專利名稱：機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法，屬于航空數(shù)據(jù)鏈、無線電導(dǎo)航技術(shù)領(lǐng)域。

背景技術(shù)：
由于機(jī)群的成員飛機(jī)之間鏈路采用抑制載波BPSK/QPSK相移鍵控調(diào)制體制和直接序列擴(kuò)頻模式，會(huì)遇到信號(hào)捕獲與跟蹤的問題 ①抑制載波通信體制下，發(fā)送方-接收方的高動(dòng)態(tài)相對(duì)運(yùn)動(dòng)引起捕獲與跟蹤困難及頻繁失鎖、失捕； ②高動(dòng)態(tài)導(dǎo)致載波跟蹤誤差增大、再生偽碼相位精確對(duì)齊困難，測(cè)距、測(cè)速誤差增大； ③失鎖、失捕概率大大增加將導(dǎo)致連續(xù)載波相位測(cè)量困難和積分多普勒測(cè)量難以實(shí)現(xiàn)。因此，高動(dòng)態(tài)環(huán)境中接收BPSK/QPSK調(diào)制擴(kuò)頻信號(hào)的重點(diǎn)和難點(diǎn)，在于載波和偽碼相位的高質(zhì)量跟蹤。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法，以解決現(xiàn)有技術(shù)中的問題。
本發(fā)明一種機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法，其可以在電路板的數(shù)字信號(hào)處理器DSP和FPGA上實(shí)現(xiàn)。該方法具體如下 (一)高動(dòng)態(tài)載波跟蹤環(huán)路 本發(fā)明的高動(dòng)態(tài)載波跟蹤單元，采用了適用載體動(dòng)態(tài)的載波跟蹤策略，即在通過FFT頻域算法進(jìn)行偽碼相位捕獲后，采用四相鑒頻器進(jìn)一步牽引捕獲多普勒頻率、初始跟蹤，將多普勒頻率從幾百赫茲降到幾赫茲，使之進(jìn)入叉積自動(dòng)頻率跟蹤環(huán)的工作范圍；采用動(dòng)態(tài)能力強(qiáng)的FLL環(huán)消除動(dòng)態(tài)、穩(wěn)態(tài)跟蹤；采用熱噪聲誤差小的costas PLL提高載波相位。具體如下 [1]積分-清除器和頻率、相位判決算法 設(shè)采樣頻率為Ts為采樣間隔，接收信號(hào)下變頻后經(jīng)中頻采樣，得到 s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI，+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ](1) 公式(1)中ωI＝2πfITs為接收信號(hào)中頻頻率；ωd=2πfdTs為多普勒頻率；φ為接收信號(hào)相位；PNI(i·Ts)；PNQ(j·Ts)分別為同相偽碼和正交偽碼；τ為接收信號(hào)延時(shí)； 設(shè)接收通道載波NCO輸出的同相信號(hào)和正交信號(hào)分別為 公式(2)中AR為NCO輸出正余弦信號(hào)的幅度；(

為對(duì)接收信號(hào)中多普勒頻率fd的估計(jì))；

為對(duì)接收信號(hào)相位φ的估計(jì)； I、Q支路積分-清除器在相關(guān)間隔末輸出結(jié)果為 公式(3)中A為信號(hào)幅度；Δωd(k)為多普勒頻移估計(jì)殘差，ε(k)為碼相位(延時(shí))估計(jì)偏差(真實(shí)延時(shí)和估計(jì)延時(shí)的差)，ε(k)＝Δτ；R(·)為偽隨機(jī)碼理想的二電平自相關(guān)函數(shù)，均為時(shí)間的函數(shù)；N為積分清除器的積分點(diǎn)數(shù)；θk為載波相位誤差，θk=k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+△φ；nI(k)，nQ(k)為隨機(jī)噪聲。公式(3)很重要，是進(jìn)行頻率跟蹤誤差估計(jì)、叉積鑒頻和反正切鑒相算法的依據(jù)。
頻率判決采用表達(dá)式如下 公式(4)中，TID為積分清除時(shí)間。
在用四相鑒頻器頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz。若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進(jìn)行頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程。
在跟蹤開始時(shí)，需要用頻率牽引模塊將頻率從幾百赫茲牽引到10Hz以下，然后根據(jù)載波相位θk進(jìn)行判決。如果θk大于10°，接收機(jī)用叉積鑒頻器進(jìn)行頻率跟蹤；如果θk小于10°，則采用純PLL環(huán)進(jìn)行相位跟蹤。
相位判決表達(dá)式為 上式中當(dāng)θk很小時(shí)，tgθk與θk成正比。設(shè)θk＜10°時(shí)，轉(zhuǎn)入鎖相環(huán)跟蹤，將θk＝10°帶入上式，得到相位判決閾值ηk＝0.176。
[2]四相鑒頻器實(shí)現(xiàn)頻率牽引 偽碼捕獲后，載波多普勒頻移范圍被引導(dǎo)到一個(gè)多普勒頻率搜索單元范圍，即500Hz，此時(shí)頻率估計(jì)誤差仍然很大，因此，首先利用頻率牽引模塊將頻率牽引到叉積鑒頻器的跟蹤范圍內(nèi)；本發(fā)明采用四相鑒頻器進(jìn)行頻率牽引算法，需要多次牽引后將頻率牽引到10Hz以下。在頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz，若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進(jìn)行高頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程。
[3]叉積鑒頻自動(dòng)頻率跟蹤(CP-AFC)鎖定環(huán)(FLL) 當(dāng)頻率誤差小于10Hz時(shí)，采用叉積鑒頻器實(shí)現(xiàn)精確的頻率跟蹤。其中，T為積分-清除器的積分間隔時(shí)間。
叉積鑒頻器輸出efk為 efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1) ＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6) ·sinc[Δfd(k)·πT]·sinc[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1) 公式(6)中T為積分清除時(shí)間。由于捕獲完成時(shí)，已經(jīng)將接收偽碼和本地偽碼基本對(duì)齊，設(shè)時(shí)間間隔為單位時(shí)間，連續(xù)量測(cè)過程中調(diào)制數(shù)據(jù)位不變，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；當(dāng)頻率牽引完成時(shí)，多普勒頻移估計(jì)誤差Δfd＜10°/Hz，相位誤差|Δfd(k).πT|＜＜π/2時(shí)，sinc2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1。所以控制量與單位時(shí)間內(nèi)的相位變化(頻率)成正比，用此經(jīng)過濾波器來控制載波NCO達(dá)到頻率跟蹤的目的。
叉積鑒頻器的輸出為 efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T(7) [4]相位跟蹤鎖定環(huán)(PLL) 同相正交鎖相環(huán)(Costas環(huán)，即科斯塔斯環(huán))是PLL的一種，由于它對(duì)載波調(diào)制數(shù)據(jù)不敏感而在PSK解擴(kuò)接收機(jī)中得到了普遍應(yīng)用。常用的科斯塔斯環(huán)鑒相器算法為二象限反正切鑒相算法 二象限反正切鑒相器tan-1(Qps/Ips)性能在整個(gè)-90°～90°范圍內(nèi)呈線性，性能最優(yōu)。
[5]鎖頻環(huán)FLL與鎖相環(huán)PLL的環(huán)路濾波器 載波跟蹤鎖頻環(huán)(二階環(huán))采用一階Jaffe-Rechtin濾波器，載波跟蹤鎖相環(huán)(三階環(huán))采用二階Jaffe-Rechtin濾波器。
綜上，四相鑒相的頻率牽引+叉積鑒頻的二階FLL頻率自動(dòng)跟蹤環(huán)+二象限反正切鑒相的三階PLL鎖相環(huán)組合構(gòu)成的載波跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)，能夠滿足一般高動(dòng)態(tài)任務(wù)的需求；精心設(shè)計(jì)一階、二階Jaffe-Rechtin環(huán)路濾波器參數(shù)能夠獲得較高的載波頻率/載波相位跟蹤精度。
(二)高動(dòng)態(tài)擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路 在FFT頻域并行搜索捕獲粗略的載波頻率和偽碼相位后，本地再生擴(kuò)頻碼和接收信號(hào)的擴(kuò)頻碼完成粗對(duì)齊，誤差在1/2碼片之內(nèi)。隨后，轉(zhuǎn)入碼跟蹤過程(與載波跟蹤對(duì)應(yīng))，實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻碼相位(延遲)精確對(duì)準(zhǔn)。偽碼的閉環(huán)跟蹤通常采用延遲鎖相環(huán)，即利用本地碼發(fā)生器產(chǎn)生相位超前、滯后信號(hào)并與輸入的BPSK/QPSK調(diào)制的擴(kuò)頻信號(hào)正交混頻后相關(guān)，比較同相I/正交Q兩支路結(jié)果以獲取碼相位誤差信號(hào)來控制碼NCO并產(chǎn)生與輸入碼相位一致的本地碼信號(hào)。
本發(fā)明的偽碼相位跟蹤采用了非相干數(shù)字延遲鎖相環(huán)(DDLL)算法結(jié)構(gòu)，由積分-清除器、碼鑒相器、環(huán)路濾波器、碼NCO、再生碼發(fā)生器和移位寄存器組成。其中積分-清除器、碼鑒相器和環(huán)路濾波器的參數(shù)決定了碼跟蹤環(huán)路的特性。為了實(shí)現(xiàn)窄相關(guān)，達(dá)到精確跟蹤碼相位的目的，在環(huán)路設(shè)計(jì)中通過移位寄存器產(chǎn)生了即時(shí)碼、超前滯后1/2碼片、超前滯后1/4碼片的再生偽碼，分別構(gòu)成相關(guān)間距分別為1碼片、1/4的非相干延遲鎖定環(huán)。在碼跟蹤環(huán)路中，碼鑒相器比較同相和正交支路的預(yù)檢測(cè)積分結(jié)果，產(chǎn)生誤差信號(hào)，通過環(huán)路濾波器輸出碼NCO頻率控制字，控制再生偽碼和接收偽碼精確對(duì)齊。下面詳細(xì)說明碼跟蹤環(huán)路鑒相算法、碼跟蹤環(huán)路濾波器、載波輔助碼環(huán)跟蹤。
[1]碼跟蹤環(huán)路的碼環(huán)鑒別器鑒相算法 碼環(huán)鑒別器輸入為載波同相I/正交Q支路的碼相位超前、即時(shí)、滯后的數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果。
常用的碼環(huán)鑒別器算法有三種點(diǎn)積功率鑒別器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前減去滯后功率鑒別器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前減去滯后包絡(luò)鑒別器

