專利名稱：用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及電子偵察技術(shù)領(lǐng)域，具體的說是一種用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成 器，可用于電子偵察中的多窄帶目標(biāo)精確測向和抗干擾波束形成。
背景技術(shù)：
現(xiàn)代戰(zhàn)爭中，電子偵察具有極其重要的地位，已成為現(xiàn)代高科技戰(zhàn)爭中獲得戰(zhàn)術(shù)情報的 重要手段。為了能在復(fù)雜的電磁環(huán)境中有效獲取目標(biāo)信息，國外正在大力開發(fā)新型相控陣天 線技術(shù)，如美國的橫列定向型相控陣天線和共形相控陣天線；以色列的"費爾康"共形相控 陣天線；瑞典正在研制的"相似平衡術(shù)"雙面相控陣天線等。由于相控陣?yán)走_(dá)中普遍采用了 數(shù)字波束形成技術(shù)，它在形成瞬時多波束的同時，能對干擾源自適應(yīng)調(diào)零并得到超高分辨率 和超低旁瓣，因而能非常有效地對付復(fù)雜的綜合性電子干擾，非常適應(yīng)于電子偵察發(fā)展的需 要。電子偵察所處的環(huán)境十分復(fù)雜，空間存在著大量的電磁輻射信號，如衛(wèi)星電子偵察接收 機輸入端往往會同時收到數(shù)十部乃至數(shù)百部以上的雷達(dá)、通信和測控設(shè)備的信號，而這些信 號又多是未知特性的，而且隨時間和空間不斷變化，因此必須采用時域、頻域和空域的多重 選擇來稀釋信號。同時敵方故意釋放的有源干擾也給電子偵察帶來一定困難，因此采用自適
應(yīng)算法才能有效地對消干擾。
一類是傳統(tǒng)的自適應(yīng)算法，如LMS (Least Mean Square)和DMI(Direct Matrix Inversion) 。 LMS算法結(jié)構(gòu)簡單，穩(wěn)健性較好，因而得到了廣泛應(yīng)用。LMS算法消除干擾源的 個數(shù)決定于天線陣的陣元數(shù)和同時跟蹤的目標(biāo)數(shù)。陣元數(shù)越多，同時跟蹤的目標(biāo)數(shù)越少，或 多波束數(shù)量越少，可消除的干擾源數(shù)量就越多。DMI利用對采樣相關(guān)矩陣求逆來實現(xiàn)開環(huán)控 制，它采用直接計算自適應(yīng)權(quán)值的辦法解決了閉環(huán)自適應(yīng)中收斂速度對輸入相關(guān)矩陣特征值 的依賴性。但當(dāng)相關(guān)矩陣為病態(tài)矩陣時，DMI的穩(wěn)定性不好。LMS算法和DMI算法都需要期待 信號的先驗信息，這在電子偵察中難以滿足，因此必須尋求其它的自適應(yīng)方法。
另一種重要的解決方法就是兩步自適應(yīng)(adaptive-adaptive)方法，兩步自適應(yīng)方法是 在估計出空間信號源的數(shù)量和方向、頻率的基礎(chǔ)上，主波束指向目標(biāo)方向，輔助波束分別指 向干擾方向，通過方向圖的綜合來實現(xiàn)目標(biāo)跟蹤與干擾抑制。它只需估計出干擾源的數(shù)量和 方向就可有效地抑制干擾，所以很適合在電子偵察中使用。電子偵察中為了盡可能多的偵察
到目標(biāo)，所采用的多是寬帶接收機，而寬帶陣列信號是頻率的函數(shù)，因此其陣列流型及協(xié)方 差矩陣都隨頻率變化，這就使得寬帶接收機條件下多窄帶目標(biāo)的檢測成了一個關(guān)鍵問題，并 面臨著幾個亟待解決的問題
1) 當(dāng)目標(biāo)中有強弱信號時，弱信號將會被淹沒；
2) 當(dāng)目標(biāo)中有相干信號和部分相關(guān)信號時，傳統(tǒng)測向算法不再有效；
3) 多通道硬件實現(xiàn)面臨巨大的數(shù)據(jù)吞吐量和數(shù)據(jù)同步以及算法實現(xiàn)的實時性等問 題。
這些問題是電子偵察中相控陣接收機實現(xiàn)對多窄帶目標(biāo)精確偵測的大難題。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，重點要解決多目標(biāo)測向中尤其是強弱信號同時 存在、相干信號的測向所存在問題，以及多陣元接收通道帶來的多通道數(shù)據(jù)傳輸、同步以及 算法實現(xiàn)的實時性問題，而提供一種用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成器，進(jìn)而還提供 一種相控陣數(shù)字多波束形成方法，來實現(xiàn)對電子偵察中多窄帶目標(biāo)的精確偵測和抗干擾波束 形成。
實現(xiàn)本發(fā)明目的的技術(shù)方案是所述多波束形成器由數(shù)據(jù)采集預(yù)處理部分和信號處理部
分組成，兩組成部分通過高速數(shù)據(jù)傳輸背板相連接，將數(shù)據(jù)采集預(yù)處理部分處理的數(shù)據(jù)傳輸
到信號處理部分；所述數(shù)據(jù)采集預(yù)處理部分由3塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板組成，每塊數(shù)據(jù)釆集預(yù)
處理板由8路模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD、 1片DSP芯片和1片F(xiàn)PGA芯片組成；所述信號處理部分由4
片并行運算的DSP芯片、1片F(xiàn)PGA芯片和9路數(shù)字上變頻器DUC組成；首先由數(shù)據(jù)采集預(yù)
處理板上的多路高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器對各陣列天線接收機輸出的中頻信號進(jìn)行帶通采樣；然后由
數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板上的DSP和FPGA芯片協(xié)作完成正交插值和幅相誤差校正，將中頻模擬實
信號轉(zhuǎn)換為基帶數(shù)字復(fù)信號并校正多通道間的幅相誤差；接著經(jīng)背板的多路并行高速LVDS
