專利名稱:小尺寸低功耗短程雷達及其控制的方法
技術(shù)領(lǐng)域:
本發(fā)明涉及一種短程雷達以及其控制的方法,尤其涉及一種采用如下技術(shù)的短程雷達及其控制的方法,這種技術(shù)具體來說,用于利用簡單和小尺寸的配置實現(xiàn)在分配給汽車雷達或用于輔助視力殘障者行走的雷達的從22GHz至29GHz的準毫米波段(UWB超寬頻帶)的范圍內(nèi)使用的短程雷達,并且從用于在預(yù)定周期輻射窄寬度脈沖波(短距離波)到空間并且接收和檢測從存在于空間的目標反射的波,以基于其檢測的輸出分析在所述空間存在的目標的這些短程雷達中,實現(xiàn)低功耗。
背景技術(shù):
使用傳統(tǒng)的已知的脈沖波探測空中目標的脈沖雷達,基本上具有如圖14所示的配置。
也就是說,在如圖14所示的這種脈沖雷達10中,在預(yù)定周期Tg接收從隨后描述的控制部分16輸出的觸發(fā)信號G時,發(fā)射機部分11產(chǎn)生具有與觸發(fā)信號G同步的預(yù)定寬度和預(yù)定載頻的脈沖波Pt,并且經(jīng)由發(fā)射天線11a將所產(chǎn)生的脈沖波輻射到空間。
該脈沖波Pt通過在空間1中存在的目標1a反射,使得其反射波Pr由接收機部分12的接收天線12a接收,接著通過檢測器電路13檢測被接收的波。
信號處理器部分15基于在當從發(fā)射機部分11發(fā)射脈沖波時被定義為參考定時的同時從接收機部分12輸出檢測輸出D時的定時,或者例如其輸出波形,分析在空間1中存在的目標1a。
控制部分16基于信號處理器部分15等的處理結(jié)果,對發(fā)射機部分11和接收機部分12作出各種控制。
這樣一種脈沖雷達10的基本配置在下面的專利文獻1和2中被公開專利文獻1Jpn.Pat.Appln.KOKAI Publication No.7-012921專利文獻2Jpn.Pat.Appln.KOKAI Publication No.8-313619在具有這樣一種基本配置的脈沖雷達中,下面兩種類型的脈沖雷達被認為是近年來已經(jīng)被設(shè)計為實際可用的汽車雷達。
出于諸如防止機動車碰撞或控制駕駛之類的在高速駕駛時輔助的目的,通過使用毫米波段頻率(77GHz)和在長距離情況下探查具有高輸出的窄角度范圍,進行了第一種類型的脈沖雷達的開發(fā)。
出于諸如汽車的死角輔助和將車入庫輔助之類的在低速駕駛時輔助的目的,通過在使用亞毫米(quasi millimeter)波段頻率(22GHz至29GHz)和在長距離情況下探查具有低輸出的寬角度范圍,對第二種類型的脈沖雷達進行了開發(fā)。
在該第二種類型脈沖雷達中使用的亞毫米波段通常稱作為UWB(超寬頻帶),并且被用在醫(yī)用雷達、用于弱視者的行走輔助雷達以及短距離通信系統(tǒng)等以及汽車雷達。
由于UWB是寬頻段,因此,在雷達系統(tǒng)中,可以使用具有比1ns更短寬度的短脈沖,并且期待可以實現(xiàn)具有高距離分辨率的短程雷達。
發(fā)明內(nèi)容
然而,實際上為了實現(xiàn)使用UWB并且具有高距離分辨率的短程雷達,存在隨后所述的要解決的幾個問題。
最重要的問題之一是,盡管在將汽車雷達合并到各種車輛,或者用于視覺障礙者輔助行走的雷達的便攜式使用中需要減少尺寸并且低功耗,但是傳統(tǒng)的脈沖雷達不能充分響應(yīng)這樣一種需求。
即,從通過傳統(tǒng)的脈沖雷達的接收機部分12可以獲得相位信息的事實,可以將正交型檢測器電路用作檢測器電路13。
如圖15所示的該正交型檢測器電路13利用分配器13a同相分支輸入信號S,并且分別輸入被分支的信號到兩個混頻器13b和13c。
這里,在通過利用90度分配器13d劃分為每個具有90度相位差的信號之后,本地信號L被分別輸入到兩個混頻器13b和13c。
接著,兩個混頻器13b和13c將輸入信號S和被劃分成每個具有90度相位差的信號的本地信號L混頻。
本地信號L被用來例如分支來自如圖14所示的發(fā)射機部分11的脈沖波(發(fā)射波)的部分。
接著,兩個濾波器13e和13f從來自兩個混頻器13b和13c的輸出分量采樣基帶分量I和Q。
利用如圖14所示的信號處理器部分15在經(jīng)由例如采樣保持電路或A/D轉(zhuǎn)換器(盡管未示出)等處理之后執(zhí)行對這些基帶分量I和Q的計算處理,由此使得可能掌握輸入信號S,即來自如圖14a所示的目標1a的反射波Pr的強度和相位。
因此,這樣一種正交型的檢測器電路13不僅要求兩個混頻器13b和13c,而且要求兩種系統(tǒng),如跟隨這些混頻器的電路,如采樣保持電路或A/D轉(zhuǎn)換器,并且存在的問題是脈沖雷達的設(shè)備結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜,導(dǎo)致更高的成本。
而且,正交型檢測器電路13要求放大器等,因為存在要求用具有足夠的功率的本地信號提供給兩個混頻器13b和13c,并且存在的問題是,脈沖雷達的整個設(shè)備結(jié)構(gòu)變得復(fù)雜,導(dǎo)致高功耗。
而且,在亞毫米波段的90度分配器13d因為其分布恒定類型和小損耗在環(huán)形“環(huán)形波導(dǎo)(rat race)”類型中是適合的。
因此,問題是這種“環(huán)形波導(dǎo)”類型結(jié)構(gòu)的90度分配器13d幾乎不與IC電路混合,并且電路結(jié)構(gòu)變得尺寸更大。
此外,用在正交型檢測器電路13中的本地信號L的頻率,正如上面所述,是接收頻率本身,而且處于高電平。因此,需要嚴重的屏蔽,以便防止電纜鋪設(shè)或泄漏元件的接收。因此,問題是將設(shè)備尺寸下降變得困難。
另一方面,可能要考慮帶有用在功率測量等中的二極管的峰值監(jiān)測器電路,代替使用如上所述的具有復(fù)雜結(jié)構(gòu)和高功耗的正交型檢測器電路。
因此,具有二極管的峰值檢測器電路在原理上講響應(yīng)速度低,無法檢測具有如上所述的1ns或更少的短脈沖的接收信號。
此外,在用作目標1a的目標具有諸如金屬平板之類的高反射因子的情形中,發(fā)射脈沖波形類似于從目標反射和返回的接收波形。
在此情形中,如前面所述,通過分支發(fā)射波用作本地信號的正交型檢測器電路13被用作檢測器電路,利用信號處理器部分15獲得檢測的輸出的相關(guān),由此使得可能檢測到具有高靈敏度的目標。
因此,相對于具有分散特性的目標,如人體,即使正交型檢測器電路13被用作檢測器電路,接收脈沖具有長的拖尾,并且其波形與理想的波形不同。因此,問題是相關(guān)輸出變小,并且雷達感測能力更低。
為了解決與傳統(tǒng)技術(shù)相關(guān)聯(lián)的如上所述的問題,作出了本發(fā)明。本發(fā)明的目的是提供短程雷達和用于控制短程雷達的方法,該短程雷達在UWB中可用,尺寸小并且功耗低。
為了實現(xiàn)如上所述目的,根據(jù)本發(fā)明的第一個方面,提供了一種短程雷達,包括發(fā)射機部分(21),其輻射短程波(Pt)到空間(1);接收機部分(30),其具有檢測器電路(33),該檢測器電路(33)包括分支電路(34),用于接收利用發(fā)射機部分(21)輻射到空間(1)的短程波(Pt)的反射波(Pr)并同相地將該反射波(Pr)的信號分支成第一和第二信號(V1,V2);線性乘法器(35),用于將由分支電路(34)同相分支的第一和第二信號(V1,V2)線性相乘;以及低通濾波器(36),用于采樣來自線性乘法器(35)的輸出信號基帶分量;信號處理器部分(40),用于基于來自接收機部分(30)的輸出執(zhí)行存在于空間(1)中的目標(1a)的分析處理;以及控制部分(50),用于基于來自信號處理器部分(40)的分析結(jié)果,對于發(fā)射機部分(21)和接收機部分(30)中的至少一個作出預(yù)定控制。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第二方面,進一步提供了根據(jù)第一方面的短程雷達,其中檢測器電路(33)的線性乘法器(35)包括吉爾伯特混頻器。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第三方面,進一步提供了根據(jù)第一方面的短程雷達,其中所述接收機部分(30)具有采樣保持電路(37),用于對于檢測器電路(33)的輸出信號執(zhí)行積分并且保持和輸出積分結(jié)果。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第四方面,進一步提供了根據(jù)第三方面的短程雷達,其中所述控制部分(50)基于來自信號處理器部分(40)的處理結(jié)果可變地控制接收機部分(30)的采樣保持電路(37)的積分開始定時和積分時間。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第五方面,進一步提供了根據(jù)第一方面的短程雷達,其中和所述采樣保持電路(37)一樣地提供多個采樣保持電路(37A、37B、37C、37D),并且所述多個采樣保持電路(37A、37B、37C、37D)每個相對于來自檢測器電路(33)的輸出信號在彼此不同的周期中執(zhí)行積分。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第六方面,進一步提供了根據(jù)第一方面的短程雷達,其中在發(fā)射機部分(21)提供了用于放大短程波(Pt)的功率放大器(25),在接收機部分(30)提供了用于放大反射波(Pr)的信號的低噪聲放大器(32),以及所述控制部分(50)控制在接收機部分(30)提供的功率放大器(25)和在接收機部分(30)提供的低噪聲放大器(32)中的至少一個的增益,使得輸入到接收機部分(30)的檢測器電路(33)的反射波(Pr)的信號電平(R’)在線性乘法器(35)的線性工作范圍內(nèi)。