專利名稱：峰值電流或零電流比較器的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及比較器電路，并且尤其涉及比較器電路的輸入級，其用來基于轉換器電路，尤其是在DC-DC轉換器，的開關操作模式， 來檢測峰值電流或零電流。
背景技術：
穩(wěn)壓電源或可控電源出現(xiàn)在幾乎所有的電子設備中，包括充電 器、便攜式電話、計算機、計算機顯示器、電視、音頻設備和攝像機。 典型的電源是轉換器，諸如直流到直流轉換器(下面簡單地稱為 DC-DC轉換器)，該轉換器從電源開始操作，作為中間過程生成了交 流信號并且把DC輸出電壓傳輸給負載。DC-DC轉換器接受DC輸入電 壓并產(chǎn)生DC輸出電壓。典型地，根據(jù)是使用升壓DC-DC轉換器還是 使用降壓DC-DC轉換器，所產(chǎn)生的(平均)輸出電壓是比輸入電壓更 高或更低的值。在DC-DC轉換中，在DC-DC轉換器電路中我們經(jīng)常需要比較器， 用來檢測峰值電流或零電流，從而確定最適當?shù)?N-0FF切換順序。 基于比較器的輸出信號，這個順序可以由諸如數(shù)字控制器之類的驅(qū)動 器電路來控制。DC-DC轉換器通常使用某些電子組件(諸如外部電感 器L)用來存儲電流流經(jīng)它所生成的電能。在正常情況下，這些比較 器必須準確地和迅速地測量電感器L的兩個端子(LXA， LXB)之一和 DC-DC轉換器的另一個端子之間的小電壓差，其中DC-DC的這個端子 的電位能夠是Vss、 V。w或Vbat (如果使用電池作為電壓源)。在這 個測量階段，這個測量所涉及的電感器L的端子處的電壓必須非常穩(wěn) 定從而隨著時間的變化這個電壓變化非常緩慢，這樣就允許比較器在 其正常范圍內(nèi)操作。然而，就在這個測量階段開始前，當使用升壓DODC轉換器時，
這個端子產(chǎn)生了從V^到V。ut的巨大變化AV，或者相反；當使用降 壓DC-DC轉換器時，這個端子產(chǎn)生了從V^到Vbat的巨大變化AV，或 者相反。施加到比較器的輸入端之一的這個巨大的電壓差明顯地干擾 了比較器的DC設置，因此只要沒過重置時間，比較器就不能臨時進行準確和可靠的測量。在這種情況下，可以使用鎖定電路使比較器輸出復位，直到重置時間完成。然而關于時間的電壓變化AV如此快， 或者換句話說，斜率AV/At如此陡以至于這個重置時間可能會太長， 從而導致零電流的測量到來太晚。通過參考圖la、 lb和圖2，可以更好地描述這種情形，例如在 圖la和lb中，描述了一個典型的同步升壓DC-DC轉換器電路，其具 有一個用于測量零電流的傳統(tǒng)電流比較器；在圖2中，示出了傳統(tǒng)電 流比較器的輸入結構。在圖la中，升壓DC-DC轉換器電路根據(jù)可變輸入電壓Vh生成 了經(jīng)調(diào)節(jié)的輸出電壓V。ut，其中可變輸入電壓Vm是由例如在端子LXA 和處于V^的端子之間連接的電池(Vbat)提供的，并且其特征是V。ut可以大于Vin的事實。而且，即使輸入電壓Vi。和輸出負載可能改變，輸出電壓V。ut也基本上恒定。這樣的DC-DC轉換器(還被稱為開關模 式電源)通常使用開關裝置20，其可以是功率晶體管(例如M0SFET、 BJT)或任何其它的可控半導體開關裝置，及其被連接在端子LXA和 LXB之間的外部電感器L，該電感器L存儲流經(jīng)它的電流所生成的磁 場能量并且當接通開關裝置20時，避免輸入電壓短路。雖然當斷開 開關裝置20時，為了使存儲在電感器L內(nèi)的能量作為電流被傳送到 輸出負載，二極管D通常被串聯(lián)連接到電感器L，但是在開關模式轉 換器中，也可以使用一種被稱為"同步整流"的技術來用一個附加的 開關裝置30代替二極管。這種替換能提高轉換器的效率同時排除了 二極管的閾值電壓。用于監(jiān)視比較器輸出信號的諸如數(shù)字控制器的驅(qū) 動器電路40控制著的兩個開關裝置20和30接通和斷開彼此相反， 從而引導電流或者用來給電感器充電或用來給輸出負載饋送信號。在圖lb中，以三個階段描述了同步升壓DC-DC轉換器的一個完 整的操作周期，這三個階段隨端子LXB處的電壓V,xB的發(fā)展而變化，
