專利名稱：一種擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路的構(gòu)成及其運(yùn)行方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及到在擴(kuò)頻通信中當(dāng)擴(kuò)頻符號使用 Manchester碼時(shí)，接收機(jī)中的一種擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路的構(gòu)成及其運(yùn)行方法。
背景技術(shù)：
絕大多數(shù)的擴(kuò)頻通信系統(tǒng)使用的信號采用矩形的擴(kuò)頻符號，但在衛(wèi)星導(dǎo)航領(lǐng) 域中，例如在下一代的GPS以及歐洲的全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)——Galileo中， 一些 信號使用了 Manchester碼作為擴(kuò)頻符號。因?yàn)槭褂肕anchester碼作為擴(kuò)頻符號 的信號比使用通常的BPSK調(diào)制的信號具有更好的頻譜分離特性，所以這種信號 可以提高頻譜利用率，減少對同一頻點(diǎn)其它信號的干擾。而且這種信號的均方根 帶寬比同樣碼速率的BPSK信號更寬，所以使用這種信號作為測距信號可以獲得 更高的測量精度。正是這些優(yōu)異的特性使得該信號被越來越多地用在新一代的衛(wèi) 星導(dǎo)航系統(tǒng)中。但是，使用Manchester碼作為擴(kuò)頻符號的信號在具有上述優(yōu)勢的同時(shí)也存在 一些缺陷。這種擴(kuò)頻信號的自相關(guān)函數(shù)的包絡(luò)呈鋸齒狀，在正負(fù)一個(gè)碼片的延遲 范圍內(nèi)有三個(gè)峰值和兩個(gè)過零點(diǎn)。在理想情況下，碼同步過程中應(yīng)保證碼跟蹤環(huán) 鎖定在自相關(guān)函數(shù)的主峰上。如果碼跟蹤環(huán)路使用原來為采用矩形擴(kuò)頻符號的擴(kuò) 頻信號所設(shè)計(jì)的延遲鎖定環(huán)(DLL)，則在對使用Manchester碼作為擴(kuò)頻符號的信 號進(jìn)行跟蹤時(shí)，有較大的概率使環(huán)路鎖定在自相關(guān)函數(shù)的一個(gè)幅度較小的邊峰 上。由于邊峰的高度只有主峰的1/2，這會(huì)使送入數(shù)據(jù)解調(diào)器的積分值出現(xiàn)3dB 的能量損失影響的數(shù)據(jù)解調(diào)的誤碼率，同時(shí)跟蹤精度也會(huì)下降。不僅如此，誤鎖 在邊峰上也會(huì)使碼測距結(jié)果有一個(gè)固有的偏差，其長度約為0.5個(gè)擴(kuò)頻符號長度， 以Galileo系統(tǒng)中使用了 Manchester碼作為擴(kuò)頻符號的El公共服務(wù)信號為例， 這個(gè)固有偏差長度為293米，這將嚴(yán)重影響系統(tǒng)最終的定位正確性。由于上述問 題的根源在于跟蹤環(huán)無法判斷是鎖在主峰上還是邊峰上，這個(gè)問題被稱為多峰模 糊問題。在現(xiàn)有技術(shù)中，解決Manchester碼符號擴(kuò)頻碼跟蹤中的多峰模糊問題主要有三類方法1. BPSK-like法將Manchester碼作為擴(kuò)頻符號的信號在頻域上的上下邊帶 近似看作是兩個(gè)BPSK調(diào)制的擴(kuò)頻信號，對其分別處理，使其相關(guān)函數(shù)不再具有 多峰特性。每個(gè)邊帶的信號經(jīng)過濾波單獨(dú)提取出來與本地使用NRZ擴(kuò)頻碼形的 擴(kuò)頻信號作相關(guān)，相關(guān)函數(shù)沒有了多峰模糊度，這種方法最大的優(yōu)勢在于鑒相范 圍寬，而且減小了處理的帶寬，因此采樣點(diǎn)數(shù)可以減少，抗干擾能力強(qiáng)，當(dāng)檢測 到一個(gè)邊帶遭受窄帶干擾，可以只使用另一個(gè)邊帶進(jìn)行處理。這種方法的缺點(diǎn)在 于復(fù)雜度較高，輸入信號與本地信號都需要濾波，而且雙邊帶處理需要6個(gè)復(fù)相 關(guān)器(12實(shí))，單邊帶處理雖然相關(guān)器數(shù)能減一半，但又有3dB能量損失，降低 了性能。