出到混頻器；混頻器，用于將掃頻信號的一部分，與延時模塊輸出的信號進行混頻，并將混頻后的信號輸出到中央處理單元；中央處理單元，用于根據(jù)混頻器的輸出信號檢測窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點，并將檢測結(jié)果通過裝置的外部數(shù)據(jù)接口輸出。
其中，所述延時模塊為延時線。
其中，所述延時模塊進一步包括環(huán)行器，用于產(chǎn)生和延時線同樣長度的延時時間。
其中，所述延時模塊為環(huán)行器和一端口短路的腔體帶通濾波器。
其中，在所述裝置的反向接口和延時模塊之間進一步包括低噪聲放大器，用于將通過反向接口輸入的天饋故障點反射信號放大后輸出到延時模塊。
其中，在所述混頻器和中央處理單元之間進一步包括低通濾波器，用于將混頻器輸出信號的高頻分量濾除，將混頻器輸出信號的直流分量輸出到中央處理單元。
其中，在所述混頻器和中央處理單元之間，或所述低通濾波器和中央處理單元之間進一步包括運算放大器，用于將混頻器的輸出信號放大后作為中央處理單元的輸入信號，或者將低通濾波器的輸出信號放大后作為中央處理單元的輸入信號。
其中，在所述掃頻源和混頻器，以及掃頻源和裝置的正向接口之間進一步包括定向耦合器，用于將掃頻源產(chǎn)生的掃頻信號中的一部分耦合到混頻器，另一部分耦合到裝置的正向接口。
其中，在所述掃頻源和定向耦合器之間進一步包括隔離器，用于防止掃頻源產(chǎn)生的信號被反射回掃頻源。
為了達到上述目的，本發(fā)明還提供了一種檢測窄帶基站的天饋故障點的方法，包括步驟A，在掃頻范圍內(nèi)輸出一組掃頻信號，將每個掃頻信號的一部分輸出到混頻器，將每個掃頻信號的另一部分輸出到待檢測天饋；步驟B，對于每一個掃頻信號，將天饋故障點反射后的信號延時后輸入混頻器，并且與掃頻信號混頻后輸出混頻信號；步驟C，根據(jù)與所述一組掃頻信號對應(yīng)的一組混頻信號得到峰值電壓和峰值位置；步驟D，根據(jù)峰值電壓計算出故障點電壓駐波比，并根據(jù)峰值位置計算出故障點位置。
其中，在步驟A之前進一步包括步驟E校準延時等效長度，并得到開路電壓和短路電壓；步驟D所述根據(jù)故障點反射電壓計算出故障點電壓駐波比為用開路電壓和短路電壓將峰值電壓修正后計算故障點電壓駐波比；步驟D所述根據(jù)峰值位置計算出故障點位置為用峰值位置減去延時等效長度作為故障點位置。
其中，步驟E所述校準延時等效程度，并得到開路電壓和短路電壓包括步驟E1，在掃頻范圍內(nèi)輸出一組掃頻信號，將每個掃頻信號的一部分輸出到混頻器，將每個掃頻信號的另一部分輸出到輸入接口接匹配負載，輸出接口開路的標(biāo)準定向耦合器的正向接口；步驟E2，對于每一個掃頻信號，將標(biāo)準定向耦合器的反向接口所輸出的信號延時后輸入混頻器，并且與掃頻信號混頻后輸出混頻信號；步驟E3，根據(jù)與所述一組掃頻信號對應(yīng)的一組混頻信號得到峰值電壓和峰值位置，以峰值電壓作為開路電壓，以峰值位置作為開路長度；步驟E4，在掃頻范圍內(nèi)輸出一組掃頻信號，將每個掃頻信號的一部分輸出到混頻器，將每個掃頻信號的另一部分輸出到輸入接口接匹配負載，輸出接口短路的標(biāo)準定向耦合器的正向接口；步驟E5，對于每一個掃頻信號，將標(biāo)準定向耦合器的反向接口所輸出的信號延時后輸入混頻器，并且與掃頻信號混頻后輸出混頻信號；步驟E6，根據(jù)與所述一組掃頻信號對應(yīng)的一組混頻信號得到峰值電壓和峰值位置，以峰值電壓作為短路電壓，以峰值位置作為短路長度；步驟E7，以開路長度和短路長度的平均值作為延時等效長度。
采用本發(fā)明所提供的技術(shù)方案，在掃頻源帶寬受限的情況下，通過在檢測裝置內(nèi)部加入了延時器件以及環(huán)行器，增加了故障點到檢測電路的距離，解決了由于窄帶基站系統(tǒng)的天饋中信號相對帶寬窄、檢測長度短的特點導(dǎo)致的檢測精度下降的問題。


圖1是PDFDR檢測技術(shù)的原理圖。
圖2是PDFDR檢測技術(shù)的效果示意圖。