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第七方面,進一步提供了根據(jù)第一方面的短程雷達,其中所述發(fā)射機部分(21)提供有脈沖發(fā)生器(23),用于產(chǎn)生具有預(yù)定寬度的脈沖信號(Pa);以及振蕩器(24),用于操作僅僅在輸入來自脈沖發(fā)生器(23)的脈沖信號(Pa)并且輸出作為短程波(Pt)的信號的周期振蕩,而在沒有輸入脈沖信號(Pa)的周期停止振蕩操作。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第八方面,進一步提供了根據(jù)第一方面的短程雷達,其中所述控制部分(50)在發(fā)射機部分(21)輻射短程波(Pt)到空間(1)和輻射下一個短程波(Pt)到空間(1)的周期停止給發(fā)射機部分(21)電源。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第九方面,進一步提供了根據(jù)第一方面的短程雷達,其中所述控制部分(50)除了與輻射到空間(1)的短程波(Pt)有關(guān)的反射波(Pr)的信號由接收機部分(30)接收的周期外,在發(fā)射機部分(21)輻射短程波(Pt)到空間(1)接著輻射下一個短程波(Pt)到空間(1)的周期,停止給接收機部分(30)的電源。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十方面,進一步提供了根據(jù)第一方面的短程雷達,其中所述第一和第二接收機部分(30A、30B)如所述接收機部分(30)一樣提供每個具有按預(yù)定距離彼此隔開提供的第一和第二接收天線(31A、31B),以用于接收反射波(Pr),以及信號處理器部分(40)基于來自第一和第二接收機部分(30A、30B)的輸出信號分析存在于空間(1)中的目標(1a)的方向。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十一方面,進一步提供了根據(jù)第二方面的短程雷達,其中用作檢測器電路(33)的線性乘法器(35)的吉爾伯特混頻器包括第一差分放大器(35a),包括第一和第二晶體管(Q1,Q2),每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第一和第二晶體管(Q1,Q2)的發(fā)射極公共電流通路連接到恒流源(I1);第二差分放大器(35b),包括第三和第四晶體管(Q3,Q4),每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第三和第四晶體管(Q3,Q4)的發(fā)射極公共電流通路連接到所述第一差分放大器(35a)的第一晶體管(Q1)的集電極輸出端;第三差分放大器(35c),包括第五和第六晶體管(Q5,Q6),每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第五晶體管(Q5)的基極輸入端共同連接到第二差分放大器(35b)的第四晶體管(Q4)的基極輸入端,所述第五和第六晶體管(Q5,Q6)的發(fā)射極公共電流通路連接到所述第一差分放大器(35a)的第二晶體管的集電極輸出端;第一負載電阻(R3)和第一輸出端(OUT1),其分別共同連接到第二差分放大器(35b)的第三晶體管(Q3)的集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第五晶體管(Q5)的集電極輸出端;第二負載電阻(R4)和第二輸出端(OUT2),其分別共同連接到第二差分放大器(35b)的第四晶體管(Q4)的集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第六晶體管的集電極輸出端;分別串聯(lián)連接在第一對線(+,-)和地線之間的第一低通濾波器(LPF1)和第二低通濾波器(LPF2),用于發(fā)送由所述分支電路(34)同相分支的第一信號(V1),所述第一低通濾波器(LPF1)包括第一和第二線圈(L1,L2)和第一電阻(R9),所述第二低通濾波器(LPF2)包括第三和第四線圈(L3,L4)和第二電阻(R10);分別串聯(lián)連接在第二對線(+,-)和地線之間的第三低通濾波器(LPF3)和第四低通濾波器(LPF4),用于發(fā)送由所述分支電路(34)同相分支的第二信號(V2),所述第三低通濾波器(LPF3)包括第五和第六線圈(L5,L6)和第三電阻(R11),所述第四低通濾波器(LPF4)包括第七和第八線圈(L7,L8)和第四電阻(R12);第一和第二發(fā)射極跟隨器電路(EF1,EF2),包括第七和第八晶體管(Q7,Q8),其每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端,所述第七和第八晶體管(Q7,Q8)的基極輸入端每個連接到第一和第二線圈(L1,L2)以及第三和第四線圈(L3,L4)的連接中間點,作為第一和第二低通濾波器(LPF1,LPF2)每個的輸出端;第三和第四發(fā)射極跟隨器電路(EF3,EF4),包括第九和第十晶體管(Q9,Q10),其每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端,所述第九和第十晶體管(Q9,Q10)的基極輸入端每個連接到第五和第六線圈(L5,L6)以及第七和第八線圈(L7,L8)的連接中間點,作為第三和第四低通濾波器(LPF4)每個的輸出端;所述第五低通濾波器(LPF5)包括連接在第二差分放大器(35b)的第三晶體管(Q3)的公共集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第五晶體管(Q5)和第一負載電阻(R3)之間的第九線圈(L9);連接在第二差分放大器(35b)的第三晶體管(Q3)的公共集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第五晶體管(Q5)和第一輸出端(OUT1)之間的第十線圈(L10);以及所述第六低通濾波器(EPF6)包括連接在第二差分放大器(35b)的第四晶體管(Q4)的公共集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第六晶體管(Q6)和第二負載電阻(R4)之間的第十一線圈(L11);連接在第二差分放大器(35b)的第四晶體管(Q4)的公共集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第六晶體管(Q6)和第二輸出端(OUT2)之間的第十二線圈(L12),其中第一差分放大器(35a)的第一和第二晶體管(Q1,Q2)的每個基極輸入端分別連接到第一和第二發(fā)射極跟隨器電路(EF1,EF2)的每個輸出端,由此將利用分支電路(34)同相分支的第一信號(V1)輸入到第一差分放大器(35a);以及第二差分放大器(35b)的第三晶體管(Q3)和第三差分放大器(35c)的第六晶體管的每個基極輸入端分別連接到第三和第四發(fā)射極跟隨器電路(EF3,EF4)的每個輸出端,由此將利用分支電路(34)同相分支的第二信號(V2)輸入到第二和第三差分放大器(35c),并且由此可以將第一和第二信號(V1,V2)的線性相乘的輸出從第一和第二輸出端(OUT1,OUT2)中的至少一個引出。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十二方面,提供了一種控制短程雷達的方法,包括步驟配備發(fā)射機部分(21)、接收機部分(30)和線性乘法器(35);利用所述發(fā)射機部分(21)輻射短程波(Pt)到空間(1);利用接收機部分(30)接收輻射到空間(1)的短程波(Pt)的反射波(Pr)以便同相地將反射波(Pr)的信號分支為第一和第二信號(V1,V2);利用線性乘法器(35)將所述第一和第二信號(V1,V2)線性相乘以便輸出線性相乘的信號;從線性乘法器(35)的輸出信號中采樣基帶分量;基于所述基帶分量執(zhí)行對存在于空間(1)的目標(1a)的分析處理;以及基于所述分析處理的結(jié)果對所述發(fā)射機部分(21)和接收機部分(30)中的至少一個執(zhí)行預(yù)定控制。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十三方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十二方面的控制短程雷達的方法,其中所述輸出線性相乘信號的步驟包括通過利用吉爾伯特混頻器作為線性乘法器(35)執(zhí)行線性乘法用于輸出線性相乘的信號的步驟。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十四方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十二方面的控制短程雷達的方法,還包括步驟在執(zhí)行所述分析處理步驟之前,相對于基帶分量執(zhí)行積分并且保持和輸出積分結(jié)果的步驟。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十五方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十四方面的控制短程雷達的方法,其中所述相對于基帶分量執(zhí)行積分的步驟包括基于所述分析處理的結(jié)果相對于基帶分量可變地控制積分的開始定時和積分時間的步驟。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十六方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十四方面的控制短程雷達的方法,其中所述相對于基帶分量執(zhí)行積分的步驟包括通過利用多個采樣保持電路(37A、37B、37C、37D)在相對于基帶分量的多個彼此不同的多個周期中執(zhí)行積分。