通路將基帶數(shù)字復(fù)信號傳輸?shù)叫盘柼幚聿糠?，在信號處理板上的DSP和FPGA芯片內(nèi)完成對
強弱信號同時存在、相干多信號的高分辨測向，并分別對多目標(biāo)信號形成抗干擾的數(shù)字多波
束；最后通過多路數(shù)字上變頻器件將多路數(shù)字波束的輸出轉(zhuǎn)換為所需的中頻模擬信號送出。 本發(fā)明基于相控陣數(shù)字多波束形成器形成多波束的方法，包括如下過程
(1)、中頻模擬實信號的數(shù)字采樣每塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板的采樣部分配置有8路14
位寬的模數(shù)轉(zhuǎn)換器和一路采樣時鐘輸入，采樣時鐘控制8路模數(shù)轉(zhuǎn)換器同時采樣。該數(shù)字多
波束形成器配置有三塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板，使用相同采樣時鐘，同時對24路模擬信號進(jìn)行采樣。
(2) 、數(shù)字正交插值經(jīng)由模數(shù)變換器采樣得到的中頻數(shù)字實信號分為兩路分別與兩 路正交的數(shù)字本振相乘，下變頻到基帶，然后通過低通濾波器取出基帶內(nèi)頻譜，經(jīng)l/2抽取 后得到I路和Q路的基帶數(shù)字復(fù)信號。
(3) 、固定幅相誤差校正分為外校正和內(nèi)校正。外校正時設(shè)置遠(yuǎn)場測試基準(zhǔn)源為一點 頻信號，內(nèi)校正時利用功率分配器分別從接收機輸入端饋入點頻信號。對接收機輸出的信號 采用頻域校正算法，內(nèi)校正外校正采用相同算法首先對數(shù)字正交插值后的基帶數(shù)字復(fù)信號
進(jìn)行FFT變換，然后從24通道中任選一路為參考通道，記錄信號頻點處頻譜峰值，和其余
待測通道相應(yīng)處的頻譜峰值進(jìn)行比較，記錄比較得到的幅度和相位值，該值對應(yīng)其余通道和 參考通道的幅相誤差，存放到指定的存儲器內(nèi)。外校準(zhǔn)僅僅在地面上進(jìn)行，而內(nèi)校準(zhǔn)可依需
要進(jìn)行。
(4) 、多目標(biāo)測向，尤其是強弱信號同時存在或相干多信號的高分辨測向多目標(biāo)測向
采用多重信號分類方法估計信源波達(dá)方向，簡稱為Music方法。其基本方法是，將數(shù)據(jù)采樣
協(xié)方差矩陣作特征分解，根據(jù)大特征值對應(yīng)的特征向量生成信號子空間，小特征值對應(yīng)的特
征向量生成噪聲子空間；然后用不同方向上的導(dǎo)向失量向噪聲子空間投影，若該向量屬于信 號子空間，則投影為零，根據(jù)投影結(jié)果可以判斷信號的波達(dá)方向。當(dāng)有強弱信號同時存在時 采用強弱信號測向，其基本方法是，先測得強信號方向，然后由強信號方向計算出陷零投影 矩陣，對接收的數(shù)據(jù)用陷零投影矩陣陷零后，即抑制了強信號后的回波數(shù)據(jù)，再使用Music 方法估計波達(dá)方向；當(dāng)有相干信號或高相關(guān)信號存在時采用空間平滑技術(shù)進(jìn)行相干信號測向， 其基本方法是，將等距線陣分成若干相重疊的子陣列，則各子陣列的陣列流形相同，然后將
各子陣列的協(xié)方差矩陣進(jìn)行平均運算后再使用Music方法估計波達(dá)方向。
(5) 、抗干擾數(shù)字多波束形成采用基于線性約束最小方差算法的抗干擾波束形成方案，
簡稱LCMV。對第P個目標(biāo)，LCMV算法的最優(yōu)權(quán)等于正交投影矩陣乘以第P個目標(biāo)的導(dǎo)向 矢量。其中正交投影矩陣由除第P個期望信號以外的其他8個非期望信號的導(dǎo)向矢量構(gòu)成的 方向矩陣的正交投影矩陣。
本發(fā)明所述的相控陣數(shù)字多波束形成方法，所說的數(shù)字正交插值實現(xiàn)過程中，低通濾波 器使用了多帶寬濾波器配置，帶寬配置如下
(1) 、將帶寬分別為25KHz， 250KHz， 2.5MHz， 12.5MHz， 25MHz的32階FIR低通 濾波器系數(shù)存儲在ROM中，也可任意配置其它帶寬的濾波器；
(2) 、根據(jù)系統(tǒng)監(jiān)控命令調(diào)用相應(yīng)帶寬的數(shù)字濾波器系數(shù)進(jìn)行數(shù)字正交插值處理。 本發(fā)明所述的相控陣數(shù)字多波束形成方法，在測向過程中，針對強弱信號同時存在或相
干多信號的測向，其方法如下
(1) 、強弱信號同時存在的情況下弱信號將被淹沒，傳統(tǒng)測向算法將不再有效，這時
先使用Music方法測得一個或多個強信號的方向矢量，計算其正交投影矩陣，然后將數(shù)據(jù)采 集預(yù)處理板輸出的基帶數(shù)字復(fù)信號利用正交投影矩陣投影，通過投影將強信號陷零，將投影 后的數(shù)據(jù)再用Music方法進(jìn)行波達(dá)方向估計，即可找出弱信號的來波方向。
(2) 、相干信號同時存在的情況下由基帶數(shù)字復(fù)信號得到的協(xié)方差矩陣將不再滿秩，
這時將等距線陣分成若干相重疊的子陣列，則各子陣列的陣列流形相同，然后將各子陣列的
協(xié)方差矩陣進(jìn)行平均運算，其中子陣的個數(shù)大于相干信源數(shù)目，平均后的協(xié)方差矩陣滿秩， 再對平滑平均后的協(xié)方差矩陣進(jìn)行Music高分辨測向。
本發(fā)明的多波束形成方法在多片DSP芯片內(nèi)采用并行算法，其中，標(biāo)號為O的DSP芯片 完成協(xié)方差矩陣的形成、求逆、特征分解、獲得噪聲子空間；標(biāo)號為O、 1、 2、 3的DSP芯
片并行完成角度搜索；標(biāo)號為3的DSP芯片完成角度比較和多波束權(quán)值計算。