圖3是本發(fā)明的窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點檢測裝置的方框圖。
圖4是本發(fā)明提供的窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點檢測方法的流程圖。
圖5是本發(fā)明提供的窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點檢測方法的校準流程圖。
圖6是本發(fā)明使用的標(biāo)準定向耦合器的方框圖。
具體實施例方式
本發(fā)明的核心思想在于，在采用PDFDR技術(shù)進行天饋故障點檢測的裝置內(nèi)部，通過加入延時器件來增加天饋故障點到檢測裝置的距離，從而在窄帶基站系統(tǒng)的天饋中進行較高精度的故障點檢測。
為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面結(jié)合附圖及具體實施例對本發(fā)明作進一步地詳細描述。
請參考圖3，圖3是本發(fā)明提供的窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點檢測裝置的方框圖。
掃頻源，用于在一定的掃頻范圍內(nèi)，輸出不同頻率的信號。其輸入是由中央處理單元輸出的控制信號，輸出連接到隔離器。
隔離器，用于防止掃頻源輸出的信號被定向耦合器反射回掃頻源，其輸入連接到掃頻源，輸出連接到定向耦合器。
定向耦合器，用于將隔離器輸出的掃頻信號中的一部分耦合到混頻器，將掃頻信號中的另一部分耦合到裝置的正向接口，并進一步通過檢測裝置的正向接口到達窄帶基站系統(tǒng)的天饋。
低噪聲放大器，用于將通過檢測裝置的反向接口輸入的天饋故障點反射信號進行低噪聲放大。
環(huán)行器和延時器件，用于對天饋故障點反射信號產(chǎn)生延時作用。其中環(huán)行器用于將延時器件的延時能力提高一倍。延時器件可以是延時線，也可以是一端口短路的帶通濾波器，如果是延時線，則環(huán)行器是可選的，如果是一端口短路的帶通濾波器，則必須要使用環(huán)行器。由于對延時器件的功率容量和插入損耗要求不是很高，因此可以將濾波器的腔體做得很小，有利于電路板的布置和成本控制。這樣就可以將這個天饋故障點檢測裝置集成在窄帶基站系統(tǒng)內(nèi)部。
混頻器，用于將定向耦合器輸出的掃頻信號與天饋故障點反射信號進行混頻，其輸入端分別連接到定向耦合器和環(huán)行器，輸出端連接到低通濾波器。
由于掃頻信號和天饋故障點反射信號的頻率相同，因此在連接混頻器時，可以將掃頻信號連接到混頻器的LF口，將天饋故障點反射信號連接到混頻器的RF口；也可以將掃頻信號連接到混頻器的RF口，將天饋故障點反射信號連接到混頻器的LF口。
低通濾波器，用于將混頻器的輸出信號中的高頻分量濾除，僅留下直流分量。即，濾除混頻器輸出信號中的掃頻源輸出信號頻率分量和掃頻源輸出信號頻率的2倍頻率分量。可以用模擬濾波器實現(xiàn)，也可以用數(shù)字濾波器實現(xiàn)。
運算放大器，用于將信號放大。如果上述低通濾波器用模擬濾波器實現(xiàn)，則運算放大器位于模擬低通濾波器和中央處理單元之間；如果上述低通濾波器用數(shù)字濾波器實現(xiàn)，則運算放大器位于混頻器和數(shù)字低通濾波器之間。
中央處理單元，用于將運算放大器輸出的直流信號進行采樣量化和計算，還用于將計算結(jié)果通過外部數(shù)據(jù)接口輸出，以及用于控制掃頻源產(chǎn)生掃頻信號。
請參考圖4，圖4是本發(fā)明提供的窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點檢測方法的流程圖。
步驟401，將天饋故障點檢測裝置的正向接口接窄帶基站射頻前端的正向接口，將天饋故障點檢測裝置的反向接口接窄帶基站射頻前端的反向接口。
步驟402，令掃頻信號的頻率取掃頻范圍內(nèi)的第一個頻率。
步驟403，將掃頻信號的一部分耦合到混頻器，另一部分耦合到待檢測天饋。
步驟404，接收待檢測天饋故障點反射的信號。