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十七方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十二方面的控制短程雷達的方法,其中在發(fā)射機部分(21)提供用于放大短程波(Pt)的功率放大器(25),在接收機部分(30)提供用于放大反射波(Pr)的信號的低噪聲放大器(32),以及作出預(yù)定控制的步驟包括如下步驟將在發(fā)射機部分(21)提供的功率放大器(25)和接收機部分(30)提供的低噪聲放大器(32)中的至少一個的增益控制在線性乘法器(35)的線性工作范圍內(nèi)。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十八方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十二方面的控制短程雷達的方法,其中所述利用發(fā)射機部分(21)輻射短程波(Pt)到空間(1)的步驟包括如下步驟產(chǎn)生具有預(yù)定寬度的脈沖信號(Pa);僅僅在輸入脈沖信號(Pa)的周期中作出振蕩操作,以便將輸出信號作為短程波(Pt)輸出;以及在不輸入脈沖信號(Pa)的周期期間停止振蕩操作,以便不將輸出信號作為短程波(Pt)輸出。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第十九方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十二方面的控制短程雷達的方法,其中所述作出預(yù)定控制的步驟包括如下步驟在發(fā)射機部分(21)輻射短程波(Pt)到空間(1)并且接著輻射下一個短程波(Pt)到空間(1)的周期中停止給發(fā)射機部分(21)的電源。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第二十方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十二方面的控制短程雷達的方法,其中所述作出預(yù)定控制的步驟包括如下步驟除了相對于輻射到空間(1)的短程波(Pt)的反射波(Pr)的信號利用接收機部分(30)接收的周期外,在發(fā)射機部分(21)輻射短程波(Pt)到空間(1)并且接著輻射下一個短程波(Pt)到空間(1)的周期中,停止給接收機部分(30)的電源。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第二十一方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十二方面的控制短程雷達的方法,其中像所述接收機部分(30)那樣提供第一和第二接收機部分(30A、30B),它們中每個具有以預(yù)定距離彼此隔開提供的接收天線,以便接收反射波(Pr),以及執(zhí)行分析處理的步驟包括基于來自第一和第二接收機部分(30A、30B)的輸出信號分析存在于空間(1)的目標(1a)的方向的步驟。
為了實現(xiàn)如上所述的目的,根據(jù)本發(fā)明的第二十二方面,進一步提供了根據(jù)本發(fā)明的第十二方面的控制短程雷達的方法,其中在輸出線性相乘的信號的步驟中,用作線性乘法器(35)的吉爾伯特混頻器包括第一差分放大器(35a),包括第一和第二晶體管(Q1,Q2),每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第一和第二晶體管(Q1,Q2)的發(fā)射極公共電流通路連接到恒流源(I1);第二差分放大器(35b),包括第三和第四晶體管(Q3,Q4),每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第三和第四晶體管(Q3,Q4)的發(fā)射極公共電流通路連接到所述第一差分放大器(35a)的第一晶體管(Q1)的集電極輸出端;第三差分放大器(35c),包括第五和第六晶體管(Q5,Q6),每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第五晶體管(Q5)的基極輸入端共同連接到第二差分放大器(35b)的第四晶體管(Q4)的基極輸入端,所述第五和第六晶體管(Q5,Q6)的發(fā)射極公共電流通路連接到所述第一差分放大器(35a)的第二晶體管的集電極輸出端;第一負載電阻(R3)和第一輸出端(OUT1),其分別共同連接到第二差分放大器(35b)的第三晶體管(Q3)的集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第五晶體管(Q5)的集電極輸出端;第二負載電阻(R4)和第二輸出端(OUT2),其分別共同連接到第二差分放大器(35b)的第四晶體管(Q4)的集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第六晶體管的集電極輸出端;分別串聯(lián)連接在第一對線(+,-)和地線之間的第一低通濾波器(LPF1)和第二低通濾波器(LPF2),用于發(fā)送由所述分支電路(34)同相分支的第一信號(V1),所述第一低通濾波器(LPF1)包括第一和第二線圈(L1,L2)和第一電阻(R9),所述第二低通濾波器(LPF2)包括第三和第四線圈(L3,L4)和第二電阻(R10);分別串聯(lián)連接在第二對線(+,-)和地線之間的第三低通濾波器(LPF3)和第四低通濾波器(LPF4),用于發(fā)送由所述分支電路(34)同相分支的第二信號(V2),所述第三低通濾波器(LPF3)包括第五和第六線圈(L5,L6)和第三電阻(R11),所述第四低通濾波器(LPF4)包括第七和第八線圈(L7,L8)和第四電阻(R12);第一和第二發(fā)射極跟隨器電路(EF1,EF2),包括第七和第八晶體管(Q7,Q8),其每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端,所述第七和第八晶體管(Q7,Q8)的基極輸入端每個連接到第一和第二線圈(L1,L2)以及第三和第四線圈(L3,L4)的連接中間點之一,作為第一和第二低通濾波器(LPF1,LPF2)每個的輸出端;第三和第四發(fā)射極跟隨器電路(EF3,EF4),包括第九和第十晶體管(Q9,Q10),其每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端,所述第九和第十晶體管(Q9,Q10)的基極輸入端每個連接到第五和第六線圈(L5,L6)以及第七和第八線圈(L7,L8)的連接中間點之一,作為第三和第四低通濾波器(LPF4)每個的輸出端;所述第五低通濾波器(LPF5)包括連接在第二差分放大器(35b)的第三晶體管(Q3)的公共集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第五晶體管(Q5)和第一負載電阻(R3)之間的第九線圈(L9);連接在第二差分放大器(35b)的第三晶體管(Q3)的公共集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第五晶體管(Q5)和第一輸出端(OUT1)之間的第十線圈(L10);以及所述第六低通濾波器(EPF6)包括連接在第二差分放大器(35b)的第四晶體管(Q4)的公共集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第六晶體管(Q6)和第二負載電阻(R4)之間的第十一線圈(L11);連接在第二差分放大器(35b)的第四晶體管(Q4)的公共集電極輸出端和第三差分放大器(35c)的第六晶體管(Q6)和第二輸出端(OUT2)之間的第十二線圈(L12),其中第一差分放大器(35a)的第一和第二晶體管(Q1,Q2)的每個基極輸入端分別連接到第一和第二發(fā)射極跟隨器電路(EF1,EF2)的每個輸出端,由此將利用分支電路(34)同相分支的第一信號(V1)輸入到第一差分放大器(35a);以及第二差分放大器(35b)的第三晶體管(Q3)和第三差分放大器(35c)的第六晶體管的每個基極輸入端分別連接到第三和第四發(fā)射極跟隨器電路(EF3,EF4)的每個輸出端,由此將利用分支電路(34)同相分支的第二信號(V2)輸入到第二和第三差分放大器(35c),并且由此可以將第一和第二信號(V1,V2)的線性相乘的輸出從第一和第二輸出端(OUT1,OUT2)中的至少一個引出。
例如如上所述的結(jié)構(gòu),根據(jù)本發(fā)明的短程雷達和對其控制的方法,檢測器電路利用線性乘法器將通過由分支電路分支所接收的反射波信號獲得的信號相乘,以獲得其平方分量,并且利用濾波器從其平方分量中采樣基帶分量,由此檢測反射波信號。因此,不需要本地信號用于檢測,同時,其結(jié)構(gòu)被簡化,使得致力于實現(xiàn)尺寸小功耗低的短程雷達成為可能。
此外,根據(jù)本發(fā)明的短程雷達和對其控制的方法是一種與傳統(tǒng)的相關(guān)處理不同的接收波的功率積分體制,由此適合于檢測具有所謂大分散特性的如人體的目標,其中發(fā)射脈沖和接收脈沖的波形彼此大大不同。
而且,根據(jù)本發(fā)明的短程雷達和對其控制的方法,僅僅在輸入脈沖的周期中使得振蕩操作并且作為發(fā)射波輸出的振蕩器被用在發(fā)射機部分,由此防止殘余載波產(chǎn)生。
當檢測到反射波信號時,在傳統(tǒng)的正交檢測系統(tǒng)中,出現(xiàn)諸如由于當本地信號間歇性地產(chǎn)生時的暫態(tài)響應(yīng)導(dǎo)致的不穩(wěn)定特性之類的問題。然而,本發(fā)明針對平方檢測系統(tǒng),其檢測特性基本上不依賴于發(fā)射波形,并且當檢測到如上所述的反射波時可以沒有任何問題地平滑地應(yīng)用。