一般不使用超前減去滯后包絡(luò)鑒別器。
當(dāng)碼相關(guān)發(fā)生時(shí)，環(huán)路進(jìn)行跟蹤狀態(tài)，假定相關(guān)間距d＝2δ，則超前減去滯后型相干碼鑒相器輸出的誤差信號(hào)為 E(k)＝Ie(k)-Il(k)(9) ＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]} 從公式(9)中可以看出，誤差信號(hào)對(duì)載波跟蹤具有依賴性，當(dāng)載波未同步或跟蹤后出現(xiàn)周跳時(shí)，鑒相器將產(chǎn)生不定量，因此一般不采用相干型鑒相器。非相干型碼鑒相器主要有超前減滯后功率鑒相器和點(diǎn)積鑒相器。本發(fā)明提供了兩種不同的延遲鎖定環(huán)鑒別器算法歸一化的超前減滯后功率鑒別器、歸一化的點(diǎn)積鑒別器。
①超前減滯后功率鑒別器 在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出，定義超前減滯后功率鑒相器鑒相特性函數(shù)Sel(ε，δ)為 Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ](11) 當(dāng)定義擴(kuò)頻碼完全對(duì)準(zhǔn)時(shí)的相關(guān)值和碼片寬度Tc均為1時(shí)自相關(guān)函數(shù)可以表示為 將公式(11)分別代入公式(12)中，可以得到超前減去滯后功率鑒相器的鑒相特性函數(shù) (i)當(dāng)δ＝1/2時(shí) (ii)當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時(shí) ②點(diǎn)積鑒別器 Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k) ＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15) ＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ) 在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交數(shù)字信號(hào)與超前碼、即時(shí)碼、滯后碼在數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果經(jīng)相位旋轉(zhuǎn)結(jié)果后的輸出。定義點(diǎn)積鑒相器鑒相特性函數(shù)Sdp(ε，δ)為 Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)](16) (i)當(dāng)δ＝1/2時(shí) (ii)當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時(shí) [2]碼跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器 由于在對(duì)碼跟蹤中采用了載波環(huán)的輔助，碼跟蹤環(huán)采用二階環(huán)路濾波器。本發(fā)明濾波算法選擇二階Jaffe-Rechtin濾波器。
下面分析碼跟蹤環(huán)路動(dòng)態(tài)和熱噪聲性能。
①環(huán)路動(dòng)態(tài)性能 碼跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)測(cè)量誤差由環(huán)路濾波器的階數(shù)和帶寬決定，對(duì)于二階碼跟蹤環(huán)路濾波器，其動(dòng)態(tài)測(cè)量誤差為 公式(19)中R以基碼片數(shù)為單位，環(huán)路自然頻率ωn＝1.89Bn，(Bn為環(huán)路帶寬)。
在通常情況下，載體的動(dòng)態(tài)加速度在碼環(huán)中引起動(dòng)態(tài)跟蹤誤差，但是由于碼多普勒和載波多普勒之間存在著固定的比例關(guān)系，在載波環(huán)對(duì)載體動(dòng)態(tài)進(jìn)行精確跟蹤的同時(shí)，通過載波輔助，可以消除碼環(huán)中的大部分動(dòng)態(tài)誤差，因此，碼環(huán)中實(shí)際存在動(dòng)態(tài)誤差很小，可以不予考慮。
②熱噪聲顫動(dòng)誤差(1σ) 超前減滯后功率鑒相器的熱噪聲誤差為 點(diǎn)積鑒相器的熱噪聲誤差為 在公式(20)和公式(21)中Bn為環(huán)路等效噪聲帶寬(Hz)，d為超前和滯后碼相關(guān)間隔(碼片)，T為預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間(s)，C/N0為載波噪聲功率比(當(dāng)C/N0以dB為單位表示時(shí)，它等于
[3]載波輔助碼環(huán)跟蹤補(bǔ)償多普勒動(dòng)態(tài)誤差 載波跟蹤環(huán)在精確跟蹤載波相位變化的同時(shí)提供一個(gè)載波輔助用以控制碼NCO輸出頻率以真實(shí)跟蹤由于多普勒效應(yīng)引起的擴(kuò)頻碼速率變化。因?yàn)樾盘?hào)上的多普勒效應(yīng)與信號(hào)的波長(zhǎng)成反比，所以定義一個(gè)載波輔助比例因子fcode為擴(kuò)頻碼速率標(biāo)稱值，fRF為射頻載波頻點(diǎn)標(biāo)稱值。
由于動(dòng)態(tài)運(yùn)動(dòng)而帶來的擴(kuò)頻碼碼速率變化量(擴(kuò)頻碼多普勒頻移)由下式計(jì)算 公式(22)中

為載波 環(huán)路濾波器輸出的載波多普勒頻率估計(jì)值；

為擴(kuò)頻碼多普勒頻移估計(jì)值。

換算為頻率控制字后和碼跟蹤環(huán)環(huán)的頻率偏置控制字Pbias相加，一起反饋給偽碼延遲鎖定環(huán)的數(shù)控振蕩器NCO進(jìn)行調(diào)整，有效降低動(dòng)態(tài)應(yīng)力對(duì)偽碼延遲鎖定環(huán)的影響，從而提高碼跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)跟蹤性能和跟蹤精度。
本發(fā)明一種機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法，其優(yōu)點(diǎn)在于本發(fā)明的方法解決了傳統(tǒng)高動(dòng)態(tài)接收機(jī)精度不佳的缺陷；本發(fā)明公開的方法能夠廣泛應(yīng)用于基于抑制載波調(diào)制直接序列擴(kuò)頻體制的衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)、測(cè)距系統(tǒng)和通信系統(tǒng)。



圖1所示為本發(fā)明方法的載波跟蹤環(huán)路與碼跟蹤環(huán)路算法結(jié)構(gòu)圖。
圖2所示為本發(fā)明中載波跟蹤環(huán)路算法結(jié)構(gòu)圖。
圖3所示為FLL和PLL組合載波跟蹤原理框。
圖4所示為叉積自動(dòng)頻率跟蹤環(huán)原理圖。
圖5所示為叉積鑒頻器鑒頻特性。
圖6所示為碼跟蹤環(huán)路的整體結(jié)構(gòu)框圖。
圖7所示為非相干數(shù)字延遲鎖相環(huán)(DDLL)算法的結(jié)構(gòu)框圖。
圖8(a)表示超前減滯后功率鑒相器的鑒相特性曲線。
圖8(b)表示點(diǎn)積鑒相器的鑒相特性曲線。
圖9所示為碼環(huán)熱噪聲誤差與環(huán)路帶寬的關(guān)系；其中(a)為超前減滯后功率鑒別器；(b)為點(diǎn)積鑒別器。

