專利名稱：微波介質(zhì)基片介電常數(shù)的基片集成波導測量方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種精確測量微波毫米波介質(zhì)基片介電常數(shù)的方法，從而為集成微波毫米波電路的設計提供精確的介電常數(shù)參數(shù)，最終提高集成微波毫米波電路設計精度和成品率。
背景技術：
隨著微波毫米波技術的不斷發(fā)展，人們研制出了各種各樣的微波毫米波集成工藝和器件。PCB工藝、LTCC工藝制作的印刷微帶電路、印刷天線等，其電氣性能同介質(zhì)基片的相對介電常數(shù)密切相關，這使得準確測量介質(zhì)基片的相對介電常數(shù)變得愈發(fā)重要。過去半個世紀中，人們廣泛使用基于傳輸線技術的單端口和雙端口測量方法來測量介電常數(shù)。這種方法的核心是Nicolson-Ross和Weir(NRW)過程。在這個過程中，用介質(zhì)樣本填滿一段波導或者同軸線，然后通過測得的散射參數(shù)顯式地求出媒質(zhì)的介電常數(shù)。然而，當樣本長度為半波長整數(shù)倍時這一顯式過程不再穩(wěn)定，且在低損耗媒質(zhì)中這種不穩(wěn)定尤為明顯。為此，Baker-Jarvis提出了一種求取介電常數(shù)的迭代方法，他同時分析了測量過程中誤差的來源。幾年后，Boughrie等在詳盡地分析了NRW公式的基礎上增加了一個中間步驟，從而獲得了一種不需要迭代的、穩(wěn)定的介電常數(shù)測量方法。上述幾種方法都僅僅考慮了波導中的基模，這是一種理想的情況。由于很難用介質(zhì)樣本完全填滿波導，因此在介質(zhì)樣本和導體邊界之間必然存在空隙。這種空隙將激勵出高階模式，給測量的結(jié)果帶來誤差。
在現(xiàn)代微波毫米波工業(yè)中，對介質(zhì)基片的相對介電常數(shù)的精度要求很高。于是，幾種新的介電常數(shù)測量方法應運而生。為避免產(chǎn)生空隙，可以直接把介質(zhì)樣本放入自由空間中進行測量。Afsar回顧并比較了幾種常用的自由空間方法，這些方法的原理是測量樣本所構(gòu)成的天線系統(tǒng)的遠場，并由此求出介電常數(shù)。顯然它需要樣本具有很大的截面以減小色散影響。后來Ghodgaonkar等采用聚焦喇叭透鏡天線系統(tǒng)測量自由空間中介質(zhì)樣本的介電常數(shù)。這種方法可以用于較小截面的樣本，但由于參考平面不確定，他的方法很難進行很好的校準。
解決空隙問題的另一類方法是僅讓介質(zhì)樣本部分填充波導結(jié)構(gòu)，從而避免空隙效應的出現(xiàn)。Bahl和Somlo使用部分介質(zhì)填充的H平面開縫的短路波導作為測試系統(tǒng)；York則在矩形金屬波導寬邊的中心線上開出徑向縫隙，然后把介質(zhì)樣本填入縫隙，以此作為測試系統(tǒng)。這些方法的公式中都存在不確定性，而且在計算介電常數(shù)時需要一個猜測初始值的過程。近來Catalá-Civera[13]采用迭代的方法從測試所得的散射矩陣中求得部分填充的介質(zhì)樣本的復介電常數(shù)，這樣做確保了公式中不存在不確定性。但是他的方法過于復雜，限制了其適用范圍。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提供一種能夠提高測量精確性的微波介質(zhì)基片介電常數(shù)的基片集成波導測量方法。
本發(fā)明所述微波介質(zhì)基片介電常數(shù)的基片集成波導測量方法，在同一塊介質(zhì)基片上制作兩個不同長度的基片集成波導，在其兩端連接有相同的微帶—基片集成波導轉(zhuǎn)換器，再通過高頻SMA接頭與矢量網(wǎng)絡分析儀相連，分別用矢量網(wǎng)絡分析儀測得其散射參數(shù)后，利用轉(zhuǎn)移矩陣的級聯(lián)方法提取出一段純的基片集成波導的單次傳輸參數(shù)，并由此獲得介質(zhì)樣本的相對介電常數(shù)。
本發(fā)明所述的用于實施上述微波介質(zhì)基片介電常數(shù)的基片集成波導測量方法的裝置，包括表面設有金屬貼片的介質(zhì)基片和微帶傳輸線在介質(zhì)基片上設有兩個不同長度的介質(zhì)基片集成波導，介質(zhì)基片集成波導的兩端分別與微帶傳輸線連接。