其中輸出電壓V。ut是與輸出負載并聯(lián)的外部輸出濾波電容C端的電壓并且電流比較器在端子LXB和0UT之間連接。在向上階段中，在端子LXB和VM處的端子之間連接的開關裝置 20(例如N溝道M0S晶體管)被接通而在端子LXB和0UT之間連接的 附加開關裝置30 (例如P溝道M0S晶體管)被斷開，從而使得電流I 逐漸增加地流經(jīng)電感器L和開關裝置20，直到達到理想的峰值。因 此附加開關裝置30用于在輸出和開關裝置20之間提供去耦，從而使得電壓Vlxb等于Vss。在向前階段中，開關裝置20被斷開而附加的開關裝置30被接 通，使得電流I此刻流經(jīng)電感器L和存儲對應電荷的電容C，而電流 I從理想的峰值降低到零。這個降低會導致電感器L上的負壓降，從而輸出電壓V。ut相對于輸入電壓Vin被增加，并且電壓Vlxb増加到V。ut或稍微高于V。ut ，由于這在從向上階段到向前階段的急劇過渡過 程中發(fā)生了很短的時間，其中開關裝置30延遲接通，使得兩個開關 裝置20和30都沒有導電。在第三階段，開關裝置30再次被斷開而開關裝置20延遲接通， 從而兩個開關裝置20、 30都被斷開。因此，電壓Vlxb從V耐降到 Vin。當開關裝置20被再次接通時，會開始一個新的操作周期。在圖2a和2b中，描述了具有折疊共源共柵結構的傳統(tǒng)電流比 較器的輸入結構，其中電流比較器用于測量升壓DC-DC轉換器中的零 電流。這個輸入結構由來兩級組成， 一個輸入級和一個能大大減少米 勒電容效應的折疊共源共柵極。輸入級包括兩個輸入端；與來自升壓 DC-DC轉換器的端子LXB連接的INN和與來自相同轉換器的端子OUT 連接的INP;差分放大器，其包括一對被示為N-溝道MOS晶體管的差 分晶體管(Nl， N2)、兩個有源負載，被示為作為兩個恒流源(Cl， C2)的兩個P-溝道MOS晶體管的髙輸出阻抗、和偏流源(C3)，收 集兩個晶體管Nl和N2的漏極電流用來生成固定尾電流。由輸入級的 電位節(jié)點Va和Vb的差分輸出饋送折疊共源共柵極電流，折疊共源 共柵極包括一對被示為P-溝道MOS晶體管的晶體管(Pl， P2);兩 個負載電阻(Rl， R2)，分別提供兩個電壓V4和V3，其中電壓V4 和V3被轉送到一個追蹤鎖存級(這里沒有顯示)從而獲得一個軌對 軌(Rail-RailTM)電壓和偏置電壓源(Vbias)，其用來維持晶體管 PI和P2的源極電壓為+/- V。ut-300mV，從而即使輸入端I麗和INP的 電位是V。ut或者稍微高于V。ut，仍然保持了晶體管Nl和N2總是處于 飽和狀態(tài)。參考圖2a，當Vinn-Vi叩時，我們獲得了對應于升壓DC-DC 轉換器的向前階段的情形，其中VLXB-V。ut。比較器具有正常的DC設置。選擇相同的來自電流源CI和C2的電流，并且該電流在流經(jīng)晶體 管Nl和N2的相同電流和流經(jīng)PI和P2的相同電流之間分開。參考圖 2b,當Vi皿等于或接近于V^時，我們獲得了對應于升壓DC-DC轉換器的向上階段的情形，其中Vlxb-Vss。在這里，由于Vlxb斷幵了晶體管N2，比較器的正常DC偏置設置被完全地打亂。當Vlxb再次上 升到或稍微高于V。w時，晶體管N2接通并且同時，比較器開始以Vin^Vinp來重置接近于DC設置的電流和電壓值。然而，開關裝置30被接通，有效重置時間并不立刻開始，而是只要電壓VuB返回到的穩(wěn) 定值一旦等于或接近V。w時，有效重置時間就立即開始。