具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖和實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明的技術(shù)方案做進(jìn)一步的說明。
圖1給出了本發(fā)明方法的機(jī)群鏈路異步通信與測(cè)量終端的載波跟蹤與碼跟蹤環(huán)路算法結(jié)構(gòu)圖。
由于載體動(dòng)態(tài)引入的多普勒頻移變化對(duì)偽碼跟蹤環(huán)的影響可通過載波輔助消除，接收機(jī)的動(dòng)態(tài)性能主要取決于載波跟蹤技術(shù)。通常有兩種跟蹤環(huán)可以采用一種是相干的鎖相環(huán)路(PLL)(costas環(huán)即是其中一種，但它對(duì)載波上的調(diào)制數(shù)據(jù)不敏感)，接收機(jī)需要產(chǎn)生與輸入載波同頻同相的相干載波；另一種是非相干的頻率鎖相環(huán)路(FLL)，接收機(jī)需要產(chǎn)生與輸入載波同頻的但不要求相干的載波。載波捕獲與跟蹤常采用costas環(huán)重構(gòu)載波相位相干解調(diào)BPSK數(shù)據(jù)實(shí)現(xiàn)的。相干系統(tǒng)對(duì)高斯噪聲具有較好的性能，但對(duì)通信鏈路干擾的容忍能力較差，特別是受載體動(dòng)態(tài)引入的多普勒頻移影響較大。對(duì)于高動(dòng)態(tài)載體的大范圍多普勒頻移，costas環(huán)必須具有相對(duì)寬的帶寬，這意味著信噪比閾值性能即跟蹤能力降低。此時(shí)相干解調(diào)不再適合，可取的方案是采用非相干解調(diào)，即環(huán)路自動(dòng)跟蹤頻率而不是相位。對(duì)于相同動(dòng)態(tài)，二階頻率鎖定跟蹤環(huán)FLL比三階相位鎖定環(huán)PLL具有幾dB-Hz信噪比域值的動(dòng)態(tài)性能優(yōu)勢(shì)，但其跟蹤精度低，二者存在一定的矛盾，因此可在設(shè)計(jì)中取長(zhǎng)補(bǔ)短整合優(yōu)勢(shì)。下面分別介紹載波跟蹤環(huán)路與碼跟蹤環(huán)路算法的設(shè)計(jì)與分析討論。
(一)高動(dòng)態(tài)載波跟蹤環(huán)路 1、FLL和PLL組合載波跟蹤環(huán)路的工作原理 本發(fā)明的載波環(huán)設(shè)計(jì)中采用了適用載體動(dòng)態(tài)的載波跟蹤策略，即在通過FFT頻域算法進(jìn)行偽碼相位捕獲后，采用四相鑒頻器進(jìn)一步牽引捕獲多普勒頻率、初始跟蹤，將多普勒頻率從幾百赫茲降到幾赫茲，使之進(jìn)入叉積自動(dòng)頻率跟蹤環(huán)的工作范圍；采用動(dòng)態(tài)能力強(qiáng)的FLL環(huán)消除動(dòng)態(tài)、穩(wěn)態(tài)跟蹤；采用熱噪聲誤差小的costas PLL提高載波相位的基本發(fā)明。使得跟蹤環(huán)能夠同時(shí)滿足動(dòng)態(tài)性能與跟蹤精度的要求，環(huán)路參數(shù)的可編程設(shè)置，并且兩種跟蹤策略隨載體動(dòng)態(tài)變化以軟件的方式進(jìn)行切換，保證了跟蹤的靈活性與穩(wěn)健性。載波跟蹤環(huán)路算法結(jié)構(gòu)如圖2所示。由于系統(tǒng)在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下工作，載波跟蹤采用鎖頻環(huán)和鎖相環(huán)同時(shí)工作，跟蹤載波。鎖頻環(huán)在捕獲預(yù)測(cè)的頻率的基礎(chǔ)上進(jìn)行頻率估計(jì)，同步調(diào)節(jié)鎖頻環(huán)NCO的輸出，進(jìn)行載波剝離。通常采用積分清除加頻率鑒別實(shí)現(xiàn)頻率估計(jì)，頻率估計(jì)的線性范圍由積分清除的時(shí)間決定，而且在積分清除時(shí)間段內(nèi)不能發(fā)生數(shù)據(jù)位的跳變。本發(fā)明實(shí)施例中載波NCO偏置為數(shù)字中頻信號(hào)的中頻對(duì)應(yīng)的頻率字
偽碼和載波完成初步捕獲后，就進(jìn)入跟蹤階段。由于此時(shí)多普勒頻率預(yù)測(cè)的分辨率僅為500Hz，殘留的多普勒頻率成分還比較大，因此首先采用頻率牽引模塊將載波頻率估計(jì)殘差Δfk降到10Hz以下，然后根據(jù)載波相位θk進(jìn)行判決，如果θk大于10°，載波跟蹤則采用叉積鑒頻器進(jìn)行頻率跟蹤；如果θk小于10°，則采用純PLL進(jìn)行相位跟蹤。圖3中的輸出選擇器就是根據(jù)Δfk和θk的不同情況，來選擇是由頻率牽引算法的輸出反饋給載波NCO，還是由FLL環(huán)路輸出或PLL環(huán)路輸出反饋給載波NCO(如圖3所示) 2、積分-清除器和頻率、相位判決算法 積分-清除器的作用如下 ①低通濾波器積分-清除器相當(dāng)于一個(gè)低通濾波器，濾除混頻后的和頻成分； ②對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行低通濾波，消除動(dòng)態(tài)和射頻噪聲的影響； ③對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行積累，提高信號(hào)的信噪比，增大接收機(jī)靈敏度。接收機(jī)射頻前端的采樣率為62.11MHz，當(dāng)預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間為0.2ms時(shí)，對(duì)12422個(gè)數(shù)據(jù)積分累加可以使信噪聲比提高近42dB； ④降采樣率應(yīng)答機(jī)的輸入中頻信號(hào)的采樣率為62.11MHz，積分清除器每累加12422點(diǎn)輸出一次結(jié)果，即數(shù)據(jù)采樣率降為5kHz，約一個(gè)偽碼周期的長(zhǎng)度。因?yàn)樵谖煌街?，如果積分時(shí)間超過一個(gè)偽碼周期的長(zhǎng)度，那么積分時(shí)間段內(nèi)可能跨越數(shù)據(jù)位的跳變，這種情況下得到的I、Q兩路積分清除結(jié)果就是錯(cuò)誤的。所以選擇積分清除時(shí)間為0.2ms。
設(shè)采樣頻率為Ts為采樣間隔，接收信號(hào)下變頻后經(jīng)中頻采樣，得到 s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ] (1) 公式(1)中ωI＝2πfITs為接收信號(hào)中頻頻率；ωd＝2πfdTs為多普勒頻率；φ為接收信號(hào)相位；PNI(i·Ts)；PNQ(i·Ts)分別為同相偽碼和正交偽碼；τ為接收信號(hào)延時(shí)。
設(shè)接收通道載波NCO輸出的同相信號(hào)和正交信號(hào)分別為 公式(2)中AR為NCO輸出正余弦信號(hào)的幅度；(