本發(fā)明所述的用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成器，采用了多通道LVDS高速數(shù)據(jù) 傳輸，每塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板使用34對LVDS信號傳輸8路基帶數(shù)字復(fù)信號，該34對LVDS 信號分為I路16對，Q路16對，同步時鐘1對，幀同步信號l對；每路基帶數(shù)字復(fù)信號速 率為56兆采樣點每秒，3塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板共使用102對LVDS信號通過背板連接到信號 處理板；在信號處理板實現(xiàn)數(shù)據(jù)幀的同步、解包，提取出24路數(shù)字基帶復(fù)信號，通過電路 板的設(shè)計使每塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板輸出的LVDS信號線等長，從而保證信號在高速傳輸過程 中位對齊。
本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下特點
① 進(jìn)行幅相誤差校正時使用多帶寬濾波器，把寬帶劃分為子窄帶進(jìn)行點頻幅相誤差校 正。
② 當(dāng)強弱信號同時存在時使用陷零投影矩陣，將強信號陷零再采用多重信號分類方法
(Music)估計弱信源波達(dá)方向。
③ 當(dāng)存在相干信號時將等距線陣分成若干相重疊的子陣列，在通道一致性得到保證的基 礎(chǔ)上各子陣列的陣列流形相同，然后將各子陣列接收信號的協(xié)方差矩陣進(jìn)行平均運算 后再使用Music方法估計波達(dá)方向。
抗干擾波束形成時采用基于LCMV算法的抗干擾波束形成方案，使干擾方向陷零的 同時將主瓣指向信號，并具有一定的穩(wěn)健性。


圖1是本發(fā)明總體方案流程圖
圖2是本發(fā)明波束形成器組成連接框圖
圖3是本發(fā)明數(shù)字正交插值實現(xiàn)框圖
圖4是數(shù)字正交插值前后的頻譜對比
圖5是數(shù)字正交插值鏡頻抑制比
圖6是幅相誤差校正的實現(xiàn)框圖
圖7是測向模型示意圖
圖8 (a)是不陷零時的三維譜峰圖
圖8 (b)是不陷零時的三維譜峰圖的等高線圖
圖9(a)是陷零時的三維譜峰圖
圖9 (b)是陷零時的三維譜峰圖的等高線圖
圖io是子陣列的選取示意圖
圖ll(a)是分別解一組九個信號中有四個相干信號時的譜峰圖 圖ll(b)是分別解一組九個信號中有兩個相干信號時的譜峰圖 圖12(a)是期望信號SNR高的情況下的方向圖 圖12(b)是非期望信號SNR低的情況下的方向圖 圖13(a)至(i)是分別對9個期望信號的抗干擾波束合成方向圖 圖14是信號處理板框圖 圖15是數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板框圖 圖16是電路板蛇形等長走線圖 圖17是算法在硬件平臺上的實現(xiàn)流程圖
具體實施例方式
圖l是總體方案流程圖，參照圖l，在數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板，24路中頻模擬實信號經(jīng)過高 速模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD采集并變?yōu)閿?shù)字實信號，然后進(jìn)入數(shù)字正交插值模塊，在該模塊內(nèi)將數(shù)字 實信號轉(zhuǎn)換為基帶數(shù)字復(fù)信號，接著進(jìn)入幅相誤差校正模塊，在該模塊內(nèi)校正24通道之間幅 度和相位的不一至性。至此數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板對信號的預(yù)處理工作完成，24路基帶數(shù)字復(fù)信 號通過背板進(jìn)入信號處理板，在4片DSP組成的并行計算模塊中完成強弱信號同時存在、相 干多信號的測向和自適應(yīng)波束形成權(quán)值組的計算。其中測向采用MUSIC算法進(jìn)行信號的高 分辨測向，當(dāng)有強弱信號同時存在時采用強弱信號測向，其基本方法是，先測得強信號方向， 然后由強信號方向計算出陷零投影矩陣，對接收的數(shù)據(jù)用陷零投影矩陣陷零后再使用Music
方法估計波達(dá)方向。當(dāng)有相干信號或高相關(guān)信號存在時采用空間平滑技術(shù)進(jìn)行相干信號測向， 其基本方法是，將等距線陣分成若干相重疊的子陣列，則各子陣列的陣列流形相同，然后將 各子陣列的協(xié)方差矩陣進(jìn)行平均運算后再使用Music方法估計波達(dá)方向。抗干擾的自適應(yīng)波 束形成權(quán)值組，采用基于線性約束最小方差算法，簡稱LCMV，的抗干擾波束形成方案。對 第P個目標(biāo)，LCMV算法的最優(yōu)權(quán)等于正交投影矩陣乘以第P個目標(biāo)的導(dǎo)向矢量。其中正交 投影矩陣由除第P個期望信號以外的其他8個非期望信號的導(dǎo)向矢量構(gòu)成的方向矩陣的正交 投影矩陣。使用LCMV算法得到的9組自適應(yīng)波束形成權(quán)值組送入波束形成網(wǎng)絡(luò)，將24路 基帶數(shù)字復(fù)信號加權(quán)求和后得到9路波束輸出，合成后的波束數(shù)據(jù)通過信號處理板上的數(shù)字 上變頻器送往系統(tǒng)監(jiān)控，由系統(tǒng)監(jiān)控判別后再把信息反饋給信號處理板，用于調(diào)整算法中的 相關(guān)參數(shù)。
圖2是本發(fā)明波束形成器組成框圖，波束形成器包括兩部分?jǐn)?shù)據(jù)采集預(yù)處理部分和信 號處理部分。數(shù)據(jù)采集預(yù)處理部分由3塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板組成，每塊處理8個通道信號，3 塊共可處理24個通道信號。負(fù)責(zé)完成模擬中頻信號的采樣、數(shù)字正交插值和幅相誤差校正。 信號處理部分由1塊信號處理板組成，負(fù)責(zé)完成強弱信號同時存在或相干多信號的測向、自 適應(yīng)波束形成權(quán)值組的計算、波束形成、數(shù)字上變頻。本發(fā)明的數(shù)字正交插值幅相誤差校正、 強弱信號同時存在時的測向、相干信號測向、抗干擾的波束形成和設(shè)備硬件集成是它的核心， 下面對結(jié)合圖3到圖17分別說明它們的具體實施過程和效果。 1、 數(shù)字正交插值