在重置時間 階段，不能執(zhí)行準確的和可靠的測量。而且，在實際情況中，這個時 間太長以至于不能被接受，這是由于零電流檢測可能在這個重置時間 內(nèi)出現(xiàn)。圖3描述了現(xiàn)有技術克服這個問題的解決辦法，這個辦法包括 維持比較器的負輸入端INN的電壓總是等于或接近于與比較器的正 輸入端INP連接的端子OUT的電壓。這個可以通過提供一個開關SW (例如P-溝道MOS晶體管)實現(xiàn)，為了再次連接INN和端子OUT, — 旦VLXB下降到低于一個預定值(例如比V福小的500mV)時，這個 開關SW就斷開INN和LXB的連接。然而這種解決辦法產(chǎn)生幾個缺點。 使用與比較器的輸入端串聯(lián)的開關第一個缺點是需要插入輔助的串 聯(lián)電阻，這個電阻和比較器的輸入電容一起產(chǎn)生了 RC組合，從而增 加了反應時間。第二個缺點涉及插入用來控制開關的輔助驅(qū)動電路， 這使標準的電路結構更復雜并且當需要增大開關的尺寸用以使它的 串聯(lián)電阻的影響最小時，還會使標準電路結構尺寸更大
發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種用于峰值電流比較器或零電流 比較器的簡單而小尺寸的電路結構，當被使用時用來縮短重置時間，尤其用于基于開關模式的DC-DC轉換器中。因此，一旦測量階段開始， 比較器就能準備執(zhí)行測量。這個目的是由如權利要求1所述的電路結構、如權利要求6所 述的比較器輸入級、如權利要求7所述的比較器裝置、如權利要求8 所述的檢測器裝置以及如權利要求9所述的設備實現(xiàn)的。因此，布置了比較器輸入級，其包括一對差分晶體管和一對與 所述差分晶體管對的極性不同的附加晶體管，從而當晶體管被斷開 時，由于電流的可選路徑，流經(jīng)輸入級的電流再不會被中斷。因此， 為了對稱電流流經(jīng)輸入級的每個分支，比較器的DC設置可以保持接 近于正常DC的值，并且重置所需的時間能因此被大大減少。這種包括了把所述附加晶體管對耦接到所述差分晶體管對的布 置能使電路結構非常簡單。而且，以附加的小尺寸的晶體管對布置了比較器的輸入級。這 個附加對因此不需要輔助的諸如用于控制如開關的0N-0FF順序的驅(qū) 動電路，因此占用非常小的空間。而且，比較器輸入級的兩個輸入端子可以和來自于基于開關操 作模式的DC-DC轉換器裝置的兩個端子連接，其中峰值電流或零電流 將要被檢測。因此，兩個輸入端子之一可以被施加一個相對于與預定 值連接的另一輸入端的大電位變化。這個大電位變化能斷開比較器輸 入級的晶體管并且打亂比較器的DC設置。然而，所述結構電路能大 大減輕這種故障。檢測器裝置用于檢測峰值電流或零電流并且包括比較器裝置， 該比較器裝置在它的輸入級具有這種電路結構，該檢測器裝置的輸出 可以被驅(qū)動器裝置使用用來控制所述DC-DC轉換器裝置的ON-OFF切 換順序。在從屬權利要求中定義了進一步有利的進展。


參考附圖，基于優(yōu)選的實施例將描述本發(fā)明，其中圖la示出了傳統(tǒng)的同步升壓DC-DC轉換器電路，其結合了用于 檢測零電流的比較器；圖lb示出了端子LXB的電壓V^b對時間的曲線和對應的電流對 時間的曲線；圖2a示出了具有折疊共源共柵極結構的傳統(tǒng)電流比較器的輸入 結構，其中Vinn=Vilip=V。ut;圖2b示出了具有折疊共源共柵極結構的傳統(tǒng)電流比較器的輸入 結構，其中Vinn=Vss和Vinp=V。ut;圖3示出了具有現(xiàn)有技術解決方法的傳統(tǒng)電流比較器的輸入級， 這個解決方法使用開關來使比較器的重置時間最??；圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的第一優(yōu)選實施例的電流比較器的輸入級；圖5示出了在一個模擬實際電路的比較器電路中本發(fā)明的第一 優(yōu)選實施例的實現(xiàn)；圖6示出了在實際比較器電路的模擬中所用的電壓Vlx=V^b的定義；圖7a示出了當沒有實現(xiàn)本發(fā)明的第一優(yōu)選實施例時比較器的輸 入級的輸出端電壓Va和Vb的模擬結果；圖7b示出了當實現(xiàn)了本發(fā)明的第一優(yōu)選實施例時比較器的輸入級的輸出端電壓Va和Vb的模擬結果；圖8a示出了當沒有實現(xiàn)本發(fā)明的第一優(yōu)選實施例時比較器的折 疊共源共柵極的輸出端電壓Vs和V4的模擬結果；圖8b示出了當實現(xiàn)了本發(fā)明的第一優(yōu)選實施例時比較器的折疊共源共柵極的輸出端電壓V3和V4的模擬結果。
具體實施方式
接下來，結合比較器的輸入結構描述第一優(yōu)選實施例，該比較器用于檢測同步升壓DC-DC轉換器(如在圖la中所描述)的零電流。
在圖4中，示出了根據(jù)本發(fā)明的第一優(yōu)選實施例的電流比較器 的輸入級，其由電路結構io組成，該電路結構IO包括一對附加的小 P-溝道M0S晶體管，P3和P4，分別被連接到N-溝道M0S晶體管Nl 和N2的每一個的漏極和源極之間，其中N-溝道M0S晶體管Nl和N2 是與所述附加的晶體管對極性不同的一對差分晶體管。晶體管P3和 P4的柵極共享與比較器的輸入端連接的公共端子，這個比較器的輸 入端在我們的描述中是與升壓DC-DC轉換器的端子LXB連接并且可以 被施加一個大電位變化(相對于和預定值連接的比較器的另一輸入 端)。因此，這些柵極與比較器輸入級的端子LXB和INN處于同樣的 電位。 一旦端子LXB的電位降到低于V。ut-300mW-VThP4 (P4的閾值電 壓)時，晶體管N2就斷開而晶體管P4接通并且開始導電。因此，即 使端子LXB處于低電位，電流也能保持流動，就像V,-V—的情形。 當晶體管N2斷開時，如此布置在電路中的晶體管P4容許在晶體管 N2斷開時為電流產(chǎn)生一個可選路徑并且顯著地使DC設置的干擾最 小。晶體管P3的作用只是保持比較器的對稱性。當端子LXB處于低 電位時，比較器輸入級的電位V,和Vb的輸出現(xiàn)在能或多或少保持在 恒定電位。而且，在從向上階段到向前階段的過渡階段中，現(xiàn)在比較 器需要更少時間用來重置，這是由于電流和電壓已經(jīng)很接近于正常 DC值。根據(jù)第一實施例所描述的本發(fā)明可以被用于檢測在升壓DC-DC 轉換器(LXB， OUT)中的零電流，并且還可以被用于檢測降壓DC-DC 轉換器(LXB， OUT)中的峰值電流，其中電池(Vbat)現(xiàn)在被設置在 端子OUT和電位是V^的端子之間。在把本發(fā)明的晶體管P3， P4的 極性從P-溝道晶體管變?yōu)镹-溝道晶體管，并且以同樣的方式改變比 較器內(nèi)的所有元件的極性后，根據(jù)第一優(yōu)選實施例所描述的本發(fā)明還 可以被用于第二優(yōu)選實施例用來檢測升壓DC-DC轉換器(LXB， Vss) 中的峰值電流和降壓DC-DC轉換器(LXB， Vss)中的零電流。在圖5中，在模擬實際電路的比較器電路中示出了本發(fā)明的第 一優(yōu)選實施例。兩個22|iA電流源Cl和C2在這里被實現(xiàn)為(MPll， MP13)和(MP12， MP14)。這種分離給我們示出了比較器電路實際上 由兩個單獨電路組成在Vi。,Vinp時，具有兩個12pA分支的輸入級