為對(duì)接收信號(hào)中多普勒頻率fd的估計(jì))；

為對(duì)接收信號(hào)相位φ的估計(jì)。
I、Q支路積分-清除器在相關(guān)間隔末輸出結(jié)果為 公式(3)中A為信號(hào)幅度；Δωd(k)為多普勒頻移估計(jì)殘差，ε(k)為碼相位(延時(shí))估計(jì)偏差(真實(shí)延時(shí)和估計(jì)延時(shí)的差)，ε(k)＝Δτ；R(·)為偽隨機(jī)碼理想的二電平自相關(guān)函數(shù)，均為時(shí)間的函數(shù)；N為積分清除器的積分點(diǎn)數(shù)；θk為載波相位誤差，θk＝k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+Δφ；nI(k)，nQ(k)為隨機(jī)噪聲。公式(3)很重要，是進(jìn)行頻率跟蹤誤差估計(jì)、叉積鑒頻和反正切鑒相算法的依據(jù)。
頻率判決采用表達(dá)式如下 公式(4)中，TID為積分清除時(shí)間。
在用四相鑒頻器頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz。若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進(jìn)行頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程。
在跟蹤開始時(shí)，需要用頻率牽引模塊將頻率從幾百赫茲牽引到10Hz以下，然后根據(jù)載波相位θk進(jìn)行判決。如果θk大于10°，接收機(jī)用叉積鑒頻器進(jìn)行頻率跟蹤；如果θk小于10°，則采用純PLL環(huán)進(jìn)行相位跟蹤。
相位判決表達(dá)式為 上式中當(dāng)θk很小時(shí)，tgθk與θk成正比。設(shè)θk＜10°時(shí)，轉(zhuǎn)入鎖相環(huán)跟蹤，將θk＝10°帶入上式，得到相位判決閾值ηk＝0.176。
3、四相鑒頻器實(shí)現(xiàn)頻率牽引 偽碼捕獲后，載波多普勒頻移范圍被引導(dǎo)到一個(gè)多普勒頻率搜索單元范圍，即500Hz，此時(shí)頻率估計(jì)誤差仍然很大，有可能超出叉積鑒頻器的線性跟蹤范圍。因此，首先利用頻率牽引模塊將頻率牽引到叉積鑒頻器的跟蹤范圍內(nèi)。
本發(fā)明采用四相鑒頻器進(jìn)行頻率牽引算法四相鑒頻器計(jì)算方法簡(jiǎn)單，運(yùn)算量小，但需要多次牽引才能完成將頻率牽引到10Hz以下。在頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz，若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進(jìn)行高頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程。
4、叉積鑒頻自動(dòng)頻率跟蹤(CP-AFC)鎖定環(huán)(FLL) 當(dāng)四相鑒頻器將較大的頻率誤差牽引到一定的范圍之內(nèi)時(shí)，就可以用叉積鑒頻器實(shí)現(xiàn)精確的頻率跟蹤。FLL通過載波NCO產(chǎn)生適當(dāng)?shù)念l率以解調(diào)信號(hào)載波，對(duì)同相信號(hào)相位的180°反轉(zhuǎn)不敏感，因此在信號(hào)初始捕獲時(shí)，實(shí)現(xiàn)頻率鎖定比實(shí)現(xiàn)相位鎖定容易。本發(fā)明采用叉積自動(dòng)頻率跟蹤算法(CP-AFC)實(shí)現(xiàn)FLL鑒頻器。相對(duì)于其它算法，該算法在低信噪比時(shí)性能接近最佳。
當(dāng)頻率誤差小于10Hz時(shí)，采用叉積鑒頻器實(shí)現(xiàn)精確的頻率跟蹤。叉積自動(dòng)頻率跟蹤環(huán)原理圖4。其中，T為積分-清除器的積分間隔時(shí)間。
叉積鑒頻器輸出efk為 efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1) ＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6) ·sinc[Δfd(k)·πT]·sinc[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1) 公式(6)中T為積分清除時(shí)間。由于捕獲完成時(shí)，已經(jīng)將接收偽碼和本地偽碼基本對(duì)齊，設(shè)時(shí)間間隔為單位時(shí)間，連續(xù)量測(cè)過程中調(diào)制數(shù)據(jù)位不變，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；當(dāng)頻率牽引完成時(shí)，多普勒頻移估計(jì)誤差Δfd＜10°/Hz，相位誤差|Δfd(k)·πT|＜＜π/2時(shí)，sinc2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1。所以控制量與單位時(shí)間內(nèi)的相位變化(頻率)成正比，用此經(jīng)過濾波器來控制載波NCO達(dá)到頻率跟蹤的目的。
叉積鑒頻器的輸出為 efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T(7) 叉積鑒頻器鑒頻特性如圖5所示。
可以看出，在誤差較小時(shí)，efk與多普勒頻移角頻率估計(jì)誤差Δfd成正比。由于存在與碼相位誤差ε(k)和多普勒頻移估計(jì)誤差Δfd相關(guān)的項(xiàng)，鑒頻器的增益受到了一定程度的影響。對(duì)于載波相位跟蹤而言，二階FLL環(huán)可以以零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤均勻和勻加速度產(chǎn)生的相位與頻率變化率，以穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤載體加加速度產(chǎn)生的頻率變化率的導(dǎo)數(shù)。
5、相位跟蹤鎖定環(huán)(PLL) 同相正交鎖相環(huán)(Costas環(huán))是PLL的一種，由于它對(duì)載波調(diào)制數(shù)據(jù)不敏感而在PSK解擴(kuò)接收機(jī)中得到了普遍應(yīng)用。常用的科斯塔斯環(huán)鑒相器算法為二象限反正切鑒相算法 二象限反正切鑒相器tan-1(Qps/Ips)性能在整個(gè)-90°～90°范圍內(nèi)呈線性，性能最優(yōu)。鑒相器輸出信號(hào)與碼延時(shí)誤差及多普勒頻移估計(jì)誤差有關(guān)。由于接收機(jī)采用獨(dú)立的碼跟蹤環(huán)與載波跟蹤環(huán)，載波環(huán)閉合在碼環(huán)相關(guān)發(fā)生之后，因此碼相位已對(duì)準(zhǔn)在容許的范圍內(nèi)，對(duì)載波跟蹤影響不大。多普勒頻移估計(jì)誤差處在多普勒搜索單元范圍內(nèi)，有可能較大，此時(shí)科斯塔斯環(huán)的鑒相函數(shù)幅度衰減，鑒相特性受到影響，直接捕獲或跟蹤相位是比較困難的。當(dāng)接收機(jī)通過四相鑒頻器將頻率估計(jì)誤差牽引到可接受的范圍內(nèi)，叉積鑒頻器使載波跟蹤環(huán)達(dá)到穩(wěn)定的跟蹤狀態(tài)，采用科斯塔斯環(huán)載波相位跟蹤模式?？扑顾弓h(huán)與一般的PLL一樣對(duì)動(dòng)態(tài)性敏感，但能產(chǎn)生最精確的偽距變化率觀測(cè)量。對(duì)于給定的信號(hào)功率，科斯塔斯環(huán)也提供比FLL誤比特率低的數(shù)據(jù)解調(diào)。