步驟405，將天饋故障點反射信號延時。
步驟406，將天饋故障點反射信號和掃頻信號混頻，產(chǎn)生混頻信號。
步驟407，測量并記錄混頻信號中直流分量的幅度。
步驟408，判斷掃頻信號的頻率是否取遍了掃頻范圍內(nèi)的所有頻率，如果取遍則執(zhí)行步驟410，否則執(zhí)行步驟409。
步驟409，令對比信號的頻率取掃頻范圍內(nèi)的下一個頻率，返回執(zhí)行步驟402。
步驟410，將所記錄的混頻信號中的直流分量的幅度作IFFT。
步驟411，得到IFFT后的峰值電壓以及峰值位置。
步驟412，以峰值電壓作為修正前的天饋故障點反射電壓，以峰值位置作為修正前的天饋故障點位置。
步驟413，利用事先校準的開路長度、開路電壓、短路長度和短路電壓，對修正前的天饋故障點位置和天饋故障點反射電壓進行修正，得到修正后的天饋故障點位置和天饋故障點反射系數(shù)。
設(shè)修正前的天饋故障點位置為L，修正后的天饋故障點位置為Lreal，開路長度為lopen，短路長度為lshort，天饋的介電常數(shù)為εr，則修正后的天饋故障點位置按照如下公式計算Lreal=L-lshort+lopen2ϵr]]>設(shè)修正前的天饋故障點反射電壓為vpeak，修正后的天饋故障點反射電壓為vpeak′，天饋的損耗系數(shù)為αdB每米，則修正后的天饋故障點反射電壓按照如下公式計算vpeak′=vpeak10-2*Lreal*α20]]>進一步，設(shè)天饋故障點的反射系數(shù)為Γ，開路電壓為vopen，短路電壓為vshort，則天饋故障點的反射系數(shù)按照如下公式計算Γ=2*vpeak′(vshort+vopen)]]>步驟414，根據(jù)天饋故障點反射系數(shù)得到天饋故障點VSWR。按照以下公式計算天饋故障點VSWRVSWR=1+|Γ|1-|Γ|]]>這樣就完成了天饋故障點的定位和天饋故障點VSWR的測量。
需要說明的是，為了使測量結(jié)果更加準確，可以在上述的窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點檢測方法中某些位置加入額外的步驟，具體為在步驟402和步驟403之間，加入信號隔離步驟，防止步驟402產(chǎn)生的掃頻信號在進行步驟403的耦合處理時發(fā)生反射；在步驟404和步驟405之間，將天饋故障點反射信號進行低噪聲放大；在步驟406和步驟407之間，將混頻信號進行運算放大。
需要說明的是，步驟407所述測量并記錄混頻信號中直流分量的幅度，需要對混頻信號進行低通濾波處理，這里的低通濾波處理可以是數(shù)字低通濾波也可以是模擬低通濾波。如果采用數(shù)字低通濾波，則上述將混頻信號進行運算放大的步驟位于步驟406和低通濾波之間；如果采用模擬低通濾波，則上述將混頻信號進行運算放大的步驟位于低通濾波和步驟407之間。
采用上述的窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點檢測方法進行實際的天饋故障點檢測時，在第一次檢測之前，需要采用如圖6所示的標(biāo)準耦合器對天饋故障點檢測裝置進行校準，即測量圖3所示的環(huán)行器和延時器件所能產(chǎn)生的等效延時長度。
請參考圖5，圖5是校準本發(fā)明的窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點檢測裝置的流程圖。
步驟501，將天饋故障點檢測裝置的正向接口接標(biāo)準定向耦合器的正向接口，將天饋故障點檢測裝置的反向接口接標(biāo)準定向耦合器的反向接口，將標(biāo)準定向耦合器的輸入接口接匹配負載。
步驟502，將標(biāo)準定向耦合器的輸出接口開路。
步驟503，執(zhí)行步驟402到步驟411，將步驟411得到的峰值電壓作為開路電壓，將步驟411得到的峰值位置作為開路長度。
步驟504，將標(biāo)準定向耦合器的輸出接口短路。
步驟505，執(zhí)行步驟402到步驟411，將步驟411得到的峰值電壓作為短路電壓，將步驟411得到的峰值位置作為短路長度。