更主要的是這樣處理實(shí)際上減小了相關(guān)峰的陡峭程度，對應(yīng)在頻域上是 減小了信號的均方根帶寬，由TOA測量的理論可知，此時(shí)的跟蹤精度距信號本 身所提供的性能界有所下降。2. Bump-jumping法在接收機(jī)中增加監(jiān)控裝置，使得碼跟蹤環(huán)一旦誤鎖在邊 峰上可以及時(shí)發(fā)現(xiàn)并改正。這種方法實(shí)現(xiàn)簡單，最重要的是它直接跟蹤信號的主 峰，因此在鎖定正確峰值的時(shí)候其可以發(fā)揮出使用Manchester碼的擴(kuò)頻信號跟 蹤精度高的優(yōu)勢。其缺點(diǎn)在于由于采用比較主峰和邊峰大小的方法來確定當(dāng)前跟 蹤的是哪個(gè)峰，因此在低信噪比下其誤跟蹤的概率很大，并且由于使用了計(jì)數(shù)器 來進(jìn)行多次判決保證一定的虛警率，這種方法從錯(cuò)誤中恢復(fù)的速度較慢，在一些 對精確測量的連續(xù)性要求較高的應(yīng)用有限制。3. 改變本地信號格式，不再使用與輸入信號相同的擴(kuò)頻碼形，而是尋找一種 新的擴(kuò)頻碼形，使得本地信號與輸入信號的相關(guān)函數(shù)不再具有多峰特性。這種思 路已有若干方法被提出，但這些現(xiàn)有方法都存在抗多徑性能差、能量衰減大等缺 點(diǎn)。發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明需要解決的技術(shù)問題，是使用Manchester碼作為擴(kuò)頻符號的擴(kuò)頻信號 碼同歩中的多峰模糊問題。針對現(xiàn)有的幾種方法都存在不同缺陷，或是復(fù)雜程度 高，能量損耗大，降低了性能；或是雖復(fù)雜程度不高，但在低信噪比下，該跟蹤 的錯(cuò)誤概率很大，而且從錯(cuò)誤中恢復(fù)的速度較慢，不適合要求連續(xù)性高的精確測 量。為了克服現(xiàn)有幾種方法中存在的這些不足之處，就需要重新研究一種解決多 峰模糊問題的方法，本發(fā)明的目的是提供一種擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路的構(gòu)成及其運(yùn)行方法，即提供一種擴(kuò)頻碼同歩裝置。只要擴(kuò)頻碼的碼形使用Manchester碼，接收 機(jī)中都可以使用本發(fā)明進(jìn)行偽隨機(jī)碼的同步以及碼相位的測量，比傳統(tǒng)方法提高 測量精度，并且環(huán)路的抗多徑能力顯著增強(qiáng)。為了實(shí)現(xiàn)本發(fā)明的目的，所采取的技術(shù)方案如下 一種擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路，其特征在于該跟蹤環(huán)路由三部分組成，它們是碼鑒相器、環(huán)路濾波器以及碼環(huán)數(shù) 控振蕩器，將本地信號與輸入信號在相位上取得同歩；所述碼鑒相器將輸入信號 與本地信號進(jìn)行相乘和累加處理獲并取相位延遲量r的準(zhǔn)線性函數(shù)值；所述環(huán)路 濾波器是將碼鑒相器得到的相位差進(jìn)行濾波；所述碼環(huán)數(shù)控振蕩器是利用濾波器 的輸出調(diào)整本地碼的頻率以改變本地碼相位，從而使本地信號相位逐漸接近輸入 信號相位。其中，碼鑒相器含有擴(kuò)頻序列生成器，超前支路第一和第二開關(guān)，超前支 路第一至第四個(gè)乘法器，超前支路1至4個(gè)累加器，偽相關(guān)函數(shù)生成器，平方器， 滯后支路第一、第二開關(guān)，滯后支路第一至第四個(gè)乘法器，滯后支路4個(gè)累加器， 偽相關(guān)函數(shù)生成器，平方器，減法器；.擴(kuò)頻碼信號運(yùn)行，所經(jīng)過的途徑是輸入信號通過與載波數(shù)控振蕩器所產(chǎn)生的 余弦信號相乘，剝?nèi)チ溯d波，下變頻到基帶，成為基帶同向支路信號，送入超前 支路第一乘法器第一輸入端、超前支路第二乘法器第一輸入端、滯后支路第一乘 法器第一輸入端、滯后支路第二乘法器第一輸入端；輸入信號通過與載波數(shù)控振 蕩器所產(chǎn)生的正弦信號相乘，剝?nèi)チ溯d波，下變頻到基帶，成為基帶正交支路信 號，與超前支路第三乘法器第一輸入端、超前支路第四乘法器第一輸入端、滯后 支路第三乘法器第一輸入端、滯后支路第四乘法器第一輸入端相連；擴(kuò)頻序列生成器產(chǎn)生相位彼此相差A(yù)r的兩路擴(kuò)頻信號，這兩個(gè)序列的擴(kuò)頻 