即根據(jù)本發(fā)明的短程雷達和對其控制的方法,如上所述,其中不產(chǎn)生殘余載波的短脈沖產(chǎn)生系統(tǒng)和平方載波系統(tǒng)彼此組合,由此使得能夠有助于利用簡單結(jié)構(gòu)實現(xiàn)適合于檢測具有各種散射特性的目標的短程雷達。
圖1是描述根據(jù)本發(fā)明的短程雷達的第一實施例的系統(tǒng)配置的框圖;圖2是描述根據(jù)如圖1所示的第一實施例的短程雷達的發(fā)射機部分中使用的發(fā)射機的一個例子的框圖。
圖3是出于描述如圖2所示的發(fā)射機的操作的目的以脈沖串形狀輸出的長方形形狀形成的信號Pb和輸入到發(fā)射機的周期Tg的脈沖信號Pa的視圖;圖4是描述在根據(jù)如圖1所示的第一實施例的短程雷達的發(fā)射機部分中使用的發(fā)射機的另一個例子的框圖;圖5A是描述作為用在根據(jù)如圖1所示的第一實施例的短程雷達的接收機部分中的檢測器電路的線性乘法器的例子使用的吉爾伯特(Gilbert)混頻器的基本類型的電路示意性視圖。
圖5B是描述如圖5A所示的吉爾伯特混頻器的改進型的電路示意性視圖。
圖6是出于描述如圖5A和5B的吉爾伯特混頻器的操作的目的,示出了以脈沖串形狀同相輸入到吉爾伯特混頻器的正弦波信號S(t)和從吉爾伯特混頻器輸出的平方波S(t)2及其包絡(luò)(基帶)W。
圖7是示出在使用如圖5B所示的吉爾伯特混頻器的情形中,線性乘法器的頻率特性的測量結(jié)果的視圖。
圖8是示出在采用如圖5B所示的吉爾伯特混頻器的情形中,當對響應(yīng)于脈寬1ns的輸入信號的線性乘法器的輸出進行7GHz帶寬限制時利用低通濾波器所獲得的基帶分量的觀測波形的視圖;圖9是示出在采用如圖5B所示的吉爾伯特混頻器的情形中的線性乘法器的輸入和輸出特性的測量結(jié)果的視圖;圖10是示出如圖1所示的第一實施例的短程雷達的接收機部分中使用的采樣保持電路的原理結(jié)構(gòu)的視圖;圖11是用來解釋根據(jù)如圖1所示的第一實施例的短程雷達的操作的時序圖;圖12是描述根據(jù)本發(fā)明的短程雷達的第二實施例的實質(zhì)性部分的結(jié)構(gòu)的框圖;圖13是描述根據(jù)本發(fā)明的短程雷達的第三實施例的實質(zhì)性部分的結(jié)構(gòu)的框圖;圖14是描述傳統(tǒng)的脈沖雷達的基本結(jié)構(gòu)的框圖;圖15是描述用在如圖14所示的傳統(tǒng)的脈沖雷達中的正交類型的檢測器電路的基本結(jié)構(gòu)的框圖;圖16是亞毫米波段UWB和期望使用頻帶(推薦的帶寬)的頻譜屏蔽(spectrum mask)的視圖。
具體實施例方式
下面將參照附圖描述根據(jù)本發(fā)明的短程雷達的一些實施例。
(第一實施例)首先,將針對根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的短程雷達的結(jié)構(gòu)進行描述。
圖1是描述根據(jù)本發(fā)明的第一實施例的短程雷達20的結(jié)構(gòu)的框圖。
根據(jù)本發(fā)明的短程雷達20基本上包括輻射短脈沖Pt到空間1的發(fā)射機部分21;具有檢測器電路33的接收機部分30,該檢測器電路33包括分支電路34、線性乘法器35和低通濾波器36,所述分支電路34接收利用該發(fā)射機部分21輻射到空間1的短程波Pt的反射波Pr,并且將該反射波Pr的信號R’同相地分支為第一和第二信號V1和V2,所述線性乘法器35將利用該分支電路34同相分支的第一和第二信號V1和V2線性相乘,所述低通濾波器36從來自線性乘法器35的輸出信號采樣基帶分量;信號處理部分40,其基于來自該接收機部分30的輸出執(zhí)行對在空間1存在的目標1a的分析處理;以及控制部分50,其基于來自該信號處理器部分40的分析結(jié)果,對發(fā)射機部分21和接收機部分30中的至少一個進行預(yù)定的控制。
此外,用于控制根據(jù)本發(fā)明的短程雷達的方法基本上包括步驟配備發(fā)射機部分21、接收機部分30和線性乘法器35;利用發(fā)射機部分21輻射短程波Pt到空間1;利用該接收機部分30接收輻射到空間1的短程波Pt的反射波Pr,并且將反射波Pt的信號R’同相地分支為第一和第二信號V1和V2;利用線性乘法器35將第一和第二信號V1和V2線性相乘以便輸出線性相乘的信號;從該線性相乘的輸出信號采樣基帶分量;基于該基帶分量對在空間1存在的目標1a執(zhí)行分析處理;以及基于該分析結(jié)果對發(fā)射機部分21和接收機部分30中的至少一個進行預(yù)定控制。
具體來說,在圖1中所示的短程雷達20包括發(fā)射機部分21、接收機部分30、模擬/數(shù)字(A/D)轉(zhuǎn)換器50、信號處理部分40、和控制部分50。
在預(yù)定周期Tg每次發(fā)射機部分21接收從控制部分50輸出的觸發(fā)信號Gt時,該發(fā)射機部分經(jīng)由發(fā)射機天線22輻射具有以如隨后所述那樣產(chǎn)生的預(yù)定帶寬Tp(例如,1ns)的預(yù)定載頻Fc(例如,26GHz)的短程波Pt到空間1。
發(fā)射機天線22可以和隨后所述的接收機部分30中的接收天線31共用。
如圖1所示,發(fā)射機部分21具有脈沖發(fā)生器23,用于產(chǎn)生具有與來自控制部分50的觸發(fā)信號G同步的帶寬Tp的脈沖信號Pa;振蕩器24,用于在從脈沖發(fā)生器23接收脈沖信號Pa的期間Tp振蕩并輸出具有預(yù)定載頻Fc的信號;功率放大器25,用于放大來自該振蕩器24的輸出信號;頻段抑制濾波器(BRF)26,用于響應(yīng)于來自該功率放大器25的輸出信號抑制不必要的頻帶外的輻射;以及發(fā)射機天線22,將已經(jīng)穿過該BRF 26的信號作為發(fā)射波提供給該發(fā)射機天線22。
這里,考慮了振蕩器24的一些配置。
圖2是示出根據(jù)如圖1所示的第一實施例的短程雷達的發(fā)射機部分21中使用的振蕩器24的一個配置例子的框圖。
即,如圖2所示,該振蕩器24包含兩輸入、兩輸出類型的門電路24a,其中,相互集成共用的輸入與(AND)電路和與非(NAND)電路;與該門電路24a的輸入部分連接的發(fā)射極跟隨器類型的第一和第二輸入緩沖器24b和24c;以及延遲電路24e,用于將與輸出緩沖器24d連接的門電路24a的反相輸出延遲預(yù)定的延遲時間,并將該延遲的反相輸出輸入到第一輸入緩沖器24b。
該延遲電路24e包括例如帶狀線等。
當具有周期Tg的脈沖信號Pa從振蕩器24輸入到輸入緩沖器24c時,如圖3(a)所示,具有預(yù)定頻率(載頻)的方波輸出信號Pb被振蕩并且以脈沖串形狀輸出,如圖3(b)所示。
來自該振蕩器24的輸出信號Pb的頻率依據(jù)輸入緩沖器24b和門電路24a的輸入和輸出之間的延遲時間和延遲電路24e的延遲時間的總和確定。
這里,輸入緩沖器24b和門電路24a的輸入和輸出之間的延遲時間通常是依據(jù)電路器件確定的固定值。
因此,提供了一種結(jié)構(gòu)以便改變延遲電路24e的某些常數(shù),并由此將振蕩器24的輸出信號Pb的振蕩頻率大致設(shè)置在所述UWB的中心頻率(例如,26GHz)。
圖4是描述在根據(jù)如圖1所示的第一實施例的短程雷達的發(fā)射機部分21中使用的振蕩器24的配置的另一個例子的框圖。
即,根據(jù)如圖4所述的配置的該例子的振蕩器24具有放大器24f;用作該放大器24f的負載的諧振器24g;以及反饋電路24h,用于將放大器24f的輸出正反饋到輸入側(cè)以便形成其在諧振器24g的諧振頻率(例如,26GHz)振蕩的振蕩器電路。
而且,在根據(jù)該配置的例子的該振蕩器24中,可以利用脈沖信號Pa控制開關(guān)操作的開關(guān)24i被提供在放大器24f的輸入側(cè)(或輸出側(cè))和地線之間。
根據(jù)該配置例子的該振蕩器24,當在脈沖信號Pa被輸入期間開關(guān)24i被斷開時振蕩。此外,在沒有輸入脈沖信號Pa期間,開關(guān)24i被閉合,反饋回路的一端和地線短路,由此振蕩停止。
這里,提供了這樣一種配置,使得利用開關(guān)24i在放大器24f的輸入側(cè)和地線之間建立短路和斷開。
因此,可以提供這樣一種配置,使得利用開關(guān)24i在放大器24f的輸出側(cè)和地線之間建立短路和斷開。
利用根據(jù)如圖2和4所示的這些配置中的任何一種的振蕩器24的發(fā)射機部分21被配置來利用脈沖信號Pa控制振蕩器24本身的振蕩操作。因此,原則上沒有載波泄漏發(fā)生。
因此,當使用UWB時,僅僅相對于在振蕩的時刻輸出的短程波的瞬時功率時可以考慮如隨后所述規(guī)定的功率密度的管制。因此發(fā)射波功率可以在根據(jù)UWB標準管制的功率密度的限制內(nèi)被同時有效地用到最大值,因為沒有載波泄漏發(fā)生。
如圖2和4所示的振蕩器24的如上所述配置每個都作為例子提供。在另一個電路配置的情況下,例如,通過同樣響應(yīng)于脈沖信號Pa接通和關(guān)斷振蕩器電路的電力(電流源等),可以獲得如上所述的沒有載波泄漏的脈沖串波。
為了獲得這樣的脈沖串波,傳統(tǒng)上是使用放大移位鍵控(ASK)系統(tǒng),通過使用開關(guān)用來脈沖調(diào)制(通/斷)24GHz的載波信號(連續(xù)波)。
因此,在這樣一種傳統(tǒng)的ASK系統(tǒng)中,在開關(guān)斷開(OFF)時的隔離是不完全的,并且發(fā)生載波泄漏。而且,在短程雷達中,斷開(OFF)時間比接通(ON)時間(例如,1ns)壓倒性地長幾千倍到幾萬倍。因此,即使發(fā)生輕微的載波泄漏,總的來說還是產(chǎn)生了大的殘余載波功率。
該殘余載波限制了相對于短程雷達的發(fā)射波的反射波的實質(zhì)的接收靈敏度,因此使雷達探測范圍變窄,并且難以檢測具有低反射系數(shù)的障礙物。
此外,相對于UWB雷達系統(tǒng),F(xiàn)CC(聯(lián)邦通信委員會)在下面的非專利文獻1中規(guī)定在22GHz至29GHz的帶寬中的平均功率密度是-41dBm/MHz或更少,并且峰值功率密度是0dBm/50MHz或更少。