圖3是實現(xiàn)數(shù)字正交插值方案示意圖，該模塊在數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板上的FPGA內(nèi)實現(xiàn)。
如圖3，經(jīng)高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD采樣的數(shù)字實信號分為兩路分別與正交的數(shù)字本振相乘下變頻
到基帶，并通過低通濾波器取出基帶內(nèi)頻譜，經(jīng)1/2抽取后得到I路和Q路基帶數(shù)字復(fù)信號。
當(dāng)F0=3Fs/4時，中頻信號經(jīng)采樣后的表達(dá)式
<formula>formula see original document page 10</formula> (1)
式中<formula>formula see original document page 10</formula>即混頻
的本振信號具有特殊形式，可交替得到復(fù)包絡(luò)的同相和正交分量，時間差一個采樣周期。其 中低通濾波器可采用多帶寬低通濾波器配置。以32階帶寬為25MHz的低通濾波器為例仿真 實驗參數(shù)如下中頻41MHz，采樣率54.6975MHz，帶寬25MHz,九個信號中心頻率分別為
1MHz; 5MHz; 8MHz: 10MHz; 12.5MHz; 15MHz; 18MHz; 22MHz; 24MHz;圖4是輸 入這9個信號正交插值前后的頻譜對比，圖5是鏡頻抑制比，由以上仿真可以得出采用32 階低通濾波器，鏡頻抑制比可以達(dá)到60dB以上。 2、幅相誤差校正
圖6是幅相誤差校正的實現(xiàn)框圖，幅相誤差校正系數(shù)的計算在數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板上的 DSP內(nèi)完成，基帶數(shù)字信號的幅相誤差校正在數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板上的FPGA內(nèi)完成。通道幅 相誤差由以下各部分組成接收模塊引入的幅度和相位失配誤差；采集通道的時鐘和器件抖 動引入的相位誤差；數(shù)字信號的量化誤差；熱噪聲等。幅相誤差校正分為外校正和內(nèi)校正。 外校正時設(shè)置遠(yuǎn)場測試基準(zhǔn)源為一點頻信號，內(nèi)校正時利用功率分配器分別從接收機輸入端 饋入點頻信號。對接收機輸出的信號采用頻域校正算法，內(nèi)校正外校正采用相同算法如圖 6，首先對數(shù)字正交插值后的基帶數(shù)字復(fù)信號進(jìn)行FFT變換，然后從24通道中任選一路為參 考通道(如圖6中的通道1)，記錄信號頻點處頻譜峰值，和其余待測通道相應(yīng)處的頻譜峰值 進(jìn)行比較，記錄比較得到的系數(shù)，該系數(shù)對應(yīng)其余通道和參考通道的幅相誤差，存放到指定 的存儲器內(nèi)。外校準(zhǔn)僅僅在地面上進(jìn)行，而內(nèi)校準(zhǔn)可依需要進(jìn)行。該算法原理是信號通過 不同的通道進(jìn)入波束形成器，相當(dāng)于經(jīng)過了不同的濾波器。假設(shè)第k個通道對應(yīng)的第k個濾 波器的傳遞函數(shù)為-
<formula>formula see original document page 11</formula> (2) 本發(fā)明只需要知道傳遞函數(shù)之間的相對關(guān)系，便能簡單的將要進(jìn)行波束形成的信號校正 成一個有效的平面波前。假設(shè)加入的校準(zhǔn)信號為s(w)(實際中選擇點頻信號進(jìn)行單頻點校準(zhǔn))， 則波束形成器上接收的第^個通道的信號為
<formula>formula see original document page 11</formula> (3)
為了得到通道間不一致性，以1通道的數(shù)據(jù)為參考信號(參考信號可以任取一個通道信 號)，那么^通道和1通道之間的差異用復(fù)數(shù)除法可以得到<formula>formula see original document page 11</formula>
由于本系統(tǒng)不同通道的頻率響應(yīng)函數(shù)是頻率慢變的，可以假設(shè)頻率響應(yīng)函數(shù)對于相同載 頻的信號為一常數(shù)，所以上式可以寫為
<formula>formula see original document page 11</formula> (5)
這個復(fù)數(shù)便是一個載頻第&個通道幅相校準(zhǔn)權(quán)系數(shù)。正常工作時，每個通道的信號必須
先用其對應(yīng)的系數(shù)進(jìn)行補償，以消除不同通道間的幅相誤差影響。對于本系統(tǒng)，每個頻點對 應(yīng)一組24個幅相校準(zhǔn)權(quán)系數(shù)。因為通道特性是隨外部環(huán)境慢變的，所以并不是每次開機都需 要接入校準(zhǔn)信號對幅相校準(zhǔn)權(quán)系數(shù)進(jìn)行更新，因此這些權(quán)系數(shù)要保存到ROM中去，以防止 掉電丟失。
3、多目標(biāo)測向，尤其是強弱信號同時存在時或存在相干信號時的測向
圖7是測向模型，天線陣元為2*12面陣，俯仰角和方位角如圖定義。MUSIC方法估計 信源波達(dá)方向的基本方案是將數(shù)據(jù)采樣協(xié)方差矩陣作特征分解，根據(jù)大特征值對應(yīng)的特征 向量生成信號子空間，小特征值對應(yīng)的特征向量生成噪聲子空間；然后用不同方向上的導(dǎo)向 向量向噪聲子空間投影，若該向量屬于信號子空間，則投影為零，根據(jù)投影結(jié)果可以判斷信 號的波達(dá)方向。
3.1、當(dāng)強弱信號同時存在時，信號測向的算法如下
1) 利用陣列快拍數(shù)據(jù)估計空間協(xié)方差矩陣A: 陣列有24個陣元，接收了M次快拍數(shù)據(jù)，空間協(xié)方差矩陣估計為-