與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明具有如下優(yōu)點1)基片集成波導(SIW)結(jié)構(gòu)在波導壁和填充介質(zhì)之間幾乎不存在空隙，使用這種結(jié)構(gòu)作為測試對象可以使介質(zhì)介電常數(shù)測量方法的精確性得以提高。
2)測試系統(tǒng)的設計制作完全基于成熟的印刷電路板(PCB)或低溫共燒結(jié)陶瓷(LTCC)工藝和常規(guī)的微波矢量網(wǎng)絡分析儀，簡單可靠。
3)測量結(jié)果準確，傳統(tǒng)基于介質(zhì)填充波導的測量方法由于存在介質(zhì)同波導壁之間的空氣間隙和需要制作精確的介質(zhì)樣片，從而導致測量過程復雜，測量結(jié)果精度不高。本發(fā)明的微波介電常數(shù)測量方法由于利用了基片集成波導的類波導特性及其導體介質(zhì)之間的無縫隙特性，因而測量結(jié)果準確。仿真和實際測試結(jié)果都驗證了該方法的準確性。


圖1是本發(fā)明實施例的主視圖。
圖2是本發(fā)明實施例的俯視圖。
圖3是本發(fā)明實施例的仰視圖。
圖4是本發(fā)明金屬化通孔結(jié)構(gòu)示意圖。
圖5是在X波段介質(zhì)基片的介電常數(shù)測量結(jié)果圖。
圖6是基片集成測試系統(tǒng)的配置圖。
圖7是基片集成測試系統(tǒng)的三個部分分離圖。
具體實施例方式
實施例1一種微波介質(zhì)基片介電常數(shù)的基片集成波導測量方法，其特征在于在同一塊介質(zhì)基片上制作兩個不同長度的基片集成波導，在其兩端連接有相同的微帶—基片集成波導轉(zhuǎn)換器511，512，521，522，再通過高頻SMA接頭與矢量網(wǎng)絡分析儀相連，分別用矢量網(wǎng)絡分析儀測得其散射參數(shù)后，利用轉(zhuǎn)移矩陣的級聯(lián)方法提取出一段純的基片集成波導的單次傳輸參數(shù)，并由此獲得介質(zhì)樣本的相對介電常數(shù)。
實施例2一種用于實施上述微波介質(zhì)基片介電常數(shù)的基片集成波導測量方法的裝置，包括表面設有金屬貼片2、3的介質(zhì)基片1和微帶傳輸線511，512，521，522，其特征在于在介質(zhì)基片1上設有兩個不同長度得介質(zhì)基片集成波導41，42，介質(zhì)基片集成波導41，42的兩端分別分別與微帶傳輸線511，512和521，522連接。上述介質(zhì)基片集成波導41，42各由設在介質(zhì)基片1上的兩行金屬化通孔6構(gòu)成；微帶傳輸線為50歐姆微帶傳輸線。
實施例3一種用于微波毫米波介質(zhì)基片的介電常數(shù)測量裝置，包括表面設有金屬貼片2、3的介質(zhì)基片1，在介質(zhì)基片1上設有介質(zhì)基片集成波導41，42，上述介質(zhì)基片集成波導41，42各由兩行金屬化通孔6構(gòu)成，在本實施例中，介質(zhì)基片集成波導41，42的兩端分別連接到50歐姆微帶線511，512和521，522，兩邊的微帶線再連接到SMA接頭，金屬化通孔是在介質(zhì)基片上開設通孔，在通孔壁上設置金屬套6并將金屬套與覆于介質(zhì)基片雙側(cè)的金屬貼片連接起來。
如圖1所示，在待測基片上分別制作有四行金屬通孔，它們組成了兩個不同長度的基片集成波導，所有金屬通孔的外徑d＝1mm，周期長度p＝2mm，基片厚度b＝1.5mm?；嫌∷⒌膬蓚€基片集成波導的寬度都為a＝15.65mm，兩個基片集成波導的長度分別為40mm和20mm。
我們用矢量網(wǎng)絡分析儀、高頻同軸電纜、高頻SMA接頭等組成測試系統(tǒng)分別測出這兩個基片集成波導的散射參數(shù)。然后通過去除不連續(xù)性獲得一段不含不連續(xù)性的基片集成波導的單次傳輸參數(shù)，最后再通過一些數(shù)學計算得到該基片在X波段的相對介電常數(shù)，結(jié)果見附圖5。很明顯，基片的相對介電常數(shù)和標稱值2.2有很大不同，在10GHz處，測量所得的εr≈2.4。我們按照測得的相對介電常數(shù)設計了基片集成波導縫隙陣列天線，測試結(jié)果和仿真結(jié)果符合得很好，這也證明了這種基片集成的介電常數(shù)的測量方法的正確性和有效性。