非專利文獻1 FCC02-08,新的部分15規(guī)則,“FIRST REPORT ANDORDER(第一報告和命令)”即,在如上所述UWB雷達系統(tǒng)中,在22GHz至29GHz的帶寬中的能量總量被限制。因此,如果殘余載波大,則發(fā)射波的輸出電平必須被同時地設(shè)置得低,并且探測距離等大大受限。
為了解決該問題,如從圖16中由實線表示的UWB推薦的帶寬中由虛線表示的,短程雷達的發(fā)射波的中心頻率被保留到為多普勒雷達分配的從24.05GHz至24.25GHz的窄帶寬(短程設(shè)備SRD)的帶寬,由此認為可以避免由FCC對殘余載波的管制。
然而,在此情形中,如圖16所示,存在RR(國際無線電通信規(guī)則(International Radio Communication Rules))用于保護接近SRD的EESS(地面?zhèn)刹煨l(wèi)星)的無源傳感器的輻射限制帶寬,并且對該輻射限制帶寬的嚴重干擾令人擔憂。
相比之下,在本發(fā)明中,如上所述,一種通過利用脈沖信號Pa控制通/斷(ON/OFF)振蕩操作本身以主要地防止殘余載波的產(chǎn)生的系統(tǒng)采用了作為振蕩器24的配置,并且由此雷達發(fā)射波的頻率可以在如圖16所示那樣規(guī)定的頻譜屏蔽的推薦帶寬內(nèi)自由地設(shè)置。
而且,在本發(fā)明中,發(fā)射波的頻率可以被設(shè)置使得充分避免如上所述的輻射限制帶寬的干擾。
從如上所述的振蕩器24輸出的信號Pb利用功率放大器24放大,并且該被放大的信號經(jīng)由BRF 26作為具有預(yù)定載頻Fc(例如,26GHz)的短程波Pt被提供給發(fā)射機天線22。
在這種方式中,短程波Pt從發(fā)射機天線22被輻射到作為探測目標的空間1。
功率放大器25的增益可以利用控制部分50任意可變地控制。
另一方面,接收機部分30經(jīng)由接收天線31接收來自在空間1的目標1a的反射波Pr;利用LNA(低噪聲放大器)32放大反射波Pr的信號R;然后通過檢測器電路33檢測由具有大約2GHz的帶寬的帶通濾波器(BPF)41限制了帶寬的反射波Pr的信號R′。
LNA 32的增益可以由控制部分50可變地控制。
檢測器電路33包括分支電路34,用于同相(0度)地將從BPF 41輸出的反射波Pr的信號R′劃分為第一信號V1和第二信號V2;線性乘法器35,用于將同相劃分的兩信號即第一信號V1和第二信號V2線性地相乘;以及低通濾波器(LPF)36,用于從線性乘法器36的輸出信號中采樣基帶分量W。
線性乘法器35包括如使用雙平衡的混頻器的一些系統(tǒng),并且通過利用吉爾伯特混頻器配置乘法器的方法被認為為以高速操作的方法。
如圖5所示,該吉爾伯特混頻器基本上包括第一至第三差分放大器35a、35b和35c。
接著,將第一信號V1差分地輸入到第一差分放大器35a,第二信號V2差分地輸入到與該第一差分放大器35a的負載側(cè)連接的第二和第三差分放大器35b和35c。在這種方式中,只有等于第一信號V1和第二信號V2之積的反相線性相乘的信號分量-(V1×V2)和正相線性相乘的信號分量(V1×V2)從第二和第三差分放大器35b和35c的公共負載電阻R3和R4輸出。
具體來說,在該吉爾伯特混頻器中,第一差分放大器35a包括第一和第二晶體管Q1和Q2,每個具有基極輸入端、集電極輸出端、以及發(fā)射極公共電流通路,其中第一和第二晶體管Q1和Q2的每個基極輸入端連接到第一信號源V1,而發(fā)射極公共電流通路經(jīng)由恒流源I1和第一偏置電源Vb1串接到地線。
第一和第二晶體管Q1和Q2的發(fā)射極公共電流通路從發(fā)射極電阻R1和R2的連接中間點引出,而第二晶體管Q2的基極輸入端經(jīng)由第二偏置電源Vb2連接到地線。
此外,第二差分放大器35b包括第三和第四晶體管Q3和Q4,其每個具有基極輸入端、集電極輸出端、以及發(fā)射極公共電流通路,其中第三和第四晶體管Q3和Q4的基極輸入端的每個連接到第二信號源V2,而第三和第四晶體管Q3和Q4的發(fā)射極公共電流通路連接到第一差分放大器35a的第一晶體管Q1的集電極輸出端。
此外,第三差分放大器35a包括第五和第六晶體管Q5和Q6,其每個具有基極輸入端、集電極輸出端、以及發(fā)射極公共電流通路,其中第五和第六晶體管Q5和Q6的基極輸入端的每個連接到第二信號源V2,而第五和第六晶體管Q5和Q6的發(fā)射極公共電流通路連接到第一差分放大器35a的第二晶體管Q2的集電極輸出端。
第二差分放大器35b的第四晶體管Q4和第三差分放大器35c的第五晶體管Q5的每個的基極輸入端彼此連接,并且還經(jīng)由第三偏置電源Vb3連接到地線。
而且,第二差分放大器35b的第三晶體管Q3的集電極輸出端和第三差分放大器35c的第五晶體管Q5的集電極輸出端經(jīng)由負載電阻R3共同連接到地線,并且還連接到第一輸出端OUT1。
而且,第二差分放大器35b的第四晶體管Q4的集電極輸出端和第三差分放大器35c的第六晶體管Q6的集電極輸出端經(jīng)由負載電阻R4共同連接到地線,并且還連接到第二輸出端OUT2。
在這種方式中,可以從第一和第二輸出端OUT1或OUT2得出第一和第二信號V1和V2的線性相乘的輸出-(V1×V2)和(V1×V2)中的至少一個。
當如圖6(a)所示的正弦信號S(t)例如利用所述吉爾伯特混頻器,作為第一和第二信號V1和V2同相地以脈沖串形狀輸入到如此配置的線性乘法器35時,其產(chǎn)生作為通過輸入信號S(t)平方獲得的波(S(t)2)的如圖6(b)所示的輸出信號,并且其包絡(luò)(基帶)W與輸入信號S(t)的功率成正比。
在這種方式中,可以利用微波單塊集成電路(MMC),將使用包括用在檢測器電路33中的多個差分放大器的吉爾伯特混頻器的線性乘法器35配置得尺寸非常小。而且,不像傳統(tǒng)的正交類型的檢測器電路,不必提供本地信號,同時由此減少了功耗。
同時,使用具有如圖5A的基本電路配置的吉爾伯特混頻器的線性乘法器35的響應(yīng)曲線具有為在UWB中使用要改進的余地。
因此,本發(fā)明人通過進行改進已經(jīng)改進了其響應(yīng)特性,以便使用具有如圖5A所示的基本電路配置的吉爾伯特混頻器執(zhí)行線性乘法器的輸入/輸出部分的阻抗匹配或峰值校正等,并且已經(jīng)實現(xiàn)了完全可以用于UWB的線性乘法器。
圖5B示出了由本發(fā)明人實現(xiàn)的改進類型的吉爾伯特混頻器的電路配置。
在圖5B中,具有如圖5A所示的基本電路配置的吉爾伯特混頻器的相同組成元件被指定相同的標號。在此省略重復(fù)的描述。
也就是說,如圖5B所示,在改進類型的吉爾伯特混頻器中,第二差分放大器35b的第三和第四晶體管Q3和Q4的發(fā)射極公共電流通路從發(fā)射極電阻R5和R6的公共中間點引出。此外,第三差分放大器35c的第五和第六晶體管Q5和Q6的發(fā)射極公共電流通路從發(fā)射極電阻R7和R8的連接中間點引出。
如同第一差分放大器35a的第一和第二晶體管Q1和Q2的發(fā)射極電阻R1和R2那樣,盡管這些成對使用的發(fā)射極電阻R5和R6、以及R7和R8從原理上講是所希望的,但是,即使去除它們,在實際的電路配置中不會有多么嚴重的問題發(fā)生。
此外,在如圖5B所示的改進型吉爾伯特混頻器中,在下面的具體配置中所描述的第一至第四低通濾波器LPF1、LPF2、LPF3和LPF4以及第一至第四發(fā)射極跟隨器電路EF1、EF2、EF3和EF4被提供在第一至第三差分放大器35a、35b和35c的輸入部分。
在如圖5B所示的改進型吉爾伯特混頻器中,在下面的具體配置中所描述的第五和第六低通濾波器LPF5和LPF6被提供在第二至第三差分放大器35b和35c的輸出部分。
也就是說,根據(jù)如圖5B所示的改進型的吉爾伯特混頻器的具體配置,包括串聯(lián)連接的第一和第二線圈L1和L2和第九電阻R9的第一低通濾波器LPF1和包括第三和第四線圈L3和L4以及第十電阻R10的第二低通濾波器LPF2分別被提供在用于發(fā)射利用分支電路34同相分支的第一信號V1的第一對線+和-以及地線之間。
此外,在該改進型的吉爾伯特混頻器中,包括串聯(lián)連接的第五和第六線圈L5和L6和第十一電阻R11的第三低通濾波器LPF3和包括第七和第八線圈L7和L8以及第十二電阻R12的第四低通濾波器LPF4,分別被提供在用于發(fā)射利用分支電路34同相分支的第二信號V2的第二對線+和-以及地線之間。
此外,該改進型的吉爾伯特混頻器包括每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端的第七和第八晶體管Q7和Q8。該混頻器包括第一和第二發(fā)射極跟隨器電路EF1和EF2,其中第七和第八晶體管Q7和Q8的每個基極輸入端連接到第一和第二線圈L1和L2以及第三和第四線圈L3和L4的連接中間點作為第一和第二低通濾波器LFP1和LPF2的輸出端。
此外,該改進型的吉爾伯特混頻器包括每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端的第九和第十晶體管Q9和Q10。該混頻器包括第三和第四發(fā)射極跟隨器電路EF3和EF4,其中第九和第十晶體管Q9和Q10的每個基極輸入端的連接到第五和第六線圈L5和L6以及第七和第八線圈L7和L8的連接中間點作為第三和第四低通濾波器LFP3和LPF4的輸出端。
從用于發(fā)射第一和第二信號V1和V2的第一和第二對線+和-中,第二和第三偏置電源Vb2和Vb3連接在線-和地線之間。
這里,在第七和第八晶體管Q7和Q8和第九和第十晶體管Q9和Q10的每個發(fā)射極中,將第13至第16電阻分別連接在恒流源I1和偏置電源Vb1之間的連接中間點處。
此外,第一差分放大器35a的第一和第二晶體管Q1和Q2的每個基極輸入端連接到第一和第二發(fā)射極跟隨器電路EF1和EF2的每個輸出端。