圖樣與輸入信號的擴(kuò)頻圖樣相同，其中相位較早的稱為超前序列，相位較遲的稱 為滯后序列；超前支路第一數(shù)字開關(guān)和第二數(shù)字開關(guān)隨著擴(kuò)頻序列生成器的輸出值切換， 在超前序列信號產(chǎn)生一個(gè)擴(kuò)頻碼片的前1/2的時(shí)刻，這兩個(gè)開關(guān)同時(shí)將輸入端與 A輸出端導(dǎo)通，而與B輸出端斷開，在超前序列信號產(chǎn)生一個(gè)擴(kuò)頻碼片的后1/2 的時(shí)刻，這兩個(gè)開關(guān)同時(shí)將輸入端與B輸出端導(dǎo)通，而與A輸出端斷開；超前序列信號同時(shí)送入超前支路第一數(shù)字開關(guān)的輸入端和超前支路第二數(shù) 字開關(guān)的輸入端；超前支路第一數(shù)字開關(guān)的A輸出端連接超前支路第一乘法器的第二輸入端，B輸出端連接超前支路第二乘法器的第二輸入端，超前支路第二 數(shù)字開關(guān)的A輸出端連接超前支路第三乘法器的第二輸入端，B輸出端連接超 前支路第四乘法器的第二輸入端；超前支路累加器進(jìn)行時(shí)間長度為T的累加-清零運(yùn)算，其中T可以取本地生成 的擴(kuò)頻序列的周期，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器的C輸入端；超前支路累 加器進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器的D輸入端；超前支路累加器進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽 相關(guān)函數(shù)生成器的e輸入端；超前支路累加器4進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器的F輸入端；偽相關(guān)函數(shù)生成器的輸出值 經(jīng)過一個(gè)平方器進(jìn)行平方運(yùn)算后，送入減法器的被減數(shù)輸入端；滯后支路第一數(shù)字開關(guān)和第二數(shù)字開關(guān)隨著擴(kuò)頻序列生成器的輸出值切換， 在滯后序列信號產(chǎn)生一個(gè)擴(kuò)頻碼片的前1/2的時(shí)刻，這兩個(gè)開關(guān)同時(shí)將輸入端與 A輸出端導(dǎo)通，而與B輸出端斷開，在滯后序列信號產(chǎn)生一個(gè)擴(kuò)頻碼片的后1/2 的時(shí)刻，這兩個(gè)開關(guān)同時(shí)將輸入端與B輸出端導(dǎo)通，而與A輸出端斷開；滯后序列信號同時(shí)送入滯后支路第一數(shù)字開關(guān)的輸入端和滯后支路第二數(shù) 字開關(guān)的輸入端；滯后支路第一數(shù)字開關(guān)的A輸出端連接滯后支路第三乘法器 的第二輸入端，B輸出端連接滯后支路第四乘法器的第二輸入端，滯后支路第二 數(shù)字開關(guān)的A輸出端連接滯后支路第一乘法器的第二輸入端，B輸出端連接滯 后支路第二乘法器的第二輸入端；滯后支路累加器i進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān) 函數(shù)生成器2的C輸入端；滯后支路累加器2進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn) 算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器2的D輸入端；滯后支路累加器3進(jìn)行時(shí) 間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器2的E輸入端；滯后支路累加器4進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器2的F輸入端；偽相關(guān)函數(shù)生成器2的輸出值經(jīng)過一個(gè)平方器進(jìn)行平方 運(yùn)算后，送入減法器的減數(shù)輸入端；減法器的輸出送入環(huán)路濾波器；經(jīng)過濾波后控制碼環(huán)數(shù)控振蕩器實(shí)時(shí)改變擴(kuò) 頻序列生成器的碼速率；偽相關(guān)函數(shù)生成器，其含有六個(gè)兩輸入加法器(Dt)、 (D2)、 (D3)、 (D4)、 (D5)、 (D6)， 一個(gè)三輸入加法器(D7)，六個(gè)放大器其中(Ai)、 (A2)、 (A4)、 (A5)的放大增益為x， (A3)、 (A6)的放大增益為l+x，其中x是O到l之間的實(shí)數(shù)包含0在內(nèi)；其還含有三個(gè)包絡(luò)運(yùn)算模塊(M!)