參照圖6，現(xiàn)有技術在SMA接頭和微帶的連接處以及微帶—波導轉(zhuǎn)換兩處地方都存在不連續(xù)性。矢量網(wǎng)絡分析儀測得的散射參數(shù)是整個測試系統(tǒng)(包括SMA接頭、微帶—波導轉(zhuǎn)換和基片集成波導)的散射參數(shù)，由于不連續(xù)性引起的反射，難以直接從這個散射參數(shù)中提取出基片集成波導的傳輸參數(shù)。為此，本發(fā)明提出了一種解決方案，采用兩塊不同長度的基片集成波導進行測試，利用轉(zhuǎn)移矩陣的級聯(lián)方法準確地提取出一段純的基片集成波導的單次傳輸參數(shù)，并由此獲得介質(zhì)樣本的相對介電常數(shù)。
參照圖7，本發(fā)明把基片集成波導測試系統(tǒng)分成三個部分。I和III包含了所有的不連續(xù)性，這樣第II部分中僅僅含有純粹的基片集成波導結(jié)構(gòu)，因此可以認為第II部分的單次傳輸參數(shù)T＝exp(-γld)，其中γ表示基片集成波導的復傳播常數(shù)。我們將分別對兩個不同長度的基片集成波導分別進行測試，第一個測試對象僅有I和III這兩個部分；第二個測試對象包括長為ld的基片集成波導。兩個測試對象的I、III兩部分保持不變。假設測量獲得的兩個測試對象的散射參數(shù)分別為[S](1)和[S](2)，則我們可以推導出基片集成波導的復傳播常數(shù)滿足的公式。
首先，第一個測試對象的I，III兩部分相互對稱，因此第一個測試對象為對稱可逆網(wǎng)絡。它的散射參數(shù)滿足條件S11(1)＝S22(1)，S12(1)＝S21(1)，由此可以得到第一個測試對象的歸一化轉(zhuǎn)移矩陣[A](1)=A11(1)A12(1)A21(1)A11(1),]]>其中A11(1)=12S21(1)(1-|[S](1)|),]]>
A12(1)=12S21(1)(1+|[S](1)|+S11(1)+S22(1)),A21(1)=12S21(1)(1+|[S](1)|-S11(1)-S22(1))·---(1)]]>不妨設第I部分的的歸一化轉(zhuǎn)移矩陣為[TI]=a11a12a21a22,---(2)]]>由于第III部分和第I部分的結(jié)構(gòu)完全對稱，而且都滿足可逆性條件。這樣第III部分的歸一化轉(zhuǎn)移矩陣可以寫成[TIII]=a22a12a21a11---(3)]]>第一個測試對象的歸一化轉(zhuǎn)移矩陣可以寫成第I部分和第III部分的歸一化轉(zhuǎn)移矩陣的矩陣乘積，即[A](1)=a11a22+a12a212a11a122a22a21a11a22+a12a21·---(4)]]>將等式(1)和等式(4)進行比較，再加上第I部分所滿足的互易性條件，就能得到一個關于a11、a12、a21、a22的方程組a11a22+a12a21=A11(1)2a11a12=A12(1)2a22a21=A21(1)a11a22-a12a21=1---(5)]]>在分析第二測試對象時需要引入圖2中的第II部分。顯然第II部分滿足對稱可逆條件，這樣它的歸一化轉(zhuǎn)移矩陣為[TII]=b11b12b21b11,---(6)]]>其中b112-b12b21＝1。I、II、III三個部分級聯(lián)得到的總的轉(zhuǎn)移矩陣為[A](2)=(a11a22+a12a21)b11+a12a22b21+a11a21b122a11a12b11+a122b21+a112b122a21a22b11+a222b21+a212b12(a11a22+a12a21)b11+a12a22b21+a11a21b12---(7)]]>與此同時根據(jù)第二個測試對象的散射參數(shù)的測量值所得的轉(zhuǎn)移矩陣 (2)=A11(2)A12(2)A21(2)A11(2),]]>其中A11(2)=12S21(2)(1-|[S](2)|),]]>A12(2)=12S21(2)(1+|[S](2)|+S11(2)+S22(2)),A21(2)=12S21(2)(1+|[S](2)|-S11(2)-S22(2))·---(8)]]>把公式(5)代入公式(7)得到關于b11，b12，b21的矩陣方程為A11(1)A12(1)/2A21(1)/2A12(1)A12(1)2/2(A11(1)+1)(A11(1)+1)/2A21(1)(A11(1)+1)/2A21(1)2/2(A11(1)+1)b11tb21(1/t)b12=A11(2)A12(2)A21(2),]]>其中t＝a22/a11。