此外,第二和第三差分放大器35b和35c的第三和第六晶體管Q1和Q2的每個基極輸入端連接到第三和第四發(fā)射極跟隨器電路EF3和EF4的每個輸出端。
此外,第二差分放大器35b的第三晶體管Q3的集電極輸出端和第三差分放大器35c的第五晶體管Q5的集電極輸出端經(jīng)由第九線圈L9共同連接到負載電阻R3,并且經(jīng)由第十線圈L10連接到第一輸出端OUT1。
這里,第九線圈L9、負載電阻R3和第十線圈L10組成了第五低通濾波器LPF5。
此外,第二差分放大器35b的第四晶體管Q4的集電極輸出端和第三差分放大器35c的第六晶體管Q6的集電極輸出端經(jīng)由第十一線圈L11共同連接到地線,并且經(jīng)由第十二線圈L12連接到第二輸出端OUT2。
這里,第十一線圈L11、負載電阻R4和第十二線圈L12組成了第六低通濾波器LPF6。
在這種方式中,第一和第二信號V1和V2的線性相乘輸出-(V1×V2)和(V1×V2)中的至少一個可以從第一和第二輸出端OUT1和OUT2引出。
也就是說,將例如如圖6(a)所示的正弦形狀的信號S(t)作為第一和第二信號V1和V2同相地以脈沖串形狀輸入到利用如圖5B所示的吉爾伯特混頻器這樣配置的改進的線性乘法器35,其輸出信號為如圖6(b)所示的通過輸入信號S(t)平方而獲得的波形(S(t)2)產(chǎn)生的信號。其包絡(luò)(基帶)W和如圖5A所示的利用吉爾伯特混頻器的基本線性乘法器35的情況一樣與輸入信號S(t)的功率成正比。
此外,利用如圖5B所示的為在檢測器電路33中使用而改進的吉爾伯特混頻器的線性乘法器35可以利用微波單塊集成電路(MMC)配置得尺寸非常小。而且,與傳統(tǒng)的正交類型的檢測器電路不同,不需要提供本地信號,因此,與如圖5A所示的使用吉爾伯特混頻器的基本的線性乘法器35的情形一樣同時地減少了功耗。
因此,在按如上所述那樣配置的圖5B所示的改進的吉爾伯特混頻器中,在第一至第三差分放大器35a、35b和35c的輸入部分提供每個都具有高Q的第一至第四低通濾波器LPF1、LPF2、LPF3和LPF4以及第一至第四發(fā)射極跟隨器電路EF1、EF2、EF3和EF4。在這種方式中,輸入阻抗被提高,并且獲得了峰化(peaking)效果。
此外,在如圖5B所示的改進型吉爾伯特混頻器中,在第二至第三差分放大器35b和35c的輸出部分提供第五至第六低通濾波器LPF5和LPF6,由此維持了峰化(peaking)效果。
在這種方式中,改進了如圖5B所示的改進型吉爾伯特混頻器,使得在使用具有如圖5A所示的基本電路配置的吉爾伯特混頻器的線性乘法器35的輸入/輸出部分,能夠阻抗匹配或峰化校正等。因此,其響應(yīng)特性被有效地改善,并且可以提供使用能夠完全用在UWB中的吉爾伯特混頻器的改進的線性乘法器35。
圖7示出了使用如圖5B所示的改進型吉爾伯特混頻器的線性乘法器35的頻率特性的測量結(jié)果。
即,按照如圖7所示的使用改進型吉爾伯特混頻器的線性乘法器35的頻率特性的測量結(jié)果,在-3dB內(nèi)的帶寬延伸到大約27GHz,并且確定對其UWB中心是載頻(例如,26GHz)的短程雷達提供充分的適應(yīng)性(adaptability)。
圖8示出了在利用觀測示波器觀測基帶分量W的情形中的波形(平均數(shù)64),所述觀測基帶分量W通過利用低通濾波器36對與使用如圖5B所示的改進型的吉爾伯特混頻器的線性乘法器35的具有脈沖寬度1ns的輸入信號有關(guān)的輸出施加7GHz寬度限制獲得。
即,按照如圖8所示的觀測波形,通過觀測示波器的計算功能獲得的平均上升時間被設(shè)置為大約59ps,而平均下降時間被設(shè)置為大約36ps(從80%到20%的下降時間),并且發(fā)現(xiàn)提供了極端高速的響應(yīng)特性。
圖9示出了使用如圖5B所示的改進型的吉爾伯特混頻器的線性乘法器35的輸入/輸出特性的測量結(jié)果。
即,按照如圖9所示的測量結(jié)果,發(fā)現(xiàn)輸入電平在-30dBm至-5dBm的寬范圍可獲得良好的線性。
因此,在-30dBm至-5dBm的所述范圍內(nèi)控制輸入信號(V1,V2)的電平,由此使用如圖5B所示的吉爾伯特混頻器的改進的線性乘法器35的輸出精確地指示輸入信號的功率。
此外,將利用如上所述的檢測器電路33獲得的基帶信號W輸入到采樣保持電路37。
采樣保持電路37的原理如圖10所示,其具有用于經(jīng)由開關(guān)37c輸入基帶信號W到使用電阻37a和電容37b的積分器電路的配置。
當來自脈沖發(fā)生器38的脈沖信號Pc處于高電平(可以是低電平)時,開關(guān)37c閉合,并且基帶信號W被積分。當脈沖信號Pc處于低電平時,開關(guān)37c打開,由電容37b保持積分結(jié)果。
當假定采樣保持電路37的采樣周期,即脈沖信號Pc的周期,等于觸發(fā)信號G的采樣周期時,采樣周期可以是觸發(fā)信號G的周期Tg的整數(shù)倍。
脈沖產(chǎn)生器38接收與觸發(fā)信號G同步的信號G’(或觸發(fā)信號G本身),并且響應(yīng)于信號G延遲由控制部分50限定的時間間隔Td。此外,該脈沖產(chǎn)生器產(chǎn)生具有由控制部分50限定的寬度Tc的脈沖信號Pc并向采樣保持電路37輸出所產(chǎn)生的信號。
緊接在保持之后,利用A/D轉(zhuǎn)換器39將由采樣保持電路37在積分之后保持的信號H轉(zhuǎn)換為數(shù)字值,并將該轉(zhuǎn)換的數(shù)字值輸入到信號處理器部分40。
信號處理器部分40基于在接收機部分30獲得的信號H分析存在于空間1中的目標1a;利用輸出設(shè)備廣播其分析結(jié)果,盡管未示出(例如,顯示和語音產(chǎn)生器);以及將控制要求的信息通知給控制部分50。
控制部分50按照針對于該短程雷達20預(yù)定的調(diào)度(程序)或響應(yīng)于信號處理器部分40的處理結(jié)果,對于發(fā)射機部分21和接收機部分30的至少一個作出各種預(yù)定控制。
現(xiàn)在,在此描述該短程雷達20的操作的例子。
控制部分50在該短程雷達20的探測操作的初始設(shè)置中將功率放大器25的增益設(shè)置為預(yù)定值;例如,在最大值設(shè)置LNA 32的增益;以及提供具有周期Tg(例如,10us)的觸發(fā)信號G給發(fā)射機部分21的脈沖產(chǎn)生器23。
在這種方式中,當將具有如圖11A所示的寬度Tp(例如,1ns)的脈沖信號Pa輸入到發(fā)射機部分21的振蕩器24時,發(fā)射機部分21經(jīng)由功率放大器25和BRF 26從發(fā)射機天線22以如圖11B所示的載頻Fc(例如,26GHz)輻射具有寬度Tp的短程波Pt到空間1。
此時,利用控制部分50僅僅對短程波Pt的輸出周期(或包括輸出周期的非常有限的周期)提供電源給發(fā)射機部分21。
在這種方式中,提供電力給發(fā)射機部分21的時間間隔大致是整個周期Tg的1/10000,因此不會發(fā)生浪費功耗的問題。
從發(fā)射機部分21輻射的短程波Pt被存在于空間1中的目標1a反射,并且例如,如圖11c所示,延遲與從每個短程波Pt的發(fā)射定時到目標1a的距離的倒數(shù)相對應(yīng)的時間間隔Tx之后,利用接收機部分30的接收機天線31接收該發(fā)射波Pr。
在接收機部分30,在利用LNA32放大由此接收的反射波Pr的信號R之后,利用BPF 41對被放大的信號進行帶寬限制,從而減少了噪聲功率。此外,在利用檢測器電路33的分支電路34同相地將從BPF 41輸出的反射波Pr的信號R’分支為第一信號V1和第二信號V2兩部分之后,利用線性乘法器35和低通濾波器36檢測被分支的信號,由此檢測如圖11D所示的基帶分量W。
另一方面,在采樣保持電路37中,輸入具有如圖11E所示的寬度(例如,1ns)的脈沖信號Pc以便從短程波Pt的每個發(fā)射定時起延遲Td、2Td、3Td,…和nTd(n是整數(shù))。
在此,相對于其中延遲時間Td等于脈沖Pc的寬度的情形進行描述。
此外,假設(shè)直到作為目標用于探測的空間1的遠側(cè)的距離在15米內(nèi),往返15米距離的無線電波的時間大約為100ns。
因此,通過延遲短程波Pt的發(fā)射定時最大值100Td,只要反射波Pr在15m的范圍內(nèi),則這些反射波Pr可以被全部包括在覆蓋范圍內(nèi)。
如圖11C、11D和11E所示,第一至第三脈沖信號Pc不重疊基帶分量W,因此采樣保持電路37僅僅積分噪聲分量,并且其積分結(jié)果和保持值基本上為0。
當如圖11F所示,第四和第五脈沖信號Pc重疊基帶分量W時,基帶分量W在脈沖信號Pc的高電平周期被積分,并且積分結(jié)果H1和H2被保持。在這種方式中,利用A/D轉(zhuǎn)換器39將保持值H1和H2轉(zhuǎn)換為數(shù)字值,并且該被轉(zhuǎn)換的數(shù)字值按如圖11G所示的方式被輸出到信號處理器部分40。
信號處理器部分40基于這些保持值H1和H2檢測達到目標1a的距離和所述目標的大小。
即,當已經(jīng)輸入等于或大于預(yù)定電平的保持值H時,例如,信號處理器部分40按照在獲得輸入之前已經(jīng)執(zhí)行了多少采樣檢測直到目標1a的距離。
此外,在等于或大于預(yù)定電平的保持值H連續(xù)的情形,信號處理器部分40按照其連續(xù)數(shù)量檢測目標1a的大小。
該檢測信息被通知給控制部分50。
當從信號處理器部分40通知的檢測信息表明達到目標1a的距離短,并且反射波Pr的密度高時,則控制部分50減少接收機部分30的LNA2的增益,使得檢測器電路33的輸入電平在線性乘法器35的線性工作范圍內(nèi)。
在此情形中,控制部分50控制發(fā)射機部分21的功率放大器25的增益以便若必要就降低。
在這種方式中,在下一個探測期間,在接收機30的檢測器電路33中檢測更精確的基帶分量W。
此外,在從信號處理器部分40通知的檢測信息指示需要分析來自探測空間1的遠側(cè)端附近的微弱反射波Pr的情形中,控制部分50控制發(fā)射機部分21的功率放大器25的增益,以便被增加。