其中，開路長度和短路長度的平均值就是環(huán)行器和延時器件能產(chǎn)生的延時等效長度。開路電壓和短路電壓的平均值作為計算天饋故障點反射系數(shù)時的參考值。開路長度、短路長度、開路電壓和短路電壓都存儲在中央處理單元中，在每次進行天饋故障點檢測的時候都要用到。
按照以上方法以及實際系統(tǒng)的參數(shù)進行的仿真結(jié)果如表一所示。由于天饋故障點反射系數(shù)和天饋故障點VSWR是一一對應(yīng)的關(guān)系，因此表一中僅僅給出了仿真得到的天饋故障點反射系數(shù)的比較結(jié)果。在表一中，實際故障點反射系數(shù)是已知的，實際故障點位置也是已知的，將檢測所得到的故障點位置和實際故障點位置相比，以及將檢測所得到的反射系數(shù)和實際的反射系數(shù)相比，可以看出本發(fā)明所提供的天饋故障點檢測裝置的精確程度。
仿真時采用的掃頻源，其掃頻范圍為450MHz到460MHz。按照圖5所述的校準步驟可以得到lshort＝18.170m，lopen＝18.756m，vshort＝0.687V，vopen＝0.649V，則環(huán)行器加上延時器件的等效延時長度為18.463米。

表一由表一可見，采用本發(fā)明提供的天饋故障點檢測裝置，故障點定位相對誤差在15％之內(nèi)，反射系數(shù)檢測的絕對誤差小于0.04，完全能夠滿足工程的需要，因此可以對天饋故障點進行有效的檢測。尤其是對于故障點靠近檢測裝置，例如故障點位置為1米的情況，仍然能夠很精確的進行檢測。
以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并非用于限定本發(fā)明的保護范圍。凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，該裝置包括掃頻源，用于產(chǎn)生掃頻信號，掃頻信號的一部分通過裝置的正向接口輸出到待檢測天饋，另一部分作為混頻器的輸入；延時模塊，用于將通過裝置的反向接口輸入的天饋故障點反射信號延時后輸出到混頻器；混頻器，用于將掃頻信號的一部分，與延時模塊輸出的信號進行混頻，并將混頻后的信號輸出到中央處理單元；中央處理單元，用于根據(jù)混頻器的輸出信號檢測窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點，并將檢測結(jié)果通過裝置的外部數(shù)據(jù)接口輸出。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，所述延時模塊為延時線。
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，所述延時模塊進一步包括環(huán)行器，用于產(chǎn)生和延時線同樣長度的延時時間。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，所述延時模塊為環(huán)行器和一端口短路的腔體帶通濾波器。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，在所述裝置的反向接口和延時模塊之間進一步包括低噪聲放大器，用于將通過反向接口輸入的天饋故障點反射信號放大后輸出到延時模塊。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，在所述混頻器和中央處理單元之間進一步包括低通濾波器，用于將混頻器輸出信號的高頻分量濾除，將混頻器輸出信號的直流分量輸出到中央處理單元。
7.根據(jù)權(quán)利要求1或6所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，在所述混頻器和中央處理單元之間，或所述低通濾波器和中央處理單元之間進一步包括運算放大器，用于將混頻器的輸出信號放大后作為中央處理單元的輸入信號，或者將低通濾波器的輸出信號放大后作為中央處理單元的輸入信號。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，在所述掃頻源和混頻器，以及掃頻源和裝置的正向接口之間進一步包括定向耦合器，用于將掃頻源產(chǎn)生的掃頻信號中的一部分耦合到混頻器，另一部分耦合到裝置的正向接口。