和具有兩個10pA的折疊共源共柵電路。Vdd和Vinp與DC-DC轉換器 的V。ut連接，從而使得比較器在它自己的電源電壓V。D周圍測量。輸 出電壓V3和V4被轉送到放大器并且最后到達追蹤鎖存電路(這里沒 有表現(xiàn))。采用SPECTRE進行電路模擬。如圖6所述，電壓V^x (=VLXB)將被定義為一個電壓階躍，在 100ns內(nèi)電壓被設置為等于0V，并且隨后具有從0V到3. 6V (VDD) 的急劇上升，實際上這發(fā)生在從向上階段到向前階段的過渡階段。如 上所述，當兩個開關裝置20， 30都不導電時，在從向上階段到向前 階段的銳過渡階段，電流峰值通常出現(xiàn)很短時間。如果例如開關裝置 30被認為是P-溝道M0S晶體管，然后電流會流經(jīng)該晶體管的體二極 管。此時，在5ns內(nèi)，峰值被設置等于4. 6V。在下面的圖7a-7b和圖8a-8b中，將以存在本發(fā)明和不存在本 發(fā)明來描述電壓Va、 Vb、 V3和V4的時間曲線所給出的模擬結果，如 此顯示了當在比較器的輸入級實現(xiàn)本發(fā)明時，比較器重置時間更快。 在關于VLX (=VLXB)從Vss電平到VoD電平過渡之后，對應的電壓 節(jié)點越快返回到它們的穩(wěn)定DC設置，則比較器越快被重置。這些模擬結果給我們示出了在具有P3和P4的情形中，電壓更 快返回到正常DC設置。在圖7a和圖7b之間的比較顯示了沒有P3 和P4時，Va和Vb的電位節(jié)點需要大約35ns的重置時間，而有P3 和P4時，重置時間可以被降到只需15ns。以同樣的方式，在圖8a和圖8b之間的比較顯示了沒有P3和P4 時，V3和V4的電位節(jié)點需要大約50ns的重置時間，而有P3和P4 時，重置時間可以減小到只需30ns或更少。應該注意根據(jù)第一優(yōu)選實施例所描述的本發(fā)明不僅可以被用于 檢測升壓DC-DC轉換器(LXB， OUT)中的零電流，而且可以被用于檢 測降壓DC-DC轉換器(LXB， OUT)的峰值電流。而且，在把根據(jù)第一 優(yōu)選實施例的本發(fā)明的晶體管P3，P4的極性從P-溝道晶體管變?yōu)镹-溝道晶體管，并且以同樣的方式改變比較器內(nèi)的所有元件的極性后， 本發(fā)明還可以被用于第二優(yōu)選實施例用來檢測升壓DC-DC轉換器 (LXB， Vss)中的峰值電流和降壓DC-DC轉換器(LXB， Vss)中的 零電流。而且，還應該注意比較器的輸入端子被連接到DC-DC轉換器裝 置(諸如升壓DC-DC轉換器或降壓DC-DC轉換器或這些DC-DC轉換器 的任意組合)的端子，這適合容許檢測零電流或峰值電流?？傊?，描述了簡單且小尺寸的電路結構10，其用于明顯地降低 峰值電流比較器或零電流比較器的重置時間。這種電路結構10給比 較器輸入級提供一個在比較器輸入端的可選電流路徑，其中該比較器 的輸入端被施加了能干擾DC設置的大電壓變化。這種電路結構10 包括一對小晶體管(P3， P4)，其與比較器的輸入級的一對差分晶體 管(N1， N2)耦接并且具有與晶體管(N1， N2)不同的極性。晶體管 P3和P4的柵極共享與所述比較器輸入連接的公共端子。在電壓過渡 階段，比較器上的電流和電壓總是被保持接近于正常的DC設置值。這種電路結構io可以被用在任何比較器中用來檢測峰值電流或零電流，尤其是用來檢測基于開關操作模式的DC-DC轉換器的峰值電流或 零電流。最后但是仍然重要地，應該注意用在包括權利要求的說明書中 的術語"包含"或者"包括"是用來指定所述特征、裝置、步驟或元 件的存在，但是并不排出一個或多個其它的特征、裝置、步驟、元件 或其集合存在或增加。而且，權利要求中在元件前的詞"一"或者"一 個"不排除多個這種元件的存在。而且，任何參考信號都不限制本權 利要求的范圍。
權利要求