6、鎖頻環(huán)FLL與鎖相環(huán)PLL的環(huán)路濾波器 環(huán)路濾波器的選擇要考慮兩種因素濾波器階數(shù)和噪聲帶寬，這兩個(gè)參數(shù)的選擇直接決定著環(huán)路對(duì)輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。一階跟蹤環(huán)路(環(huán)路濾波器為0階)可以跟蹤相位階躍輸入，而且沒有穩(wěn)態(tài)相位誤差，但在跟蹤頻率階躍輸入時(shí)，就會(huì)有穩(wěn)態(tài)相位誤差；理想二階跟蹤環(huán)路(環(huán)路濾波器為1階)，可以跟蹤相位階躍和頻率階躍信號(hào)，且無穩(wěn)態(tài)誤差，但在跟蹤頻率斜升信號(hào)輸入時(shí)，就會(huì)有穩(wěn)態(tài)跟蹤誤差；三階跟蹤環(huán)路(環(huán)路濾波器為2階)可以正確跟蹤相位階躍、頻率階躍和頻率斜升信號(hào)，且無穩(wěn)態(tài)誤差。鎖頻環(huán)相對(duì)于鎖相環(huán)，對(duì)動(dòng)態(tài)的應(yīng)力較好。為應(yīng)對(duì)同樣的動(dòng)態(tài)，鎖頻環(huán)的階數(shù)可以比鎖相環(huán)的階數(shù)低一階。所以載波跟蹤鎖頻環(huán)(二階環(huán))采用一階Jaffe-Rechtin濾波器，載波跟蹤鎖相環(huán)(三階環(huán))采用二階Jaffe-Rechtin濾波器。
最后總結(jié)一下載波跟蹤環(huán)路FLL與PLL的跟蹤誤差，主要來源于 ①信號(hào)多普勒動(dòng)態(tài)應(yīng)力相對(duì)運(yùn)動(dòng)的加加速度(多普勒頻移量的二階導(dǎo)數(shù))引起； ②環(huán)路的熱噪聲顫動(dòng)誤差與信號(hào)載噪比動(dòng)態(tài)和環(huán)路帶寬有關(guān)； ③頻標(biāo)的隨機(jī)漂移與本地頻標(biāo)的Allan方差有關(guān)，一般影響因素很小可以忽略。
綜上所述，四相鑒相的頻率牽引+叉積鑒頻的二階FLL頻率自動(dòng)跟蹤環(huán)+二象限反正切鑒相的三階PLL鎖相環(huán)組合構(gòu)成的載波跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)(圖6)能夠滿足一般高動(dòng)態(tài)任務(wù)的需求；精心設(shè)計(jì)一階、二階Jaffe-Rechtin環(huán)路濾波器參數(shù)能夠獲得較高的載波頻率/載波相位跟蹤精度。
(二)高動(dòng)態(tài)擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路 1、擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路算法的設(shè)計(jì)原理 在FFT頻域并行搜索捕獲粗略的載波頻率和偽碼相位后，本地再生擴(kuò)頻碼和接收信號(hào)的擴(kuò)頻碼完成粗對(duì)齊，誤差在1/2碼片之內(nèi)。隨后，轉(zhuǎn)入碼跟蹤過程(與載波跟蹤對(duì)應(yīng))，實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻碼相位(延遲)精確對(duì)準(zhǔn)。因此，碼跟蹤環(huán)與載波跟蹤環(huán)結(jié)構(gòu)、算法與設(shè)計(jì)具有同構(gòu)性。
偽碼的閉環(huán)跟蹤通常采用延遲鎖相環(huán)，即利用本地碼發(fā)生器產(chǎn)生相位超前、滯后信號(hào)并與輸入的BPSK/QPSK調(diào)制的擴(kuò)頻信號(hào)正交混頻后相關(guān)，比較同相I/正交Q兩支路結(jié)果以獲取碼相位誤差信號(hào)來控制碼NCO并產(chǎn)生與輸入碼相位一致的本地碼信號(hào)。本發(fā)明采用超前-滯后非相干跟蹤環(huán)路，它在跟蹤的過程中不需要相干載波，并且對(duì)載波跟蹤狀態(tài)沒有依賴性，綜合性能優(yōu)越。碼跟蹤環(huán)路的整體結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示。
本發(fā)明的偽碼相位跟蹤采用了非相干數(shù)字延遲鎖相環(huán)(DDLL)算法結(jié)構(gòu)(如圖7所示)，由積分-清除器、碼鑒相器、環(huán)路濾波器、碼NCO、再生碼發(fā)生器和移位寄存器等組成。其中積分-清除器、碼鑒相器和環(huán)路濾波器的參數(shù)決定了碼跟蹤環(huán)路的特性。為了實(shí)現(xiàn)窄相關(guān)，達(dá)到精確跟蹤碼相位的目的，在環(huán)路設(shè)計(jì)中通過移位寄存器產(chǎn)生了即時(shí)碼、超前滯后1/2碼片、超前滯后1/4碼片的再生偽碼，分別構(gòu)成相關(guān)間距分別為1碼片、1/4的非相干延遲鎖定環(huán)。在碼跟蹤環(huán)路中，碼鑒相器比較同相和正交支路的預(yù)檢測(cè)積分結(jié)果，產(chǎn)生誤差信號(hào)，通過環(huán)路濾波器輸出碼NCO頻率控制字，控制再生偽碼和接收偽碼精確對(duì)齊。
本發(fā)明實(shí)施例中碼跟蹤環(huán)中的積分-清除器采用與載波跟蹤環(huán)相同的結(jié)構(gòu)，預(yù)檢測(cè)時(shí)間也為0.2ms，即每0.2ms積分累加12422次。積分-清除器已在載波跟蹤環(huán)算法中討論，下面討論碼跟蹤環(huán)路鑒相算法、碼跟蹤環(huán)路濾波器、載波輔助碼環(huán)跟蹤。
2、碼跟蹤環(huán)的碼環(huán)鑒別器鑒相算法 碼鑒相器根據(jù)同相和正交支路的相關(guān)值，產(chǎn)生相關(guān)誤差量，延遲鎖定環(huán)的類型決定延遲鎖定環(huán)的性能，能產(chǎn)生相關(guān)誤差量的可以是相干碼鑒相器或非相干碼鑒相器。碼環(huán)鑒別器輸入為載波同相I/正交Q支路的碼相位超前、即時(shí)、滯后的數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果。
常用的碼環(huán)鑒別器算法有三種點(diǎn)積功率鑒別器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前減去滯后功率鑒別器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前減去滯后包絡(luò)鑒別器