9.根據(jù)權(quán)利要求8所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，其特征在于，在所述掃頻源和定向耦合器之間進一步包括隔離器，用于防止掃頻源產(chǎn)生的信號被反射回掃頻源。
10.一種檢測窄帶基站的天饋故障點的方法，其特征在于，該方法包括步驟A，在掃頻范圍內(nèi)輸出一組掃頻信號，將每個掃頻信號的一部分輸出到混頻器，將每個掃頻信號的另一部分輸出到待檢測天饋；步驟B，對于每一個掃頻信號，將天饋故障點反射后的信號延時后輸入混頻器，并且與掃頻信號混頻后輸出混頻信號；步驟C，根據(jù)與所述一組掃頻信號對應(yīng)的一組混頻信號得到峰值電壓和峰值位置；步驟D，根據(jù)峰值電壓計算出故障點電壓駐波比，并根據(jù)峰值位置計算出故障點位置。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的方法，其特征在于，在步驟A之前進一步包括步驟E校準延時等效長度，并得到開路電壓和短路電壓；步驟D所述根據(jù)故障點反射電壓計算出故障點電壓駐波比為用開路電壓和短路電壓將峰值電壓修正后計算故障點電壓駐波比；步驟D所述根據(jù)峰值位置計算出故障點位置為用峰值位置減去延時等效長度作為故障點位置。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的檢測窄帶基站的天饋故障點的方法，其特征在于，步驟E所述校準延時等效程度，并得到開路電壓和短路電壓包括步驟E1，在掃頻范圍內(nèi)輸出一組掃頻信號，將每個掃頻信號的一部分輸出到混頻器，將每個掃頻信號的另一部分輸出到輸入接口接匹配負載，輸出接口開路的標(biāo)準定向耦合器的正向接口；步驟E2，對于每一個掃頻信號，將標(biāo)準定向耦合器的反向接口所輸出的信號延時后輸入混頻器，并且與掃頻信號混頻后輸出混頻信號；步驟E3，根據(jù)與所述一組掃頻信號對應(yīng)的一組混頻信號得到峰值電壓和峰值位置，以峰值電壓作為開路電壓，以峰值位置作為開路長度；步驟E4，在掃頻范圍內(nèi)輸出一組掃頻信號，將每個掃頻信號的一部分輸出到混頻器，將每個掃頻信號的另一部分輸出到輸入接口接匹配負載，輸出接口短路的標(biāo)準定向耦合器的正向接口；步驟E5，對于每一個掃頻信號，將標(biāo)準定向耦合器的反向接口所輸出的信號延時后輸入混頻器，并且與掃頻信號混頻后輸出混頻信號；步驟E6，根據(jù)與所述一組掃頻信號對應(yīng)的一組混頻信號得到峰值電壓和峰值位置，以峰值電壓作為短路電壓，以峰值位置作為短路長度；步驟E7，以開路長度和短路長度的平均值作為延時等效長度。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種檢測窄帶基站的天饋故障點的裝置，包括掃頻源，用于產(chǎn)生掃頻信號，掃頻信號的一部分輸出到待檢測天饋，另一部分作為混頻器的輸入；延時模塊，用于將天饋故障點反射信號延時后輸出到混頻器；混頻器，用于將掃頻信號與延時模塊輸出的信號進行混頻，并將混頻后的信號輸出到中央處理單元；中央處理單元，用于根據(jù)混頻器的輸出信號檢測窄帶基站系統(tǒng)天饋故障點。本發(fā)明還公開了一種檢測窄帶基站的天饋故障點的方法。采用本發(fā)明所提供的技術(shù)方案，解決了由于窄帶基站系統(tǒng)的天饋中信號相對帶寬窄、檢測長度短的特點導(dǎo)致的檢測精度下降的問題。
文檔編號G01R27/06GK1852062SQ200510132238
公開日2006年10月25日 申請日期2005年12月22日 優(yōu)先權(quán)日2005年12月22日
發(fā)明者艾鳴, 許海堤 申請人:華為技術(shù)有限公司