在這種方式中,在下一個探測期間,在接收機部分30的檢測器電路33中檢測更精確的基帶分量W。
此外,控制部分50作出控制,以便通過按照探測空間1的狀態(tài)、目標1a的大小等適當?shù)馗淖儾蓸颖3蛛娐?7的積分時間Tc獲得必要的探測信息。
在此情形中,盡管控制部分50為了在排除僅僅在相對于發(fā)射機部分21輻射短程波Pt的周期停止供電作出控制,但是該控制部分全然不對接收機部分30作如此的控制。
因此,正如前面所述,在與所述探測范圍相對應(yīng)的時間間隔是100ns并且短程波Pt的輻射周期Tg是10μs的情形中,實際上僅僅該周期Tg的1/100被利用。
因此,在殘余的周期(即在該周期Tg的大約99/100)期間,由控制部分50停止給接收機部分30的電源,并且由此可以進一步降低功耗。
此外,例如,在等于或大于預(yù)定電平的保持輸出H無法由100個短程波Pt的輻射獲得的情形,信號處理器部分40判斷在所述探測范圍沒有目標成為障礙物,并且將該事實通知給控制部分50。
接收該通知的控制部分50對于預(yù)定周期(例如1ms)停止給發(fā)射機部分21和接收機部分30的電源;在該預(yù)定時間過去之后重啟電源;并且對重復(fù)如上所述的探測操作作出控制。
通過利用控制部分50控制給發(fā)射機部分21和接收機部分30的電源,整個短程雷達的功耗可以被顯著地減少并且可以驅(qū)動電池。
以這種方式提供便攜式雷達是可能的。
在前面的描述中,在采樣保持電路37中,當積分定時在短的積分時間內(nèi)移動時,進行探測。
因此,例如,在探測的初始階段,積分時間被設(shè)置為與探測距離(即,它被設(shè)置為全程)相對應(yīng)的時間間隔(例如,100ns),由此通過一次短脈沖輻射可快速地掌握目標存在或不存在。
(第二實施例)圖12是描述根據(jù)本發(fā)明的短程雷達的第二實施例的實質(zhì)性部分的配置的框圖。
如上所述,在根據(jù)第一實施例的積分類型采樣保持電路37中,由于泄漏發(fā)生電子放電,因此使得難以在長的時間周期內(nèi)保持電壓。
在這種情形中,如圖12所示,多個采樣保持電路,在該例子中,4個采樣保持電路37A、37B、37C和37D和4個A/D轉(zhuǎn)換器39A、39B、39C和39D并聯(lián)提供。
此外,例如,可以從脈沖產(chǎn)生器38’施加作為多個脈沖信號的Pc(t)、Pc(t+Te/4)、Pc(t+Te/2)和Pc(t+3Te/4),其產(chǎn)生時間彼此不同,使得采樣保持電路37A、37B、37C和37D每個在它們相對于檢測器電路33的輸出信號W的各個不同周期執(zhí)行積分。
即,相對于上面的數(shù)字值的例子,整個積分時間Te是100ns,并且脈沖產(chǎn)生器38’提供4個脈沖信號Pc(t)、Pc(t+25ns)、Pc(t+50ns)和Pc(t+75ns)到每個采樣保持電路37A、37B、37C和37D,其寬度是25ns(=Te/4),并且它們中的每個被延遲25ns(=Te/4)。
接著,來自采樣保持電路37 A、37B、37C和37D的保持值Ha、Hb、Hc和Hd在分別利用A/D轉(zhuǎn)換器39A、39B、39C和39D轉(zhuǎn)換為數(shù)字值之后,可以被輸出到信號處理器部分40。
在此情形中,信號處理器部分40基于來自采樣保持電路37A、37B、37C和37D的4個保持值Ha、Hb、Hc和Hd中的至少一個分析是否目標1a存在于探測空間1。
即使在此分析期間,首先的3個保持值Ha、Hb、Hc由于由泄漏引起的電子放電而無法從4個保持值Ha、Hb、Hc和Hd中區(qū)別,信號處理器部分40也可以基于緊接隨后的第四個保持值Hd分析在所述探測空間1是否存在目標1a。
(第三實施例)圖13是描述根據(jù)本發(fā)明的短程雷達的第三實施例的實質(zhì)性部分的配置的框圖。
在圖13中,具有根據(jù)如圖1所示的第一實施例的短程雷達的配置的相同組成元件用相同的標號指定。在此省略重復(fù)描述。
如上所述,與用于脈沖雷達的傳統(tǒng)的正交型檢測器電路不同,在根據(jù)本發(fā)明的短程雷達中,線性乘法器35用在檢測器電路33,由此不需要使用局部信號。因此,在如圖13所示的分集(diversity)系統(tǒng)的短脈沖雷達20’可以很容易地提供。
在該短脈沖雷達20’中,相對于一個接收機部分21、一個信號處理器部分40和一個控制部分50,提供了在各自接收機天線31a和31b彼此間隔預(yù)定距離的狀態(tài)中被分配的兩對接收機部分30A和30B以及兩對A/D轉(zhuǎn)換器39A和39B。
接著,相對于在不同方向上從目標1a反射的兩反射波Pr和Pr’的信號,接收機部分30A和30B每個都以在根據(jù)如圖1所示的第一實施例的接收機部分30中相同的方式,施加使用線性乘法器35的檢測處理和使用采樣保持電路37的檢測處理。而且利用A/D轉(zhuǎn)換器39A和39B中每個將這兩個輸出Ha和Hb轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號,接著利用信號處理器部分40檢測在兩個反射波Pr和Pr’之間的延遲時間差,由此使得可能抓住目標1a的方向、移動方向等。
因此,甚至在提供了多個接收機部分30A、30A的情形中,和根據(jù)如圖1所示的第一實施例的接收機部分30一樣,不需要本地信號線纜敷設(shè)線路或屏蔽。而且,利用分別包括獨立的線性乘法器35的檢測器電路33可以執(zhí)行檢測,因此,短程雷達的設(shè)備設(shè)計變得很容易。
因此,如上所述,按照本發(fā)明,可以提供短程雷達及其控制方法,其解決了與傳統(tǒng)的技術(shù)有關(guān)的問題,并且其尺寸小功耗低,以至于在UWB中可用。
權(quán)利要求
1.一種短程雷達,包括發(fā)射機部分,其輻射短程波到空間;接收機部分,其具有檢測器電路,該檢測器電路包括分支電路,用于接收利用發(fā)射機部分輻射到空間的短程波的反射波并同相地將該反射波的信號分支成第一和第二信號,線性乘法器,用于將由分支電路同相分支的第一和第二信號線性相乘,以及低通濾波器,用于從來自線性乘法器的輸出信號采樣基帶分量;信號處理器部分,用于基于來自接收機部分的輸出執(zhí)行存在于空間中的目標的分析處理;以及控制部分,用于基于來自信號處理器部分的分析結(jié)果,對于發(fā)射機部分和接收機部分中的至少一個作出預(yù)定控制。
2.如權(quán)利要求1所述的短程雷達,其特征在于檢測器電路的線性乘法器包括吉爾伯特混頻器。
3.如權(quán)利要求1所述的短程雷達,其特征在于接收機部分具有采樣保持電路,用于對于檢測器電路的輸出信號執(zhí)行積分并且保持和輸出積分結(jié)果。
4.如權(quán)利要求3所述的短程雷達,其特征在于控制部分基于來自信號處理器部分的處理結(jié)果可變地控制接收機部分的采樣保持電路的積分開始定時和積分時間。
5.如權(quán)利要求3所述的短程雷達,其特征在于和所述采樣保持電路一樣地提供多個采樣保持電路,并且所述多個采樣保持電路每個相對于來自檢測器電路的輸出信號在彼此不同的周期中執(zhí)行積分。
6.如權(quán)利要求1所述的短程雷達,其特征在于在發(fā)射機部分提供了用于放大短程波的功率放大器,在接收機部分提供了用于放大反射波的信號的低噪聲放大器,以及所述控制部分控制在接收機部分提供的功率放大器和在接收機部分提供的低噪聲放大器中的至少一個的增益,使得輸入到接收機部分的檢測器電路的反射波的信號電平在線性乘法器的線性工作范圍內(nèi)。
7.如權(quán)利要求1所述的短程雷達,其特征在于所述發(fā)射機部分提供有脈沖發(fā)生器,用于產(chǎn)生具有預(yù)定寬度的脈沖信號;以及振蕩器,用于操作來僅僅在輸入來自脈沖發(fā)生器的脈沖信號并且輸出作為短程波的信號的周期振蕩,而在沒有輸入脈沖信號的周期停止振蕩操作。
8.如權(quán)利要求1所述的短程雷達,其特征在于控制部分在發(fā)射機部分輻射該短程波到空間和輻射下一個短程波到空間的周期停止給發(fā)射機部分電源。
9.如權(quán)利要求1所述的短程雷達,其特征在于除了與輻射到空間的短程波有關(guān)的反射波的信號由接收機部分接收的周期外,控制部分在發(fā)射機部分輻射短程波到空間并接著輻射下一個短程波到空間的周期,停止給接收機部分的電源。
10.如權(quán)利要求1所述的短程雷達,其特征在于第一和第二接收機部分如所述接收機部分一樣提供,它們中每個具有按預(yù)定距離彼此隔開提供的第一和第二接收天線,以用于接收反射波,以及信號處理器部分基于來自第一和第二接收機部分的輸出信號分析存在于空間中的目標的方向。