、 (M2)、 (M3)，包絡(luò)運(yùn)算 模塊將兩個(gè)輸入量各自平方后相加，之后再開方作為輸出；加法器(D。的第一輸入端與偽相關(guān)函數(shù)生成器的C輸入端相連，同時(shí)與放 大器(AO的輸入端以及加法器(D2)的第一輸入端相連，加法器(D。的第 二輸入端與偽相關(guān)函數(shù)生成器的D輸入端相連，同時(shí)與放大器(A2)的輸入端 以及加法器(D3)的第二輸入端相連，加法器(D2)的第二輸入端與放大器(A2) 的輸出端相連接，加法器(D3)的第一輸入端與放大器(A!)的輸出端相連接， 加法器(D!)的輸出端連接到放大器(A3)的輸入端，放大器(A3)的輸出端 連接到(M2)的第一輸入端，(M,)的第一輸入端與(D2)的輸出相連，(D3) 的輸出端與(M3)的第一輸入端相連；加法器(D4)的第一輸入端與偽相關(guān)函 數(shù)生成器的E輸入端相連，同時(shí)與放大器(A4)的輸入端以及加法器(D5)的 第一輸入端相連，加法器(D》的第二輸入端與偽相關(guān)函數(shù)生成器的F輸入端相 連，同時(shí)與放大器(A5)的輸入端以及加法器(D6)的第二輸入端相連，加法器 (D5)的第二輸入端與放大器(A5)的輸出端相連接，加法器(D6)的第一輸 入端與放大器(A4)的輸出端相連接，加法器(D4)的輸出端連接到放大器(A6) 的輸入端，放大器(A6)的輸出端連接到(M2)的第二輸入端，(M3)的第二輸 入端與(D2)的輸出相連，(D5)的輸出端與(M。的第二輸入端相連；在三輸入減法器(D7)中，(M》的輸出和(M3)的輸出相加，減去(M2) 的輸出；(D7)的輸出連接到偽相關(guān)函數(shù)生成器外的平方器。本發(fā)明的有益效果是，本發(fā)明的擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路，具有配置靈活，抵抗熱噪 聲測量誤差和多徑測量誤差能力強(qiáng)等特點(diǎn)。


圖1為Manchester擴(kuò)頻符號(a)和矩形擴(kuò)頻符號(b);圖2為采用矩形擴(kuò)頻符號和Manchester擴(kuò)頻符號的擴(kuò)頻信號波形示意圖；圖3為本發(fā)明采用的兩種擴(kuò)頻符號(a)本地碼型l， (b)本地碼型2;圖4為本發(fā)明的擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)組成圖；圖5為本發(fā)明的偽相關(guān)函數(shù)生成器組成圖；圖6為本發(fā)明與傳統(tǒng)方法的多徑性能比較；具體實(shí)施方式
參照圖1，表示Manchester擴(kuò)頻符號(a)和矩形擴(kuò)頻符號(b)，如圖1 (b) 所示，絕大多數(shù)傳統(tǒng)的擴(kuò)頻信號使用了矩形的擴(kuò)頻符號。參照圖2，表示采用矩 形擴(kuò)頻符號和Manchester擴(kuò)頻符號的擴(kuò)頻信號波形示意圖，衛(wèi)星導(dǎo)航領(lǐng)域有些 測距信號使用了 Manchester碼作為擴(kuò)頻符號，Manchester擴(kuò)頻符號的形狀如圖 l(a)所示，是一個(gè)周期的方波。這就使得同樣的擴(kuò)頻序列，當(dāng)調(diào)制上不同的擴(kuò)頻 符號，最終的擴(kuò)頻信號波形有很大差別。圖2 (b)和(c)給出了針對同一組擴(kuò)頻序 列，使用矩形擴(kuò)頻符號和Manchester擴(kuò)頻符號最終的波形。在本發(fā)明中，接收機(jī)的擴(kuò)頻序列生成器產(chǎn)生與輸入信號相同的擴(kuò)頻序列，但 使用的擴(kuò)頻符號既不使用矩形符號也不使用Manchester符號，而是如圖3 (a)和(b) 所示的擴(kuò)頻符號，稱為擴(kuò)頻符號1和擴(kuò)頻符號2。