其中R, =￡[s(r)s(0"]。當(dāng)尤個信號獨立時，Rs ="!'"g( 2i"..，。i)。這里^4A-i,U
表示第A個信號的功率。 2表示噪聲功率，且假設(shè)各陣元的噪聲為獨立的加性高斯白噪聲。
2) 用Music算法測向，其中假定目標(biāo)數(shù)為9;
3) 當(dāng)同時有強弱信號時，采用陷零投影矩陣對強目標(biāo)陷零，
當(dāng)強弱信號相差40dB左右，步驟2)的方案只能測出強目標(biāo)。這時采用陷零投影矩陣對 強目標(biāo)陷零。
陷零投影算法如下
其中^為由強目標(biāo)導(dǎo)向矢量構(gòu)成的方向矩陣A的正交投影矩陣，記為 2丄f
4) 對陷零后的數(shù)據(jù)Wf)再用步驟l)和步驟2)進(jìn)行測向。
仿真試驗設(shè)計信源個數(shù)9個，其中有3個強信號。方位角=[-60;-50; -40;-10;-10;-10;45;45;45]度；俯仰角=[10;20;30;10;20;30;10;20;30]度，信噪比 =[-5;-5;-5;-5;-5;-5;30;30;35]db。圖8 (a)是不陷零時的三維譜峰圖，圖8 (b)是譜峰的等高
線圖。從仿真結(jié)果圖8可以看出由于圖8 (a)三個強信號的存在，使圖8 (b)弱信號譜峰比 強信號低很多，在現(xiàn)有設(shè)備條件下是無法識別的。所以強信號的陷零是必要的。圖9 (a)是 陷零時的譜峰圖，圖9 (b)是譜峰的等高線圖。從仿真結(jié)果圖9可以看到，陷零后圖9 (b) 三個強信號的譜峰被抑制很多，圖9 (a)弱信號譜峰明顯出現(xiàn)。還應(yīng)注意到在強信號處陷零 后，強信號周圍出現(xiàn)陷零區(qū)域，如果弱信號在這個區(qū)域里則譜峰不會出現(xiàn)。
3.2、當(dāng)存在相干信號時，應(yīng)用空間平滑技術(shù)是解決相干或高相關(guān)信號的有效方法，其基 本方案是將等距線陣分成若干相重疊的子陣列，如圖10所示，若各子陣列的陣列流形相同， 這一假設(shè)適用于等距線陣，則各子陣列的協(xié)方差矩陣可以進(jìn)行平均運算。
每個子陣列的輸出為
<formula>formula see original document page 13</formula>第j個子陣可進(jìn)一步寫為x,(f卜AD('畫"s(,) + n,(,)，其中D-^^l，e義，…,e ^ } 第1個子陣的協(xié)方差矩陣可表示為
取所有子陣的協(xié)方差矩陣的平均為
<formula>formula see original document page 13</formula>(10)
只要子陣的個數(shù)L大于信源數(shù)K，可以證明，rai(fi)-K，這意味著經(jīng)空間平滑后，信 號子空間的維數(shù)能夠恢復(fù)到K。
另外，還有一種行之有效的方法，即取"反向陣列向量"。
令J為NXN的置換矩陣，除反對角線上元素為l，其余元素為O，可得反向陣列協(xié)方差
矩陣
<formula>formula see original document page 13</formula>求正向陣列協(xié)方差矩陣R和反向陣列協(xié)方差矩陣&的平均，得到正反向陣列協(xié)方差矩 陣如下<formula>formula see original document page 14</formula>(12)
信源的協(xié)方差矩陣&^通常滿秩，因此可用于相干信號源的波達(dá)方向估計。
如果結(jié)合平滑子陣方法，就成為前后向平滑方法，可以減少陣元孔徑損失。 圖11 (a)是一組九個信號中有四個相干信號，經(jīng)過前后向平滑一次即可解相干。圖11
(b)是一組九個信號中有兩個相干信號，經(jīng)過前向平滑一次即可解相干。
4、抗干擾的自適應(yīng)波束形成
基于SMI算法的抗干擾波束形成方法為依次以(《，A)， (&，^)為期望來波方向，得到權(quán)
值
<formula>formula see original document page 14</formula> (13)
以wP-。p'作為波束形成權(quán)值形成P個接收波束。其中RJ為陣列實際接收數(shù)據(jù)的協(xié)方差矩 陣。從仿真結(jié)果圖12 (a)可以看出圖中虛線表示信號方向，實線表示方向圖，雖然分別 約束了期望信號的方向，但是由于在期望信號SNR高的情況下，方向約束不住。從仿真結(jié)果 圖12 (b)可以看出圖中虛線表示信號方向，實線表示方向圖，在非期望信號SNR低的情 況下，零陷也不理想。
基于LCMV算法的抗干擾波束形成方案對第p個目標(biāo)，LCMV算法的最優(yōu)權(quán)為<formula>formula see original document page 14</formula> (14)
其中Q^為由除第p個期望信號以外的其他非期望信號的導(dǎo)向矢量構(gòu)成的方向矩陣Y的
正交投影矩陣，記為
<formula>formula see original document page 14</formula>(i5) 算法性能仿真9個信號，把其中一個當(dāng)作期望信號，其他8個為非期望信號，虛線對
應(yīng)信號的來波方向。圖13 (a)至(i)是分別對9個期望信號的抗干擾波束合成，圖中虛線 表示信號方向，實線表示方向圖。從圖上的波束形成方向圖可以看出LCMV算法的抗干擾波 束形成圖能很好的對期望目標(biāo)形成波束，同時對其他已知方向的干擾信號形成很好的零陷。 但該方案的前提是所有信號和干擾(非期望信號)的方向都精確已知。綜合上述實驗，擬采 用基于LCMV算法的抗干擾波束形成方案，干擾抑制度^30dB。使用基于LCMV算法的抗 干擾波束權(quán)值組將來自數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板的經(jīng)過正交插值和幅相誤差校正的基帶數(shù)字復(fù)信號
在信號處理板上的FPGA內(nèi)進(jìn)行加權(quán)求和，形成抗干擾的數(shù)字多波束。 5、相控陣多波束形成器的硬件設(shè)計和集成