11.如權(quán)利要求2所述的短程雷達,其特征在于用作檢測器電路的線性乘法器的吉爾伯特混頻器包括第一差分放大器,包括第一和第二晶體管,每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第一和第二晶體管的發(fā)射極公共電流通路連接到恒流源;第二差分放大器,包括第三和第四晶體管,每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第三和第四晶體管的發(fā)射極公共電流通路連接到所述第一差分放大器的第一晶體管的集電極輸出端;第三差分放大器,包括第五和第六晶體管,每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第五晶體管的基極輸入端共同連接到第二差分放大器的第四晶體管的基極輸入端,所述第五和第六晶體管的發(fā)射極公共電流通路連接到所述第一差分放大器的第二晶體管的集電極輸出端;第一負載電阻和第一輸出端,其分別共同連接到第二差分放大器的第三晶體管的集電極輸出端和第三差分放大器的第五晶體管的集電極輸出端;第二負載電阻和第二輸出端,其分別共同連接到第二差分放大器的第四晶體管的集電極輸出端和第三差分放大器的第六晶體管的集電極輸出端;分別串聯(lián)連接在第一對線和地線之間的第一低通濾波器和第二低通濾波器,用于發(fā)送由所述分支電路同相分支的第一信號,所述第一低通濾波器包括第一和第二線圈和第一電阻,所述第二低通濾波器包括第三和第四線圈和第二電阻;分別串聯(lián)連接在第二對線和地線之間的第三低通濾波器和第四低通濾波器,用于發(fā)送由所述分支電路同相分支的第二信號,所述第三低通濾波器包括第五和第六線圈和第三電阻,所述第四低通濾波器包括第七和第八線圈和第四電阻;第一和第二發(fā)射極跟隨器電路,包括第七和第八晶體管,其每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端,所述第七和第八晶體管的基極輸入端每個連接到第一和第二線圈以及第三和第四線圈的每個連接中間點,作為第一和第二低通濾波器每個的輸出端;第三和第四發(fā)射極跟隨器電路,包括第九和第十晶體管,其每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端,所述第九和第十晶體管的基極輸入端每個連接到第五和第六線圖以及第七和第八線圈的每個連接中間點,作為第三和第四低通濾波器每個的輸出端;所述第五低通濾波器包括連接在第二差分放大器的第三晶體管的公共集電極輸出端和第三差分放大器的第五晶體管和第一負載電阻之間的第九線圈;連接在第二差分放大器的第三晶體管的公共集電極輸出端和第三差分放大器的第五晶體管和第一輸出端之間的第十線圈;和第一負載電阻之間;以及所述第六低通濾波器包括連接在第二差分放大器的第四晶體管的公共集電極輸出端和第三差分放大器的第六晶體管和第二負載電阻之間的第十一線圈;連接在第二差分放大器的第四晶體管的公共集電極輸出端和第三差分放大器的第六晶體管和第二輸出端之間的第十二線圈,和第二負載電阻,其中第一差分放大器的第一和第二晶體管的每個基極輸入端分別連接到第一和第二發(fā)射極跟隨器電路的每個輸出端,并且由此將利用分支電路同相分支的第一信號輸入到第一差分放大器;以及第二差分放大器的第三晶體管和第三差分放大器的第六晶體管的每個基極輸入端分別連接到第三和第四發(fā)射極跟隨器電路的每個輸出端,并且由此將利用分支電路同相分支的第二信號輸入到第二和第三差分放大器,并且由此可以將第一和第二信號的線性相乘的輸出從第一和第二輸出端中的至少一個引出。
12.一種短程雷達控制方法,包括步驟配備發(fā)射機部分、接收機部分和線性乘法器;利用所述發(fā)射機部分輻射短程波到空間;利用接收機部分接收輻射到空間的短程波的反射波以便同相地將反射波的信號分支為第一和第二信號;利用線性乘法器將所述第一和第二信號線性相乘以便輸出線性相乘的信號;從線性乘法器的輸出信號中采樣基帶分量;基于所述基帶分量執(zhí)行對存在于空間的目標的分析處理;以及基于所述分析處理的結(jié)果對所述發(fā)射機部分和接收機部分中的至少一個執(zhí)行預(yù)定控制。
13.如權(quán)利要求12所述的短程雷達控制方法,其特征在于輸出線性相乘信號的步驟包括通過利用吉爾伯特混頻器作為線性乘法器執(zhí)行線性乘法用于輸出線性相乘的信號的步驟。
14.如權(quán)利要求12所述的短程雷達控制方法,其特征在于還包括步驟在執(zhí)行所述分析處理步驟之前,相對于基帶分量執(zhí)行積分并且保持和輸出積分結(jié)果的步驟。
15.如權(quán)利要求14所述的短程雷達控制方法,其特征在于相對于基帶分量執(zhí)行積分的步驟包括基于所述分析處理的結(jié)果相對于基帶分量可變地控制積分的開始定時和積分時間的步驟。
16.如權(quán)利要求14所述的短程雷達控制方法,其特征在于相對于基帶分量執(zhí)行積分的步驟包括通過利用多個采樣保持電路在相對于基帶分量的彼此不同的多個周期中執(zhí)行積分。
17.如權(quán)利要求12所述的短程雷達控制方法,其特征在于在發(fā)射機部分提供用于放大短程波的功率放大器,在接收機部分提供用于放大反射波的信號的低噪聲放大器,以及作出預(yù)定控制的步驟包括如下步驟控制在發(fā)射機部分提供的功率放大器和接收機部分提供的低噪聲放大器中的至少一個的增益,使得在接收機部分的反射波的信號的電平是在線性乘法器的線性工作范圍內(nèi)。
18.如權(quán)利要求12所述的短程雷達控制方法,其特征在于所述利用發(fā)射機部分輻射短程波到空間的步驟包括如下步驟產(chǎn)生具有預(yù)定寬度的脈沖信號;僅僅在輸入脈沖信號的周期中作出振蕩操作,以便將輸出信號作為短程波輸出;以及在不輸入脈沖信號的周期期間停止振蕩操作,以便不將輸出信號作為短程波輸出。
19.如權(quán)利要求12所述的短程雷達控制方法,其特征在于作出預(yù)定控制的步驟包括如下步驟在發(fā)射機部分輻射短程波到空間并且接著輻射下一個短程波到空間的周期中停止給發(fā)射機部分的電源。
20.如權(quán)利要求12所述的短程雷達控制方法,其特征在于作出預(yù)定控制的步驟包括如下步驟除了相對于輻射到空間的短程波的反射波的信號利用接收機部分接收的周期外,在發(fā)射機部分輻射短程波到空間并且接著輻射下一個短程波到空間的周期中,停止給接收機部分的電源。
21.如權(quán)利要求12所述的短程雷達控制方法,其特征在于像所述接收機部分那樣提供第一和第二接收機部分,它們中每個具有以預(yù)定距離彼此隔開提供的第一和第二接接收天線,以便接收反射波,以及執(zhí)行分析處理的步驟包括基于來自第一和第二接收機部分的輸出信號分析存在于空間的目標的方向的步驟。
22.如權(quán)利要求12所述的短程雷達控制方法,其特征在于,在輸出線性相乘的信號的步驟中,用作線性乘法器的吉爾伯特混頻器包括第一差分放大器,包括第一和第二晶體管,每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第一和第二晶體管的發(fā)射極公共電流通路連接到恒流源;第二差分放大器,包括第三和第四晶體管,每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第三和第四晶體管的發(fā)射極公共電流通路連接到所述第一差分放大器的第一晶體管的集電極輸出端;第三差分放大器,包括第五和第六晶體管,每個具有基極輸入端、集電極輸出端和發(fā)射極公共電流通路,所述第五晶體管的基極輸入端共同連接到第二差分放大器的第四晶體管的基極輸入端,所述第五和第六晶體管的發(fā)射極公共電流通路連接到所述第一差分放大器的第二晶體管的集電極輸出端;第一負載電阻和第一輸出端,其分別共同連接到第二差分放大器的第三晶體管的集電極輸出端和第三差分放大器的第五晶體管的集電極輸出端;第二負載電阻和第二輸出端,其分別共同連接到第二差分放大器的第四晶體管的集電極輸出端和第三差分放大器的第六晶體管的集電極輸出端;分別串聯(lián)連接在第一對線和地線之間的第一低通濾波器和第二低通濾波器,用于發(fā)送由所述分支電路同相分支的第一信號,所述第一低通濾波器包括第一和第二線圈和第一電阻,所述第二低通濾波器包括第三和第四線圈和第二電阻;分別串聯(lián)連接在第二對線和地線之間的第三低通濾波器和第四低通濾波器,用于發(fā)送由所述分支電路同相分支的第二信號,所述第三低通濾波器包括第五和第六線圈和第三電阻,所述第四低通濾波器包括第七和第八線圈和第四電阻;第一和第二發(fā)射極跟隨器電路,包括第七和第八晶體管,其每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端,所述第七和第八晶體管的基極輸入端每個連接到第一和第二線圈以及第三和第四線圈的每個連接中間點,作為第一和第二低通濾波器每個的輸出端;第三和第四發(fā)射極跟隨器電路,包括第九和第十晶體管,其每個具有基極輸入端和發(fā)射極輸出端,所述第九和第十晶體管的基極輸入端每個連接到第五和第六線圈以及第七和第八線圈的每個連接中間點,作為第三和第四低通濾波器每個的輸出端;所述第五低通濾波器包括連接在第二差分放大器的第三晶體管的公共集電極輸出端和第三差分放大器的第五晶體管和第一負載電阻之間的第九線圈;連接在第二差分放大器的第三晶體管的公共集電極輸出端和第三差分放大器的第五晶體管和第一輸出端之間的第十線圈;和第一負載電阻;以及所述第六低通濾波器包括連接在第二差分放大器的第四晶體管的公共集電極輸出端和第三差分放大器的第六晶體管和第二負載電阻之間的第十一線圈;連接在第二差分放大器的第四晶體管的公共集電極輸出端和第三差分放大器的第六晶體管和第二輸出端之間的第十二線圈;和第二負載電阻,其中,第一差分放大器的第一和第二晶體管的每個基極輸入端分別連接到第一和第二發(fā)射極跟隨器電路的每個輸出端,并且由此將利用分支電路同相分支的第一信號輸入到第一差分放大器,第二差分放大器的第三晶體管和第三差分放大器的第六晶體管的每個基極輸入端分別連接到第三和第四發(fā)射極跟隨器電路的每個輸出端,并且由此將利用分支電路同相分支的第二信號輸入到第二和第三差分放大器,并且由此可以將第一和第二信號的線性相乘的輸出從第一和第二輸出端中的至少一個引出。
全文摘要
反射部分輻射短脈沖波到空間。接收部分包括分支電路,用于接收輻射到空間的反射的短脈沖波并且同相地將反射波信號分支為第一和第二信號,和檢測電路包括用于將第一和第二信號線性相乘的線性乘法器和用于從線性乘法器的輸出信號提取基帶分量的低通濾波器。信號處理部分基于信號處理部分的輸出執(zhí)行在空間中存在的目標的分析操作??刂撇糠职凑招盘柼幚聿糠值姆治鼋Y(jié)果,對發(fā)射部分和接收部分的至少一個執(zhí)行預(yù)定控制。
文檔編號G01S13/10GK1906500SQ20058000163
公開日2007年1月31日 申請日期2005年10月7日 優(yōu)先權(quán)日2004年10月14日
發(fā)明者手代木扶, 內(nèi)野政治, 齊藤澄夫, 江島正憲 申請人:安立股份有限公司, 松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社