這兩種擴(kuò)頻符號互相對稱，其 中擴(kuò)頻符號1在前1/2個(gè)碼片寬度時(shí)幅度為l，而在后1/2個(gè)碼片寬度時(shí)幅度為0， 擴(kuò)頻符號2則在前1/2個(gè)碼片寬度時(shí)幅度為0，而在后1/2個(gè)碼片寬度時(shí)幅度為1 。將接收機(jī)產(chǎn)生的使用擴(kuò)頻符號1和擴(kuò)頻符號2的擴(kuò)頻信號與輸入信號相乘并 送入累加器分別計(jì)算互相關(guān)函數(shù)。相干積分器的輸出分別為《(r)和A^;)。之后在偽相關(guān)函數(shù)生成器中對i ,(r)和A("作如下處理￡^ (r) = (r) + i 2 (r)| +1《(r) + x/ 2 (r)| - (1 + x)|《(r) + i 2 (r)|這里的五D("稱為偽相關(guān)函數(shù)。本發(fā)明中將使用它代替?zhèn)鹘y(tǒng)跟蹤環(huán)中的自相關(guān)函數(shù)。這個(gè)偽相關(guān)函數(shù)有一個(gè)可變參數(shù);c。 x是O到l之間的實(shí)數(shù)，取值范圍 不包括1。在x的有效取值范圍內(nèi)，本發(fā)明的擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路都可以實(shí)現(xiàn) Manchester符號調(diào)制擴(kuò)頻信號的無模糊跟蹤，即解決了多峰模糊問題。改變x的 取值，可以改變跟蹤環(huán)路的抗多徑性能與熱噪聲性能，同時(shí)也會(huì)改變跟蹤環(huán)路的 動(dòng)態(tài)范圍。與傳統(tǒng)的延遲鎖定環(huán)一樣，接收機(jī)同時(shí)產(chǎn)生超前和滯后兩路擴(kuò)頻碼，但有所 不同的是，本發(fā)明是將這兩路分別的偽相關(guān)函數(shù)(而不是自相關(guān)函數(shù))平方相減 作為反饋信號送入環(huán)路濾波器。參照圖4，表示本發(fā)明擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)組成圖，由3部分組成，圖中碼 鑒相器為1'，環(huán)路濾波器2'、碼數(shù)控振蕩器3'的內(nèi)部結(jié)構(gòu)采用經(jīng)典實(shí)現(xiàn)形式， 并非本發(fā)明的創(chuàng)新點(diǎn)。碼數(shù)控振蕩器所驅(qū)動(dòng)的擴(kuò)頻序列發(fā)生器內(nèi)部結(jié)構(gòu)隨所處理的擴(kuò)頻序列結(jié)構(gòu)不同而發(fā)生變化。接收機(jī)內(nèi)部的擴(kuò)頻序列發(fā)生器所產(chǎn)生的擴(kuò)頻序列應(yīng)與系統(tǒng)中輸 入信號的擴(kuò)頻序列產(chǎn)生方式相同，具體產(chǎn)生方式由輸入信號的設(shè)計(jì)決定。擴(kuò)頻符號1與擴(kuò)頻符號2的調(diào)制器，可以使用一組雙向開關(guān)實(shí)現(xiàn)。在一個(gè)擴(kuò) 頻碼片的前1/2時(shí)間內(nèi)開關(guān)接通A路，斷開B路，此時(shí)擴(kuò)頻符號l對應(yīng)的累加 器可以對輸入信號進(jìn)行累加，對應(yīng)于擴(kuò)頻符號1此時(shí)值為1，而擴(kuò)頻符號2對應(yīng) 的累加器此時(shí)沒有數(shù)據(jù)送入，等同于擴(kuò)頻符號2此時(shí)值為0。在擴(kuò)頻碼片的后1/2 時(shí)間內(nèi)，開關(guān)倒向B路，斷開A路，實(shí)現(xiàn)了擴(kuò)頻符號1和2在后1/2碼片內(nèi)的 取值。這樣的實(shí)現(xiàn)方式易于由邏輯電路完成，相乘和累加的操作可以很容易在一 塊專用集成電路或FPGA中實(shí)現(xiàn)。當(dāng)計(jì)算速度允許的情況下，這部分也可以在微 處理器中由軟件實(shí)現(xiàn)。參照圖5，表示偽相關(guān)函數(shù)生成器。使用0Sx〈l的全部x取值，可以根據(jù)不 同的應(yīng)用環(huán)境在測量精度(對熱噪聲測量誤差以及多徑測量誤差的抵抗能力)與 鑒相范圍(直接影響到對動(dòng)態(tài)應(yīng)力誤差的容忍能力)之間權(quán)衡。在選取x的值的 時(shí)候要注意的是，超前與滯后序列之間的相位延遲Ar必須小于 (1-x)7;/(4-2x;)，其中7;是一個(gè)擴(kuò)頻碼片的時(shí)間長度。