本質(zhì)上，超前減去滯后功率和超前減去滯后包絡(luò)兩種鑒別器有相同的DLL鑒別器誤差性能，而且超前減去滯后包絡(luò)運(yùn)算量較大，一般不使用超前減去滯后包絡(luò)鑒別器。
當(dāng)碼相關(guān)發(fā)生時(shí)，環(huán)路進(jìn)行跟蹤狀態(tài)，假定相關(guān)間距d＝2δ，則超前減滯后型相干碼鑒相器輸出的誤差信號(hào)為 E(k)＝Ie(k)-Il(k) (9) ＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]} 從公式(9)中可以看出，誤差信號(hào)對(duì)載波跟蹤具有依賴性，當(dāng)載波未同步或跟蹤后出現(xiàn)周跳時(shí)，鑒相器將產(chǎn)生不定量，因此一般不采用相干型鑒相器。非相干型碼鑒相器主要有超前減滯后功率鑒相器和點(diǎn)積鑒相器。本發(fā)明提供了兩種不同的延遲鎖定環(huán)鑒別器算法歸一化的超前減滯后功率鑒別器；歸一化的點(diǎn)積鑒別器。
(1)超前減滯后功率鑒相器 在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出，定義超前減滯后功率鑒相器鑒相特性函數(shù)Sel(ε，δ)為 Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ] (11) 當(dāng)定義擴(kuò)頻碼完全對(duì)準(zhǔn)時(shí)的相關(guān)值和碼片寬度Tc均為1時(shí)自相關(guān)函數(shù)可以表示為 將公式(11)分別代入公式(12)中，可以得到超前減滯后功率鑒相器的鑒相特性函數(shù) ①當(dāng)δ＝1/2時(shí) ②當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時(shí) (2)點(diǎn)積鑒相器 Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k) ＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15) ＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ) 在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交數(shù)字信號(hào)與超前碼、即時(shí)碼、滯后碼在數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果經(jīng)相位旋轉(zhuǎn)結(jié)果后的輸出。定義點(diǎn)積鑒相器鑒相特性函數(shù)Sdp(ε，δ)為 Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)] (16) ①當(dāng)δ＝1/2時(shí) ②當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時(shí) 在實(shí)施例中用Ips2+Qps2(即時(shí)碼相位時(shí)刻的功率)分別對(duì)超前減滯后功率鑒相器和點(diǎn)積鑒相器進(jìn)行歸一化處理，通過歸一化它消除了信號(hào)幅度和載波跟蹤帶來的影響，有效地壓制了噪聲干擾和減少脈沖干擾影響，提供了恒定的鑒相器鑒相增益，避免了在數(shù)字相關(guān)積累后再增加一個(gè)AGC控制器。
圖8(a)表示超前減滯后功率鑒相器的鑒相特性曲線，從圖中可以看出，在超前減滯后功率鑒相器中，隨著相關(guān)間隔的減小，鑒相特性曲線的線性范圍變小，鑒相器的增益(鑒相特性曲線在零點(diǎn)處的斜率)變大，它表明超前減滯后功率鑒相器具有窄相關(guān)的優(yōu)點(diǎn)。圖8(b)表示點(diǎn)積鑒相器的鑒相特性曲線，從圖中可以看出，在點(diǎn)積鑒相器中，隨著相關(guān)間隔的減小，鑒相特性曲線的線性范圍變小，但鑒相器的鑒相特性曲線卻沒有發(fā)生明顯改善。
研究表明，窄相關(guān)跟蹤可以提高偽碼跟蹤環(huán)的跟蹤精度。歸一化的超前減滯后功率鑒相器具有適于窄相關(guān)間距的優(yōu)點(diǎn)，其增益較大和鑒相靈敏度比較高，但在碼相位較大時(shí)增益較小，因此適用于碼跟蹤環(huán)路跟蹤后期的高靈敏度跟蹤和適用于窄相關(guān)跟蹤和超前滯后碼間隔最小間隔在0.05碼片以上的情況。對(duì)相關(guān)間距為1/4、1/8碼片的偽碼延遲鎖定環(huán)采用歸一化的超前減滯后功率點(diǎn)積鑒相器?？紤]超前減去滯后功率鑒別器在相同d值時(shí)，熱噪聲顫動(dòng)誤差大于點(diǎn)積功率鑒別器，點(diǎn)積功率鑒別器適用于超前滯后碼最小間隔在0.1碼片以上的情況(同時(shí)點(diǎn)積功率鑒別器運(yùn)算量較小)。綜合比較分析認(rèn)為點(diǎn)積鑒相器運(yùn)算量與超前減滯后功率鑒相器相比較小，因此比較適合用作在碼跟蹤初期時(shí)的鑒相算法；在隨后的高精度碼跟蹤時(shí)，采用超前減滯后功率鑒相器進(jìn)行窄相關(guān)鑒相算法。研究表明采用窄相關(guān)技術(shù)可以有效地減輕多徑效應(yīng)的影響。
NovAtel公司在對(duì)GPS的C/A碼跟蹤時(shí)，采用了間距從1碼片到0.05碼片可變的相關(guān)器組，并且在窄相關(guān)間隔時(shí)采用歸一化的超前減滯后功率鑒相器，C/A碼跟蹤噪聲性能優(yōu)于10cm(1σ)，達(dá)到了P碼的跟蹤精度。
3、碼跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器設(shè)計(jì)與誤差分析 系統(tǒng)在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下工作時(shí)，碼跟蹤環(huán)將存在動(dòng)態(tài)跟蹤誤差。由于碼時(shí)鐘頻率的多普勒成分和載波多普勒頻率成固定比例關(guān)系的，因此設(shè)計(jì)載波跟蹤環(huán)對(duì)碼跟蹤環(huán)進(jìn)行載波輔助，可以消除碼跟蹤環(huán)的大部分動(dòng)態(tài)，碼跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)跟蹤誤差在設(shè)計(jì)中可以忽略。由于在對(duì)碼跟蹤中采用了載波環(huán)的輔助，碼跟蹤環(huán)采用二階環(huán)路濾波器。本發(fā)明濾波算法選擇二階Jaffe-Rechtin濾波器。
下面分析碼跟蹤環(huán)路動(dòng)態(tài)和熱噪聲性能。
①環(huán)路動(dòng)態(tài)性能 碼跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)測(cè)量誤差由環(huán)路濾波器的階數(shù)和帶寬決定，對(duì)于二階碼跟蹤環(huán)路濾波器，其動(dòng)態(tài)測(cè)量誤差為 公式(19)中R以基碼片數(shù)為單位，環(huán)路自然頻率ωn＝1.89Bn，(Bn為環(huán)路帶寬)。
在通常情況下，載體的動(dòng)態(tài)加速度在碼環(huán)中引起動(dòng)態(tài)跟蹤誤差，但是由于碼多普勒和載波多普勒之間存在著固定的比例關(guān)系，在載波環(huán)對(duì)載體動(dòng)態(tài)進(jìn)行精確跟蹤的同時(shí)，通過載波輔助，可以消除碼環(huán)中的大部分動(dòng)態(tài)誤差，因此，碼環(huán)中實(shí)際存在動(dòng)態(tài)誤差很小，可以不予考慮。
②熱噪聲顫動(dòng)誤差(1σ) 超前減滯后功率鑒相器的熱噪聲誤差為 點(diǎn)積鑒相器的熱噪聲誤差為 在公式(20)和公式(21)中Bn為環(huán)路等效噪聲帶寬(Hz)，d為超前和滯后碼相關(guān)間隔(碼片)，T為預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間(s)，C/N0為載波噪聲功率比(當(dāng)C/N0以dB為單位表示時(shí)，它等于
根據(jù)公式(20)和公式(21)和圖9可知碼跟蹤環(huán)設(shè)計(jì)參數(shù)(超前和滯后碼相關(guān)間隔d、預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間T、環(huán)路帶寬Bn)給定時(shí)，載噪比C/N0越大，碼環(huán)熱噪聲方差越小、跟蹤精度越高。在滿足碼環(huán)動(dòng)態(tài)跟蹤性能的前提下，Bn越小越好推薦值為1/20Hz～1/10Hz之間。從本節(jié)的理論分析可知，在大信號(hào)動(dòng)態(tài)條件下(載噪比C/N0大范圍變化)和多普勒動(dòng)態(tài)條件下(相對(duì)運(yùn)動(dòng)變化劇烈)，對(duì)環(huán)路帶寬Bn的要求是矛盾的，窄的環(huán)路帶寬有利于消除前者影響(抑制熱噪聲顫動(dòng)誤差)，寬的環(huán)路帶寬有利于消除后者影響(抑制跟蹤誤差)，實(shí)測(cè)結(jié)果也反映了這一規(guī)律。
4、載波輔助碼環(huán)跟蹤補(bǔ)償多普勒動(dòng)態(tài)誤差 載波跟蹤環(huán)在精確跟蹤載波相位變化的同時(shí)提供一個(gè)載波輔助用以控制碼NCO輸出頻率以真實(shí)跟蹤由于多普勒效應(yīng)引起的擴(kuò)頻碼速率變化。因?yàn)樾盘?hào)上的多普勒效應(yīng)與信號(hào)的波長(zhǎng)成反比，所以定義一個(gè)載波輔助比例因子fcode為擴(kuò)頻碼速率標(biāo)稱值，fRF為射頻載波頻點(diǎn)標(biāo)稱值。
由于動(dòng)態(tài)運(yùn)動(dòng)而帶來的擴(kuò)頻碼碼速率變化量(擴(kuò)頻碼多普勒頻移)由下式計(jì)算 公式(22)中