(9)我們知道第一個測試對象是可逆的，因此它的轉(zhuǎn)移矩陣滿足條件[A11(1)]2-A12(1)A21(1)＝1。根據(jù)這個條件我們可以求出在公式(9)中的系數(shù)矩陣的行列式A11(1)A12(1)/2A21(1)/2A12(1)A12(1)2/2(A11(1)+1)(A11(1)+1)/2A21(1)(A11(1)+1)/2A21(1)2/2(A11(1)+1)=-A11(1)2+A12(1)A21(1)=-1,---(10)]]>同時A11(2)A12(1)/2A21(1)/2A12(2)A12(1)2/2(A11(1)+1)(A11(1)+1)/2A21(2)(A11(1)+1)/2A21(1)2/2(A11(1)+1)=-A11(1)A11(2)+(A12(1)A21(2)+A21(1)A12(2))/2·---(11)]]>再根據(jù)克萊姆法則，可以解得b11=A11(1)A11(2)-(A12(1)A21(2)+A21(1)A12(2))/2·---(12)]]>根據(jù)公式(12)，我們可以推導出第II部分的b11僅與這一部分的單次傳輸系數(shù)T有關，和這一部分的單次反射系數(shù)Γ無關。實際上可以簡單地導出b11＝(1+T2)/2T。如果經(jīng)過前面的計算已經(jīng)求出了b11，我們就可以解得T=b11±b112-1---(13)]]>在T的兩個解中選擇幅度小于1的那個，再根據(jù)γ＝-ln(T)/ld(14)
求出第II部分基片集成波導的復傳播常數(shù)γ，其中γ＝α+jβ，α和β分別表示基片集成波導的衰減常數(shù)和相位常數(shù)。
我們知道寬度為a的基片集成波導可以等效成為寬度為aRWG的矩形金屬波導，其厚度b不變，歸一化等效波導寬度的公式a‾=ξ1+ξ2pd+ξ1+ξ2-ξ3ξ3-ξ2,]]>TMxOn模式， (15)其中ξ1=1.0198+0.3465ap-1.0684,ξ2=-0.1183-1.2729ap-1.2010,ξ3=1.0082-0.9163ap+0.2152·---(16)]]>這里a、p、d分別是基片集成波導的寬度、金屬化孔周期和直徑。
算出基片集成波導的等效矩形波導寬度aRWG之后，就可以進一步獲得基片集成波導所在的介質(zhì)基片的相對介電常數(shù)εrϵr=(c2πf)2k2,k2=β2+(πaRWG)2·---(17)]]>需要注意的是，為使上式成立，我們必須保證基片集成波導工作在主模工作區(qū)。也就是說，我們必須精心選擇被測的基片集成波導的寬度以使得在指定的頻帶范圍內(nèi)，波導內(nèi)僅能傳播TE10模式。
權(quán)利要求
1.一種微波介質(zhì)基片介電常數(shù)的基片集成波導測量方法，其特征在于在同一塊介質(zhì)基片上制作兩個不同長度的基片集成波導，在其兩端連接有相同的微帶-基片集成波導轉(zhuǎn)換器(511，512，521，522)，再通過高頻SMA接頭與矢量網(wǎng)絡分析儀相連，分別用矢量網(wǎng)絡分析儀測得其散射參數(shù)后，利用轉(zhuǎn)移矩陣的級聯(lián)方法提取出一段純的基片集成波導的單次傳輸參數(shù)，并由此獲得介質(zhì)樣本的相對介電常數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種測量微波毫米波介質(zhì)基片介電常數(shù)的方法，其方法是在同一塊介質(zhì)基片上制作兩個不同長度的基片集成波導，在其兩端連接有相同的微帶一基片集成波導轉(zhuǎn)換器，再通過高頻SMA接頭與矢量網(wǎng)絡分析儀相連，分別用矢量網(wǎng)絡分析儀測得其散射參數(shù)后，利用轉(zhuǎn)移矩陣的級聯(lián)方法提取出一段純的基片集成波導的單次傳輸參數(shù)，并由此獲得介質(zhì)樣本的相對介電常數(shù)。與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明具有如下優(yōu)點使介質(zhì)介電常數(shù)測量方法的精確性得以提高，操作簡單可靠，測量結(jié)果準確。
文檔編號G01R31/00GK1828314SQ20061003950
公開日2006年9月6日 申請日期2006年4月13日 優(yōu)先權(quán)日2006年4月13日
發(fā)明者洪偉, 顏力 申請人:東南大學