而碼跟蹤環(huán)的線性范圍在士Ar之間。因此，x取值越接近于i，抗多徑和熱噪聲能力越強(qiáng)，但同時(shí)動(dòng)態(tài)范圍越窄。當(dāng)接收機(jī)工作在動(dòng)態(tài)不大的環(huán)境下，可以增加x值已獲得更高的測量 精度；當(dāng)接收機(jī)的工作環(huán)境動(dòng)態(tài)加劇時(shí)，.可以減小x值換取更寬的線性范圍以抵 御動(dòng)態(tài)應(yīng)力的影響。偽相關(guān)函數(shù)生成器可由可以在環(huán)路運(yùn)行過程中實(shí)時(shí)改變x取 值，從而有一定的環(huán)境適應(yīng)能力。偽相關(guān)函數(shù)生成器可以由硬件電路搭建而成， 不過推薦的實(shí)現(xiàn)方式是在微處理器中由軟件實(shí)現(xiàn)。由于軟件無線電的普及，同一 裝置由硬件或軟件實(shí)現(xiàn)的方式己經(jīng)非常靈活。本發(fā)明中的碼跟蹤環(huán)路既可完全由 硬件電路構(gòu)成，也可在通用數(shù)字信號處理器上實(shí)現(xiàn)，甚至由硬件與軟件協(xié)作構(gòu)成。下面的一個(gè)實(shí)例說明了本發(fā)明優(yōu)異的抗多徑性能。為了比較各種技術(shù)的抗多 徑性能，這里使用一種最為常用的場景，即， 一個(gè)直達(dá)路徑與一個(gè)反射路徑疊加， 反射路徑具有隨機(jī)相位，但相對于直達(dá)路徑的幅度衰減被指定為-5dB。實(shí)驗(yàn)對象 選取Galileo系統(tǒng)中所使用的BOC(l,l)信號，這是一個(gè)擴(kuò)頻符號使用了 Manchester 碼的擴(kuò)頻信號，它的碼速率是1.023Mchips/s，該信號在進(jìn)入接收機(jī)后進(jìn)行了單 邊帶寬6MHz的濾波。參照圖6，給出了采用不同的碼跟蹤設(shè)備對該信號進(jìn)行跟蹤的跟蹤誤差最大 包絡(luò)值隨反射路徑的相對延遲的變化。參與比較的設(shè)備包括本發(fā)明的碼跟蹤環(huán)路，x分別取0和0.3;采用Bump-jumping技術(shù)的跟蹤設(shè)備；以及采用BPSK-like 技術(shù)的跟蹤設(shè)備。在圖6中，Bump-jumping技術(shù)的跟蹤誤差最大包絡(luò)值處于圖 中BOC(l,l)箭頭所指的位置，BPSK-like技術(shù)的跟蹤誤差最大包絡(luò)值位于圖中 BPSK-R(1)箭頭所指的位置，而本發(fā)明取兩個(gè)不同參數(shù)時(shí)的跟蹤誤差最大包絡(luò)值 也在圖中予以標(biāo)注?？梢钥吹剑捎帽景l(fā)明的碼跟蹤環(huán)路，在x二0時(shí)，反射路徑如果比直達(dá)路徑 晚到達(dá)接收機(jī)0.25個(gè)碼片長度(約為0.244微秒)則對跟蹤產(chǎn)生的影響已經(jīng)可以 忽略。而此時(shí)采用其它技術(shù)跟蹤，反射路徑造成的影響要?jiǎng)×业枚?。如果增加JC， 抗多徑性能還可以進(jìn)一步改善。
權(quán)利要求
1.一種擴(kuò)頻碼跟蹤壞路，其特征在于該跟蹤環(huán)路由三部分組成，它們是碼鑒相器、環(huán)路濾波器以及碼環(huán)數(shù)控振蕩器，將本地信號與輸入信號在相位上取得同步；所述碼鑒相器將輸入信號與本地信號進(jìn)行相乘和累加處理獲并取相位延遲量τ的準(zhǔn)線性函數(shù)值；所述環(huán)路濾波器是將碼鑒相器得到的相位差進(jìn)行濾波；所述碼環(huán)數(shù)控振蕩器是利用濾波器的輸出調(diào)整本地碼的頻率以改變本地碼相位，從而使本地信號相位逐漸接近輸入信號相位。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路，其特征在于所述碼鑒相器含 有擴(kuò)頻序列生成器，超前支路第一和第二開關(guān)，超前支路第一至第四個(gè)乘法器， 超前支路1至4個(gè)累加器，偽相關(guān)函數(shù)生成器，平方器，滯后支路第一、第二開 關(guān)，滯后支路第一至第四個(gè)乘法器，滯后支路4個(gè)累加器，偽相關(guān)函數(shù)生成器， 平方器，減法器；