5.1、 信號處理板設(shè)計信號處理板的框圖如圖14所示，信號處理板主要由3部分組成， 9路數(shù)字上變頻器DUC、并行運算的4片DSP芯片組和1片F(xiàn)PGA。其中DUC負(fù)責(zé)將基帶 數(shù)字信號上變頻至中頻，并行運算的4片DSP芯片組完成測向和自適應(yīng)波速形成權(quán)值的計算， FPGA內(nèi)實現(xiàn)波束形成網(wǎng)絡(luò)。信號處理板以FPGA為中心，F(xiàn)PGA下方(就圖面而言，以下 皆同)連接LVDS信號通路，用于接收基帶數(shù)字復(fù)信號；FPGA上方連接9路數(shù)字上變頻器 DUC，將波束合成后的數(shù)據(jù)送入DUC上變頻后送出；FPGA左邊通過總線和鏈路口與4片 DSP芯片組相連，總線和鏈路口為雙向傳輸，用于向DSP發(fā)送測向、波束形成所需的數(shù)據(jù)和 接收DSP測向和波束形成的計算結(jié)果。DSP芯片組之間以總線和鏈路口相連，雙向傳輸，用 于分配計算任務(wù)和匯總計算結(jié)果，保證算法的并行實時實現(xiàn)。DSP芯片組將計算出的9組自 適應(yīng)波束形成權(quán)值組送入FPGA內(nèi)的波束形成網(wǎng)路，在FPGA內(nèi)完成抗干擾的數(shù)字多波束形 成。
5.2、 數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板設(shè)計數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板的框圖如圖15所示，數(shù)據(jù)采集預(yù)處理 板主要由三部分組成，8路高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD、 1片DSP和1片F(xiàn)PGA。其中8路AD完成 中頻模擬實信號的采樣，DSP完成幅相誤差校正系數(shù)的計算，F(xiàn)PGA負(fù)責(zé)采樣數(shù)據(jù)的數(shù)字正 交插值，并將幅相誤差校正系數(shù)加入各通道完成幅相誤差校正。數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板以FPGA 為中心，F(xiàn)PGA下方連接LVDS信號通路，用于發(fā)送基帶數(shù)字復(fù)信號。FPGA上方連接8路高 速模數(shù)轉(zhuǎn)換器，用于接收采集到的數(shù)據(jù)。FPGA左邊通過總線和鏈路口與1片DSP芯片相連， 總線和鏈路口為雙向傳輸，用于向DSP發(fā)送計算幅相誤差校正系數(shù)所需的數(shù)據(jù)和接收DSP 計算的幅相誤差校正系數(shù)。
5.3、 高速LVDS信號的印制線路板設(shè)計印制線路板(PCB)的設(shè)計符合信號完整性規(guī) 范，保證高速LVDS信號同步、正確傳輸。主要包括以下方面
1) 、 PCB板的阻抗控制，每個信號層都有一個對應(yīng)的參考地層可以實現(xiàn)阻抗控制?？刂?參考面和信號層之間的介質(zhì)厚度保證差分信號線為100歐姆。
2) 、高速信號采用LVDS傳輸，并通過PCB板的阻抗控制確保LVDS信號在傳輸過程中 阻抗的大小及連續(xù)性，同時在接收端端接匹配防止信號反射。
3) 、通過蛇形線確保同一組內(nèi)所有LVDS信號線等長(控制誤差在40mil范圍內(nèi))，如圖 16所示。
4) 、信號之間的隔離，單端信號線間保持兩倍線寬的間距，LVDS信號線間保持三倍線
寬的間距，保證信號之間的串?dāng)_不會造成錯誤。
5.4、測向和波束形成硬件程序設(shè)計算法程序使用信號處理板上的硬件資源包括4片 DSP、 SDRAM、 FLASH和FPGA。算法在硬件平臺上的實現(xiàn)流程圖見圖17。 各片完成的功能如下-
1) 、標(biāo)號為O的DSP芯片完成協(xié)方差矩陣的形成、求逆、特征分解、獲得噪聲子空間；
2) 、標(biāo)號為0、 1、 2、 3的DSP芯片完成角度搜索；
3) 、標(biāo)號為3的DSP芯片完成角度比較和多波束權(quán)值計算。
4) 、 FLASH里面固化了 4片DSP的程序和導(dǎo)向矢量(所有頻點)。
算法程序運行流程
1) 板子加電后，F(xiàn)LASH加載主程序，并將導(dǎo)向矢量導(dǎo)入SDRAM中。導(dǎo)向矢量分別分 給0號DSP、 1號DSP、 2號DSP、 3號DSP (各占1/4)。
2) 標(biāo)號為0的DSP芯片通過總線讀取FPGA內(nèi)RAM的樣本數(shù)據(jù)，形成協(xié)方差矩陣(根 據(jù)模式字判別三種情況)并求逆。
3) 0號DSP芯片把協(xié)方差矩陣的逆矩陣分發(fā)給1號DSP、 2號DSP、 3號DSP。
4) 0號DSP、 1號DSP、 2號DSP、 3號DSP同時在各自的1/4空間內(nèi)作譜峰搜索((一 22.5~0,-45~0)， (_22.5~0,0~45)， (0~22.5,-45~0)， (0~22.5, 0~45))找到最大的3個譜峰， 保留對應(yīng)兩維角度和對應(yīng)的譜峰值、導(dǎo)向矢量
5) 0號DSP、 1號DSP、 2號DSP分別將步驟4)的結(jié)果通過鏈路口匯給3號DSP芯片， 由3號DSP芯片完成比較挑出最大的9個譜峰對應(yīng)的兩維角度，計算LCMV權(quán)值。 LCMV權(quán)值計算方法如式(14)所示。
6) 由3號DSP芯片將對應(yīng)的9個波束的權(quán)值(9X24X2)、 9個目標(biāo)的對應(yīng)兩維角度從 總線送給FPGA。
算法程序運行流程2)的三種情況
情況一目標(biāo)高分辨測向時，直接對基帶復(fù)信號校正后的數(shù)據(jù)取樣本形成協(xié)方差矩陣； 情況二有強弱信號同時存在時，采用陷零投影矩陣對強目標(biāo)陷零后，然后重新取陷零 后的樣本形成協(xié)方差矩陣。陷零方法如式(7)所示。
情況三當(dāng)有相干信號時，采用空間平滑技術(shù)，得到新的協(xié)方差矩陣。如式(10)所示。
權(quán)利要求