1.一種電路結構，用于減少電流檢測器裝置的重置時間，所述電路結構包括a)一對差分晶體管(N1，N2)，其包括在第二節(jié)點和第三節(jié)點之間耦接的第一晶體管(N1)，其中所述第一晶體管(N1)接收在第一節(jié)點處的預定值的第一輸入信號；還包括在所述第三節(jié)點和第五節(jié)點間耦接的第二晶體管(N2)，其中所述第二晶體管(N2)接收在第四節(jié)點處的可變值的第二輸入信號，所述可變值能產(chǎn)生一個相對于所述預定值的大的變化；b)一對晶體管(P3，P4)，與所述差分晶體管對具有不同的極性，其包括在所述第二節(jié)點和所述第三節(jié)點之間耦接的第三晶體管(P3)，以及在所述第三節(jié)點和所述第五節(jié)點之間耦接的第四晶體管(P4)，其中所述第三晶體管(P3)和所述第四晶體管(P4)共享一個與所述第四節(jié)點連接的公共輸入端子。
2. 根據(jù)權利要求1的電路結構，其中所述晶體管對(P3， P4) 是一對相對小尺寸的晶體管。
3. 根據(jù)權利要求1或2的電路結構，其中所述晶體管(Nl、 N2、 P3、 P4)是金屬氧化物半導體(M0S)場效應晶體管或雙極結型晶體 管(BJT)。
4. 根據(jù)權利要求3的電路結構，其中所述可變值使得所述第二 晶體管(N2)斷開而使得所述第四晶體管(P4)導通或者相反。
5. 根據(jù)權利要求4所述的電路結構，其中所述可變值和所述預 定值是由基于開關操作模式的DC-DC轉換器裝置提供的，所述DC-DC 轉換器裝置是升壓DC-DC轉換器或降壓DC-DC轉換器或者這兩種 DC-DC轉換器的任意組合。
6. —種比較器輸入級，用于設置DC設置值并減少重置時間，所述比較器輸入級至少包括a) 根據(jù)以上權利要求中任何一個的電路結構；b) 與所述第二節(jié)點耦接的第一負載(CI); C)與所述第五節(jié)點耦接的第二負載(C2);d)與所述第三節(jié)點耦接的電流源(C3)。
7. —種比較器裝置，用于測量峰值電流或零電流，所述比較器裝置至少包括a) 根據(jù)權利要求6的輸入級；b) 用于把信號輸出到驅(qū)動器裝置的輸出級，所述驅(qū)動器裝置控 制ON-OFF切換順序；c) 可選地，為了減小米勒電容效應，可以把共源共柵級或折疊 共源共柵級放置在所述輸入級和所述輸出級之間。
8. —種檢測器裝置，用于檢測峰值電流或零電流，所述檢測器 裝置至少包括根據(jù)權利要求7的比較器裝置。
9. 一種電源設備，所述電源設備至少包括a) 如在權利要求5中指定的基于開關操作模式的DC-DC轉換器裝置；b) 如在權利要求8中指定的檢測器裝置，用于檢測流經(jīng)所述 DC-DC轉換器的峰值電流或零電流；c) 如在權利要求7中指定的驅(qū)動器裝置，用于基于所述檢測器 裝置的輸出，控制所述DC-DC轉換器裝置的ON-OFF切換順序。
10. 根據(jù)權利要求9的電源設備，其中所述驅(qū)動器裝置(40) 是數(shù)字控制器裝置。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種簡單的小尺寸電路結構(10)，用于顯著地減少峰值電流比較器或零電流比較器的重置時間。這種電路結構(10)在比較器輸入端給比較器輸入級提供一個可選電流路徑，其中比較器的輸入端被施加了能干擾DC設置的大電壓變化。這個電路結構(10)包括一對小晶體管(P3，P4)，其與比較器輸入級的一對差分晶體管(N1，N2)耦接，并且具有與晶體管(N1，N2)不同的極性。晶體管P3和P4的柵極共享與所述比較器輸入端連接的公共端子。在電壓過渡階段，比較器的電流和電壓總是被維持在接近于正常的DC設置值。這種電路結構(10)可以被用在用來檢測峰值電流或零電流的任何電流比較器中，尤其被用在基于開關操作模式的DC-DC轉換器中。
文檔編號G01R19/04GK101213460SQ200680024390
公開日2008年7月2日 申請日期2006年4月28日 優(yōu)先權日2005年5月4日
發(fā)明者雷姆克·布林克曼 申請人:Nxp股份有限公司