為載波環(huán)路濾波器輸出的載波多普勒頻率估計(jì)值；

為擴(kuò)頻碼多普勒頻移估計(jì)值。

換算為頻率控制字后和碼跟蹤環(huán)環(huán)的頻率偏置控制字Pbias相加，一起反饋給偽碼延遲鎖定環(huán)的數(shù)控振蕩器NCO進(jìn)行調(diào)整，有效降低動(dòng)態(tài)應(yīng)力對(duì)偽碼延遲鎖定環(huán)的影響，從而提高碼跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)跟蹤性能和跟蹤精度。
獲得高精度的載波多普勒頻移估計(jì)值具有重要的意義，能夠用于精密測(cè)速、連續(xù)的載波相位觀測(cè)、積分多普勒測(cè)量、載波輔助碼環(huán)跟蹤獲得高精度測(cè)距、設(shè)計(jì)窄帶的載波環(huán)和碼環(huán)濾波器來抑制大范圍載噪比變化的信號(hào)動(dòng)態(tài)、提高載波環(huán)與碼環(huán)的跟蹤精度、降低失鎖概率、提高環(huán)路信噪比與接收機(jī)靈敏度，等等。特別是能用于輔助加密跳碼直接捕獲、用于突發(fā)擴(kuò)頻體制和擴(kuò)頻測(cè)距/非擴(kuò)頻數(shù)傳復(fù)用信道體制的載波多普勒和碼相位的外推預(yù)報(bào)，等等，為機(jī)群鏈路的某些關(guān)鍵技術(shù)提供解決方案。
權(quán)利要求
1.一種機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法，其是在電路板的數(shù)字信號(hào)處理器DSP和FPGA上實(shí)現(xiàn)；其特征在于該方法具體如下
(一)高動(dòng)態(tài)載波跟蹤環(huán)路
該高動(dòng)態(tài)載波跟蹤環(huán)路單元，采用適用載體動(dòng)態(tài)的載波跟蹤策略，即在通過FFT頻域算法進(jìn)行偽碼相位捕獲后，采用四相鑒頻器進(jìn)一步牽引捕獲多普勒頻率、初始跟蹤，將多普勒頻率從幾百赫茲降到幾赫茲，使之進(jìn)入叉積自動(dòng)頻率跟蹤環(huán)的工作范圍；采用動(dòng)態(tài)能力強(qiáng)的FLL環(huán)消除動(dòng)態(tài)、穩(wěn)態(tài)跟蹤；采用熱噪聲誤差小的costas PLL提高載波相位；具體如下
[1]積分-清除器和頻率、相位判決算法
設(shè)采樣頻率為Ts為采樣間隔，接收信號(hào)下變頻后經(jīng)中頻采樣，得到
s(i)＝Ai·PNI(i·Ts-τ)·cos[(ωI+ωd)i+φ]+Ai·PNQ(i·Ts-τ)·sin[(ωI+ωd)i+φ] (1)
公式(1)中ωI＝2πf1Ts為接收信號(hào)中頻頻率；ωd＝2πfdTs為多普勒頻率；φ為接收信號(hào)相位；PNI(i·Ts)；PNQ(i·Ts)分別為同相偽碼和正交偽碼；τ為接收信號(hào)延時(shí)；
設(shè)接收通道載波NCO輸出的同相信號(hào)和正交信號(hào)分別為
公式(2)中AR為NCO輸出正余弦信號(hào)的幅度；為對(duì)接收信號(hào)中多普勒頻率fd的估計(jì))；
為對(duì)接收信號(hào)相位φ的估計(jì)；
I、Q支路積分-清除器在相關(guān)間隔末輸出結(jié)果為
公式(3)中A為信號(hào)幅度；Δωd(k)為多普勒頻移估計(jì)殘差，ε(k)為碼相位(延時(shí))估計(jì)偏差——真實(shí)延時(shí)和估計(jì)延時(shí)的差，ε(k)＝Δτ；R(·)為偽隨機(jī)碼理想的二電平自相關(guān)函數(shù)，均為時(shí)間的函數(shù)；N為積分清除器的積分點(diǎn)數(shù)；θk為載波相位誤差，θk＝k·N·Δwd(k)-Δwd(k)·N/2+Δφ；nI(k)，nQ(k)為隨機(jī)噪聲；
頻率判決采用表達(dá)式如下
公式(4)中，TID為積分清除時(shí)間。
在用四相鑒頻器頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz；若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進(jìn)行頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程；
在跟蹤開始時(shí)，需要用頻率牽引模塊將頻率從幾百赫茲牽引到10Hz以下，然后根據(jù)載波相位θk進(jìn)行判決。如果θk大于10°，接收機(jī)用叉積鑒頻器進(jìn)行頻率跟蹤；如果θk小于10°，則采用純PLL環(huán)進(jìn)行相位跟蹤；
相位判決表達(dá)式為
上式中當(dāng)θk很小時(shí)，tgθk與θk成正比。設(shè)θk＜10°時(shí)，轉(zhuǎn)入鎖相環(huán)跟蹤，將θk＝10°帶入上式，得到相位判決閾值ηk＝0.176；
[2]四相鑒頻器實(shí)現(xiàn)頻率牽引
偽碼捕獲后，載波多普勒頻移范圍被引導(dǎo)到一個(gè)多普勒頻率搜索單元范圍，即500Hz，此時(shí)頻率估計(jì)誤差仍然很大，因此，首先利用頻率牽引模塊將頻率牽引到叉積鑒頻器的跟蹤范圍內(nèi)；采用四相鑒頻器進(jìn)行頻率牽引算法，需要多次牽引后將頻率牽引到10Hz以下；在頻率牽引過程中，采用Δfk判斷當(dāng)前頻率是否小于10Hz，若當(dāng)前頻率Δfk小于10Hz，則轉(zhuǎn)入FLL跟蹤環(huán)進(jìn)行高頻率跟蹤；否則，繼續(xù)頻率牽引過程；
[3]叉積鑒頻自動(dòng)頻率跟蹤鎖定環(huán)；
當(dāng)頻率誤差小于10Hz時(shí)，采用叉積鑒頻器實(shí)現(xiàn)精確的頻率跟蹤；其中，T為積分-清除器的積分間隔時(shí)間；
叉積鑒頻器輸出efk為
efk＝I(k-1)Q(k)-I(k)Q(k-1)
＝0.25A2D(k)D(k-1)R[ε(k)][ε(k-1)] (6)
·sinc[Δfd(k)·πT]·sin c[Δfd(k-1)·πT]·sin(φk-φk-1)
公式(6)中T為積分清除時(shí)間。由于捕獲完成時(shí)，已經(jīng)將接收偽碼和本地偽碼基本對(duì)齊，設(shè)時(shí)間間隔為單位時(shí)間，連續(xù)量測(cè)過程中調(diào)制數(shù)據(jù)位不變，所以有D(k)D(k-1)＝1，R[ε(k)]≈1，R[ε(k-1)]≈1，φk＝Δfd(k)·t+φ0，φk-φk-1＝[Δfd(k)-Δfd(k-1)]·T＝Δfd·T；當(dāng)頻率牽引完成時(shí)，多普勒頻移估計(jì)誤差Δfd＜10°/Hz，相位誤差|Δfd(k)·πT|＜＜π/2時(shí)，sin c2[Δfd(k)·πT]→1，sin(φk-φk-1)→φk-φk-1；所以控制量與單位時(shí)間內(nèi)的相位變化；成正比，用此經(jīng)過濾波器來控制載波NCO達(dá)到頻率跟蹤的目的；
叉積鑒頻器的輸出為
efk＝θk-θk-1＝2πΔfd(k)·T (7)
[4]相位跟蹤鎖定環(huán)；
同相正交鎖相環(huán)，即科斯塔斯環(huán)是相位跟蹤鎖定環(huán)的一種，常用的科斯塔斯環(huán)鑒相器算法為二象限反正切鑒相算法
二象限反正切鑒相器tan-1(Qps/Ips)性能在整個(gè)-90°～90°范圍內(nèi)呈線性，性能最優(yōu)；
[5]鎖頻環(huán)FLL與鎖相環(huán)PLL的環(huán)路濾波器
載波跟蹤鎖頻環(huán)采用一階Jaffe-Rechtin濾波器，載波跟蹤鎖相環(huán)采用二階Jaffe-Rechtin濾波器；
綜上，四相鑒相的頻率牽引+叉積鑒頻的二階FLL頻率自動(dòng)跟蹤環(huán)+二象限反正切鑒相的三階PLL鎖相環(huán)組合構(gòu)成的載波跟蹤環(huán)路結(jié)構(gòu)，能夠滿足一般高動(dòng)態(tài)任務(wù)的需求；精心設(shè)計(jì)一階、二階Jaffe-Rechtin環(huán)路濾波器參數(shù)能夠獲得較高的載波頻率/載波相位跟蹤精度；
(二)高動(dòng)態(tài)擴(kuò)頻碼跟蹤環(huán)路
在FFT頻域并行搜索捕獲粗略的載波頻率和偽碼相位后，本地再生擴(kuò)頻碼和接收信號(hào)的擴(kuò)頻碼完成粗對(duì)齊，誤差在1/2碼片之內(nèi)；隨后，轉(zhuǎn)入碼跟蹤過程，實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻碼相位(延遲)精確對(duì)準(zhǔn)；偽碼的閉環(huán)跟蹤通常采用延遲鎖相環(huán)，即利用本地碼發(fā)生器產(chǎn)生相位超前、滯后信號(hào)并與輸入的BPSK/QPSK調(diào)制的擴(kuò)頻信號(hào)正交混頻后相關(guān)，比較同相I/正交Q兩支路結(jié)果以獲取碼相位誤差信號(hào)來控制碼NCO并產(chǎn)生與輸入碼相位一致的本地碼信號(hào)；