1.一種用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成器，其特征在于所述多波束形成器由數(shù)據(jù)采集預(yù)處理部分和信號處理部分組成，兩組成部分通過高速數(shù)據(jù)傳輸背板相連接，將數(shù)據(jù)采集預(yù)處理部分處理的數(shù)據(jù)傳輸?shù)叫盘柼幚聿糠?；所述?shù)據(jù)采集預(yù)處理部分用于完成中頻模擬信號采樣、數(shù)字正交插值算法和幅相誤差校正，由3塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板組成，每塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板由8路模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD、1片DSP芯片和1片F(xiàn)PGA芯片組成；其中8路模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD完成對各陣列天線接收機輸出的中頻模擬實信號采樣并變換成數(shù)字實信號，DSP完成幅相誤差校正系數(shù)的計算，F(xiàn)PGA連接8路高速模數(shù)轉(zhuǎn)換器，對采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行數(shù)字正交插值，將中頻數(shù)字實信號轉(zhuǎn)換成基帶數(shù)字復(fù)信號，并將幅相誤差校正系數(shù)加入各通道完成幅相誤差校正，F(xiàn)PGA與DSP芯片雙向相連，向DSP發(fā)送計算幅相誤差校正系數(shù)所需的數(shù)據(jù)和接收DSP計算的幅相誤差校正系數(shù)，F(xiàn)PGA與背板的多路并行高速LVDS通路連接，將基帶數(shù)字復(fù)信號發(fā)送到信號處理部分；所述信號處理部分為一塊信號處理板，用于完成強弱信號同時存在或相干多信號的測向、自適應(yīng)波束形成權(quán)值組的計算、波束形成、數(shù)字上變頻；信號處理板由4片并行運算的DSP芯片、1片F(xiàn)PGA芯片和9路數(shù)字上變頻器DUC組成；其中DUC完成基帶數(shù)字復(fù)信號上變頻至中頻信號，并行運算的4片DSP芯片組完成對強弱信號同時存在或相干多信號的高分辨測向和自適應(yīng)波速形成權(quán)值的計算；FPGA內(nèi)實現(xiàn)波束形成網(wǎng)絡(luò)并形成抗干擾數(shù)字多波束；各組件之間的數(shù)據(jù)傳輸關(guān)系為FPGA接收來自數(shù)據(jù)采集預(yù)處理部分的基帶數(shù)字復(fù)信號，向4片并行DSP芯片組發(fā)送測向、波束形成所需的數(shù)據(jù)；DSP芯片組之間以總線和鏈路口相連，雙向傳輸，用于分配計算任務(wù)和匯總計算結(jié)果，保證算法的并行實時實現(xiàn)；DSP芯片組將計算出的9組自適應(yīng)波束形成權(quán)值組送入FPGA內(nèi)的波束形成網(wǎng)絡(luò)，形成抗干擾數(shù)字多波束，基帶數(shù)字復(fù)信號在FPGA內(nèi)加權(quán)求和，形成9路抗干擾的數(shù)字多波束，經(jīng)上變頻器DUC轉(zhuǎn)換為所需的中頻模擬信號，送出到系統(tǒng)監(jiān)控，由系統(tǒng)監(jiān)控判別后再把信息反饋給信號處理板，用于調(diào)整算法中的相關(guān)參數(shù)。
2、一種基于權(quán)利要求1所述的相控陣數(shù)字多波束形成器形成多波束的方法，其特征在于:首先進(jìn)行中頻模擬實信號的數(shù)字采樣，將中頻模擬實信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字實信號，然后進(jìn)行數(shù)字正交插值，將數(shù)字實信號轉(zhuǎn)換為基帶數(shù)字復(fù)信號，再進(jìn)行幅相誤差校正，校正多通道之間幅度和相位的不一至性，最后完成強弱信號同時存在、相干多信號的測向和自適應(yīng)抗干擾波束 形成權(quán)值組的計算，各過程的具體實現(xiàn)如下(1) 中頻模擬實信號的數(shù)字采樣每塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板的采樣部分配置有8路14 位寬的模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD和一路采樣時鐘輸入， 一路采樣時鐘控制8路模數(shù)轉(zhuǎn)換器同時采樣，對于數(shù)字多波束形成器配置的三塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板，使用相同采樣時鐘，同時對24路模 擬信號進(jìn)行采樣，并將中頻模擬實信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字實信號；(2) 數(shù)字正交插值將模數(shù)轉(zhuǎn)換器AD采樣的中頻數(shù)字實信號分為兩路，分別與兩路 正交的數(shù)字本振相乘，下變頻到基帶，然后通過低通濾波器取出基帶內(nèi)頻譜，經(jīng)l/2抽取后， 得到I路和Q路的基帶數(shù)字復(fù)信號；(3) 固定幅相誤差校正分為外校正和內(nèi)校正，所述外校正時，設(shè)置遠(yuǎn)場測試基準(zhǔn)源 為一點頻信號；所述內(nèi)校正時，利用功率分配器分別從接收機輸入端饋入點頻信號，對接收 機輸出的信號采用頻域校正算法；所述內(nèi)校正和外校正采用相同算法，首先對數(shù)字正交插值 后的基帶數(shù)字復(fù)信號進(jìn)行FFT變換，然后從24通道中任選一路為參考通道，記錄該通道信 號頻點處頻譜峰值，和其余待測通道相應(yīng)處的頻譜峰值進(jìn)行比較，記錄比較得到的幅度和相 位值，該值對應(yīng)其余通道和參考通道的幅相誤差，存放到數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板的FLASH存儲 