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路，其特征在于，所述偽相關(guān)函數(shù) 生成器，含有六個(gè)兩輸入加法器(DO、 (D2)、 (D3)、 (D4)、 (D5)、 (D6)， 一個(gè) 三輸入加法器(D7)，六個(gè)放大器其中(A,)、 (A2)、 (A4)、 (A5)的放大增益為 x， (A3)、 (A6)的放大增益為l+x，其中JC是0到1之間的實(shí)數(shù)，包含O在內(nèi)； 其還含有三個(gè)包絡(luò)運(yùn)算模塊(M!)、 (M2)、 (M3)，包絡(luò)運(yùn)算模塊將兩個(gè)輸入量 各自平方后相加，之后再開方作為輸出；
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路，其特征在于，所述加法器(DO 的第一輸入端與偽相關(guān)函數(shù)生成器的C輸入端相連，同時(shí)與放大器(AD的輸 入端以及加法器(D2)的第一輸入端相連，加法器(D。的第二輸入端與偽相關(guān) 函數(shù)生成器的D輸入端相連，同時(shí)與放大器(A2)的輸入端以及加法器(D3) 的第二輸入端相連，加法器(D2)的第二輸入端與放大器(A2)的輸出端相連接， 加法器(D3)的第一輸入端與放大器(A。的輸出端相連接，加法器(D,)的 輸出端連接到放大器(A3)的輸入端，放大器(A3)的輸出端連接到(M2)的 第一輸入端，(M!)的第一輸入端與(D2)的輸出相連，(D3)的輸出端與(M3) 的第一輸入端相連；加法器(D4)的第一輸入端與偽相關(guān)函數(shù)生成器的E輸入端相連，同時(shí)與放大器(A4)的輸入端以及加法器(D5)的第一輸入端相連，加 法器(D4)的第二輸入端與偽相關(guān)函數(shù)生成器的F輸入端相連，同時(shí)與放大器(As) 的輸入端以及加法器(D6)的第二輸入端相連，加法器(D5)的第二輸入端與放 大器(A5)的輸出端相連接，加法器(D6)的第一輸入端與放大器(A4)的輸 出端相連接，加法器(D4)的輸出端連接到放大器(A6)的輸入端，放大器(A6) 的輸出端連接到(M2)的第二輸入端，(M3)的第二輸入端與(D2)的輸出相連， (D5)的輸出端與(M。的第二輸入端相連；在三輸入減法器(D7)中，(M。 的輸出和(M3)的輸出相加，減去(M2)的輸出；(D7)的輸出連接到偽相關(guān)函 數(shù)生成器外的平方器。
5. —種擴(kuò)頻碼信號在權(quán)利要求1所述的跟蹤環(huán)路中的運(yùn)行方法，其特征在 于，所述輸入信號通過與載波數(shù)控振蕩器所產(chǎn)生的余弦信號相乘，剝?nèi)チ溯d波， 下變頻到基帶，成為基帶同向支路信號，送入超前支路第一乘法器第一輸入端、 超前支路第二乘法器第一輸入端、滯后支路第一乘法器第一輸入端、滯后支路第 二乘法器第一輸入端；輸入信號通過與載波數(shù)控振蕩器所產(chǎn)生的正弦信號相乘， 剝?nèi)チ溯d波，下變頻到基帶，成為基帶正交支路信號，與超前支路第三乘法器第 一輸入端、超前支路第四乘法器第一輸入端、滯后支路第三乘法器第一輸入端、 滯后支路第四乘法器第一輸入端相連；擴(kuò)頻序列生成器產(chǎn)生相位彼此相差A(yù)r的兩路擴(kuò)頻信號，這兩個(gè)序列的擴(kuò)頻圖樣與輸入信號的擴(kuò)頻圖樣相同，其中相位較早的稱為超前序列，相位較遲的稱 為滯后序列；超前支路第一數(shù)字開關(guān)和第二數(shù)字開關(guān)隨著擴(kuò)頻序列生成器的輸出值切換， 在超前序列信號產(chǎn)生一個(gè)擴(kuò)頻碼片的前1/2的時(shí)刻，這兩個(gè)開關(guān)同時(shí)將輸入端與 A輸出端導(dǎo)通，而與B輸出端斷開，在超前序列信號產(chǎn)生一個(gè)擴(kuò)頻碼片的后1/2 的時(shí)刻，這兩個(gè)開關(guān)同時(shí)將輸入端與B輸出端導(dǎo)通，而與A輸出端斷開；超前序列信號同時(shí)送入超前支路第一數(shù)字開關(guān)的輸入端和超前支路第二數(shù) 字開關(guān)的輸入端；超前支路第一數(shù)字開關(guān)的A輸出端連接超前支路第一乘法器 的第二輸入端，B輸出端連接超前支路第二乘法器的第二輸入端，超前支路第二 數(shù)字開關(guān)的A輸出端連接超前支路第三乘法器的第二輸入端'B輸出端連接超 