所述的偽碼相位跟蹤采用了非相干數(shù)字延遲鎖相環(huán)即DDLL算法結(jié)構(gòu)，由積分-清除器、碼鑒相器、環(huán)路濾波器、碼NCO、再生碼發(fā)生器和移位寄存器組成；其中積分-清除器、碼鑒相器和環(huán)路濾波器的參數(shù)決定了碼跟蹤環(huán)路的特性；為了實(shí)現(xiàn)窄相關(guān)，達(dá)到精確跟蹤碼相位的目的，在環(huán)路設(shè)計(jì)中通過移位寄存器產(chǎn)生了即時(shí)碼、超前滯后1/2碼片、超前滯后1/4碼片的再生偽碼，分別構(gòu)成相關(guān)間距分別為1碼片、1/4的非相干延遲鎖定環(huán)；在碼跟蹤環(huán)路中，碼鑒相器比較同相和正交支路的預(yù)檢測(cè)積分結(jié)果，產(chǎn)生誤差信號(hào)，通過環(huán)路濾波器輸出碼NCO頻率控制字，控制再生偽碼和接收偽碼精確對(duì)齊；下面詳細(xì)說明碼跟蹤環(huán)路鑒相算法、碼跟蹤環(huán)路濾波器、載波輔助碼環(huán)跟蹤
[1]碼跟蹤環(huán)路的碼環(huán)鑒別器鑒相算法
碼環(huán)鑒別器輸入為載波同相I/正交Q支路的碼相位超前、即時(shí)、滯后的數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果；
常用的碼環(huán)鑒別器算法有三種點(diǎn)積功率鑒別器(Ies-Ils)Ips+(Qes-Qls)Qps、超前減去滯后功率鑒別器(Ies2+Qes2)-(Ils2+Qls2)、超前減去滯后包絡(luò)鑒別器
一般不使用超前減去滯后包絡(luò)鑒別器；
當(dāng)碼相關(guān)發(fā)生時(shí)，環(huán)路進(jìn)行跟蹤狀態(tài)，假定相關(guān)間距d＝2δ，則超前減去滯后型相干碼
鑒相器輸出的誤差信號(hào)為
E(k)＝Ie(k)-Il(k) (9)
＝0.5Asinc[Δfd(k)·πT]·cos[Δfd(k)·tk+φ0]·{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}
從公式(9)中可以看出，誤差信號(hào)對(duì)載波跟蹤具有依賴性，當(dāng)載波未同步或跟蹤后出現(xiàn)周跳時(shí)，鑒相器將產(chǎn)生不定量，因此一般不采用相干型鑒相器；非相干型碼鑒相器主要有超前減滯后功率鑒相器和點(diǎn)積鑒相器；本發(fā)明提供了兩種不同的延遲鎖定環(huán)鑒別器算法歸一化的超前減滯后功率鑒別器、歸一化的點(diǎn)積鑒別器；
①超前減滯后功率鑒別器
在公式(10)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出，定義超前減滯后功率鑒相器鑒相特性函數(shù)Sel(ε，δ)為
Sel(ε，δ)＝R2[ε(k)-δ]-R2[ε(k)+δ](11)
當(dāng)定義擴(kuò)頻碼完全對(duì)準(zhǔn)時(shí)的相關(guān)值和碼片寬度Tc均為1時(shí)自相關(guān)函數(shù)可以表示為
將公式(11)分別代入公式(12)中，可以得到超前減去滯后功率鑒相器的鑒相特性函數(shù)
(i)當(dāng)δ＝1/2時(shí)
(ii)當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時(shí)
②點(diǎn)積鑒別器
Edp(k)＝[Ie(k)-Il(k)]Ips(k)+[Qe(k)-Ql(k)]Qps(k)
＝0.25A2{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)]·sinc2[Δfd(k)·πT] (15)
＝0.25A2sinc2[Δfd(k)·πT]·Sdp(ε，δ)
在公式(15)中Ies(k)、Ips(k)和Ils(k)分別為輸入同相信號(hào)與超前、即時(shí)、滯后碼在相關(guān)輸出；Qes(k)、Qps(k)和Qls(k)分別為輸入正交數(shù)字信號(hào)與超前碼、即時(shí)碼、滯后碼在數(shù)字相關(guān)積累結(jié)果經(jīng)相位旋轉(zhuǎn)結(jié)果后的輸出。定義點(diǎn)積鑒相器鑒相特性函數(shù)Sdp(ε，δ)為
Sdp(ε，δ)＝{R[ε(k)-δ]-R[ε(k)+δ]}·R[ε(k)] (16)
(i )當(dāng)δ＝1/2時(shí)
(ii)當(dāng)δ＝1/8或δ＝1/16時(shí)
[2]碼跟蹤環(huán)的環(huán)路濾波器
由于在對(duì)碼跟蹤中采用了載波環(huán)的輔助，碼跟蹤環(huán)采用二階環(huán)路濾波器。本發(fā)明濾波算法選擇二階Jaffe-Rechtin濾波器；
下面分析碼跟蹤環(huán)路動(dòng)態(tài)和熱噪聲性能
①環(huán)路動(dòng)態(tài)性能
碼跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)測(cè)量誤差由環(huán)路濾波器的階數(shù)和帶寬決定，對(duì)于二階碼跟蹤環(huán)路濾波器，其動(dòng)態(tài)測(cè)量誤差為
公式(19)中R以基碼片數(shù)為單位，環(huán)路自然頻率ωn＝1.89Bn，(Bn為環(huán)路帶寬)；
在通常情況下，載體的動(dòng)態(tài)加速度在碼環(huán)中引起動(dòng)態(tài)跟蹤誤差，但是由于碼多普勒和載波多普勒之間存在著固定的比例關(guān)系，在載波環(huán)對(duì)載體動(dòng)態(tài)進(jìn)行精確跟蹤的同時(shí)，通過載波輔助，可以消除碼環(huán)中的大部分動(dòng)態(tài)誤差，因此，碼環(huán)中實(shí)際存在動(dòng)態(tài)誤差很小，可以不予考慮；
②熱噪聲顫動(dòng)誤差(1σ)
超前減滯后功率鑒相器的熱噪聲誤差為
點(diǎn)積鑒相器的熱噪聲誤差為
在公式(20)和公式(21)中Bn為環(huán)路等效噪聲帶寬(Hz)，d為超前和滯后碼相關(guān)間隔(碼片)，T為預(yù)檢測(cè)積分時(shí)間(s)，C/N0為載波噪聲功率比(當(dāng)C/N0以dB為單位表示時(shí)，它等于
[3]載波輔助碼環(huán)跟蹤補(bǔ)償多普勒動(dòng)態(tài)誤差
載波跟蹤環(huán)在精確跟蹤載波相位變化的同時(shí)提供一個(gè)載波輔助用以控制碼NCO輸出頻率以真實(shí)跟蹤由于多普勒效應(yīng)引起的擴(kuò)頻碼速率變化；因?yàn)樾盘?hào)上的多普勒效應(yīng)與信號(hào)的波長(zhǎng)成反比，所以定義一個(gè)載波輔助比例因子fcode為擴(kuò)頻碼速率標(biāo)稱值，fRF為射頻載波頻點(diǎn)標(biāo)稱值；
由于動(dòng)態(tài)運(yùn)動(dòng)而帶來的擴(kuò)頻碼碼速率變化量——擴(kuò)頻碼多普勒頻移，由下式計(jì)算
公式(22)中
為載波環(huán)路濾波器輸出的載波多普勒頻率估計(jì)值；
為擴(kuò)頻碼多普勒頻移估計(jì)值；
換算為頻率控制字后和碼跟蹤環(huán)環(huán)的頻率偏置控制字Pbias相加，一起反饋給偽碼延遲鎖定環(huán)的數(shù)控振蕩器NCO進(jìn)行調(diào)整，有效降低動(dòng)態(tài)應(yīng)力對(duì)偽碼延遲鎖定環(huán)的影響，從而提高碼跟蹤環(huán)的動(dòng)態(tài)跟蹤性能和跟蹤精度。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法，屬于航空數(shù)據(jù)鏈、無線電導(dǎo)航技術(shù)領(lǐng)域。本發(fā)明的目的在于提供一種機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法及其實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，以解決現(xiàn)有技術(shù)中的問題。本發(fā)明提供了一種可以在電路板的數(shù)字信號(hào)處理器DSP和FPGA上實(shí)現(xiàn)機(jī)群鏈路高動(dòng)態(tài)信號(hào)的精密跟蹤與測(cè)量方法的體系構(gòu)架，利用載波跟蹤的頻率跟蹤環(huán)+相位鎖定環(huán)雙環(huán)結(jié)構(gòu)和碼相位鎖定環(huán)實(shí)現(xiàn)高動(dòng)態(tài)條件下的高精度跟蹤，解決了傳統(tǒng)高動(dòng)態(tài)接收機(jī)精度不佳的缺陷。本發(fā)明公開的方法能夠廣泛應(yīng)用于基于抑制載波調(diào)制直接序列擴(kuò)頻體制的衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)、測(cè)距系統(tǒng)和通信系統(tǒng)。
文檔編號(hào)G01S13/50GK101776752SQ20101010393
公開日2010年7月14日 申請(qǐng)日期2010年1月29日 優(yōu)先權(quán)日2010年1月29日
發(fā)明者楊宜康, 陳曉敏, 齊建中 申請(qǐng)人:中國(guó)科學(xué)院空間科學(xué)與應(yīng)用研究中心