器內(nèi)；(4) 多目標(biāo)測向，尤其是強弱信號同時存在或相干多信號的高分辨測向，包括① 采用多重信號分類方法估計信源波達(dá)方向，簡稱為Music方法，將數(shù)據(jù)采樣協(xié)方差 矩陣作特征分解，使大特征值對應(yīng)的特征向量生成信號子空間，小特征值對應(yīng)的特征向量生 成噪聲子空間，然后用不同方向上的導(dǎo)向失量向噪聲子空間投影，若該向量屬于信號子空間， 則投影為零，根據(jù)投影結(jié)果可以判斷信號的波達(dá)方向；② 采用強弱信號測向，有強弱信號同時存在時，先測得強信號方向，然后由強信號方 向計算出陷零投影矩陣，對接收的數(shù)據(jù)用陷零投影矩陣陷零后，即抑制了強信號后的回波數(shù) 據(jù)，再使用Music方法估計波達(dá)方向；③ 采用空間平滑技術(shù)測向，當(dāng)有相干信號或高相關(guān)信號存在時，將等距線陣分成若干 相重疊的子陣列，則各子陣列的陣列流形相同，然后將各子陣列的協(xié)方差矩陣進(jìn)行平均運算后再使用Music方法估計波達(dá)方向。(5) 抗干擾數(shù)字多波束形成采用基于線性約束最小方差算法的抗干擾波束形成方案，簡稱LCMV算法，對第P個目標(biāo)，LCMV算法的最優(yōu)權(quán)等于正交投影矩陣乘以第P個目標(biāo)的 導(dǎo)向矢量，其中正交投影矩陣由除第P個期望信號以外的其他8個非期望信號的導(dǎo)向矢量構(gòu) 成的方向矩陣的正交投影矩陣。
3. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成方法，其特征在于所述 的數(shù)字正交插值實現(xiàn)過程中，低通濾波器為多帶寬濾波器配置，帶寬配置如下(1) 、將帶寬分別為25KHz， 250KHz， 2.5MHz， 12.5MHz， 25MHz的32階FIR低通 濾波器系數(shù)存儲在ROM中；(2) 、根據(jù)系統(tǒng)監(jiān)控命令調(diào)用相應(yīng)帶寬的數(shù)字濾波器系數(shù)進(jìn)行數(shù)字正交插值處理。
4. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成方法，其特征在于在所 述的多目標(biāo)測向過程中，針對強弱信號同時存在或相干多信號的測向的方法如下(1) 強弱信號同時存在的情況下此時弱信號將被淹沒，則先使用Music方法測得一個或多個強信號的方向矢量，計算其正交投影矩陣，然后將基帶數(shù)字復(fù)信號利用正交投影矩陣投影，將強信號陷零，再將投影后的數(shù)據(jù)用Music方法進(jìn)行波達(dá)方向估計，即可找出弱信 號的來波方向；(2) 相干信號同時存在的情況下由基帶數(shù)字復(fù)信號得到的協(xié)方差矩陣將不再滿秩，將等距線陣分成若干相重疊的子陣列，則各子陣列的陣列流形相同，然后將各子陣列的協(xié)方 差矩陣進(jìn)行平均運算，其中子陣的個數(shù)大于相干信源數(shù)目，平均后的協(xié)方差矩陣滿秩，再對平滑平均后的協(xié)方差矩陣進(jìn)行Music高分辨測向。
5. 根據(jù)權(quán)利要求2所述的用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成方法，其特征在于信號處理板的多片DSP芯片內(nèi)采用并行算法，其中，標(biāo)號為0的DSP芯片完成協(xié)方差矩陣的形成、求逆、特征分解、獲得噪聲子空間；標(biāo)號為O、 1、 2、 3的DSP芯片并行完成角度搜索；標(biāo)號為3的DSP芯片完成角度比較和多波束權(quán)值計算。
6、根據(jù)權(quán)利要求1所述的用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成器，其特征在于采用了多通道LVDS進(jìn)行高速數(shù)據(jù)傳輸，每塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板使用34對LVDS信號傳輸8路基帶數(shù)字復(fù)信號，該34對LVDS信號分為I路16對，Q路16對，同步時鐘1對，幀同步信號1對；每路基帶數(shù)字復(fù)信號速率為56兆采樣點每秒；在信號處理板實現(xiàn)數(shù)據(jù)幀的同步、解包，提取出24路數(shù)字基帶復(fù)信號，通過電路板的設(shè)計使每塊數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板輸出的LVDS信號線等長，從而保證信號在高速傳輸過程中位對齊。
全文摘要
本發(fā)明公開一種用于電子偵察的相控陣數(shù)字多波束形成器，用于對強弱信號同時存在或相干多信號的高分辨測向并對多目標(biāo)信號形成抗干擾的數(shù)字多波束，形成多波束流程首先在數(shù)據(jù)采集預(yù)處理板由AD對各陣列天線接收機輸出的中頻模擬實信號采樣；然后由DSP和FPGA芯片協(xié)作完成正交插值和幅相誤差校正，將中頻模擬實信號轉(zhuǎn)換為基帶數(shù)字復(fù)信號并校正多通道間的幅相誤差；經(jīng)LVDS通路將基帶數(shù)字復(fù)信號傳輸?shù)叫盘柼幚戆?，由DSP完成對強弱信號同時存在或相干多信號的高分辨測向并計算出自適應(yīng)波束形成的權(quán)值組；將權(quán)值組加入信號處理板FPGA內(nèi)的波束形成網(wǎng)絡(luò)，完成對多目標(biāo)信號形成抗干擾的數(shù)字多波束；通過上變頻器將抗干擾數(shù)字多波束的輸出轉(zhuǎn)換為所需的中頻模擬信號。
文檔編號G01S3/12GK101349741SQ20081015075
公開日2009年1月21日 申請日期2008年8月29日 優(yōu)先權(quán)日2008年8月29日
發(fā)明者何學(xué)輝, 南 夏, 廖桂生, 張少甫, 操 曾, 胡國棟, 陶海紅 申請人:西安電子科技大學(xué)