前支路第四乘法器的第二輸入端；超前支路累加器i進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，其中r可以取本地生成的擴(kuò)頻序列的周期，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器1的C輸入端；超前支路累加器2進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成 器i的D輸入端；超前支路累加器3進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器1的E輸入端；超前支路累加器4進(jìn)行時(shí)間長度為r 的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器l的f輸入端；偽相關(guān)函數(shù)生成器1的輸出值經(jīng)過一個(gè)平方器進(jìn)行平方運(yùn)算后，送入減法器的被減數(shù)輸入l山頓；滯后支路第一數(shù)字開關(guān)和第二數(shù)字開關(guān)隨著擴(kuò)頻序列生成器的輸出值切換，在滯后序列信號產(chǎn)生一個(gè)擴(kuò)頻碼片的前1/2的時(shí)刻，這兩個(gè)開關(guān)同時(shí)將輸入端與 A輸出端導(dǎo)通，而與B輸出端斷開，在滯后序列信號產(chǎn)生一個(gè)擴(kuò)頻碼片的后1/2 的時(shí)刻，這兩個(gè)開關(guān)同時(shí)將輸入端與B輸出端導(dǎo)通，而與A輸出端斷開；滯后序列信號同時(shí)送入滯后支路第一數(shù)字開關(guān)的輸入端和滯后支路第二數(shù) 字開關(guān)的輸入端；滯后支路第一數(shù)字開關(guān)的A輸出端連接滯后支路第三乘法器 的第二輸入端，B輸出端連接滯后支路第四乘法器的第二輸入端，滯后支路第二 數(shù)字開關(guān)的A輸出端連接滯后支路第一乘法器的第二輸入端，B輸出端連接滯 后支路第二乘法器的第二輸入端；滯后支路累加器進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器的c輸入端；滯后支路累加器進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累 加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器的D輸入端;滯后支路累加器進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器的E輸入端；滯后支路累加器進(jìn)行時(shí)間長度為r的累加-清零運(yùn)算，累加結(jié)果送入偽相關(guān)函數(shù)生成器的f輸入端；偽相關(guān)函數(shù)生成器的輸出值經(jīng)過一個(gè)平方器進(jìn)行平方運(yùn)算后，送入減法器的減數(shù)輸入端。全文摘要
一種擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路的構(gòu)成及其運(yùn)行方法，屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，該跟蹤環(huán)路由三部分組成，它們是碼鑒相器、環(huán)路濾波器以及碼環(huán)數(shù)控振蕩器，將本地信號與輸入信號在相位上取得同步；所述碼鑒相器將輸入信號與本地信號進(jìn)行相乘和累加處理獲并取相位延遲量τ的準(zhǔn)線性函數(shù)值；所述環(huán)路濾波器是將碼鑒相器得到的相位差進(jìn)行濾波；所述碼環(huán)數(shù)控振蕩器是利用濾波器的輸出調(diào)整本地碼的頻率以改變本地碼相位，從而使本地信號相位逐漸接近輸入信號相位。本發(fā)明的擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路，具有配置靈活，抵抗熱噪聲測量誤差和多徑測量誤差能力強(qiáng)等特點(diǎn)。
文檔編號G01S19/30GK101242195SQ20071030468
公開日2008年8月13日 申請日期2007年12月28日 優(yōu)先權(quán)日2007年12月28日
發(fā)明者馮振明, 錚 姚, 崔曉偉, 陸明泉 申請人:清華大學(xué)