專利名稱：檢測器系統(tǒng)的制作方法
技術領域：
本發(fā)明總體上涉及電磁場干擾感測技術，例如雷達系統(tǒng)。
背景技術：
連續(xù)波(CW)相干雷達利用頻率轉換來比較發(fā)射信號和該信號從移動目標反射回的信號的相位。從目標反射回的波的相位根據(jù)距該目標的變化距離而改變。如果目標速度保持不變，那么反射信號的相位以恒定速率改變。相位改變的恒定速率對應于恒定頻率。因此，返回的反射信號出現(xiàn)在發(fā)射信號的與發(fā)射器和目標之間的相對速度成比例的頻移處。通過頻率下變頻器比較發(fā)射信號和接收信號在變頻器輸出端所呈現(xiàn)出的發(fā)射信號和接收信號之間的差頻。雷達的實際實施試圖使對發(fā)射信號和接收信號的相位(或頻率)進行比較所需要的設備的成本和尺寸最優(yōu)化，同時得到對于該成本和尺寸到目標盡可能最大的檢測范圍。很多傳統(tǒng)便攜雷達槍使用耿氏(Gunn) 二極管來驅動具有積分二極管峰值檢測器的腔式振蕩器，其中該積分二極管峰值檢測器具有頻率下變頻器或混頻器的功能，使用一個或多個檢測器二極管。腔式振蕩器/混頻器耦接至用于發(fā)射入射信號和接收反射信號的喇叭天線。腔體利用來自發(fā)射器的本地振蕩器(“L0”)信號驅動二極管檢測器并且將接收到的RF信號耦接至相同的二極管。二極管檢測器混合RF信號和LO信號，以產生它們差頻處的IF信號。二極管檢測器一般匹配相對高的阻抗，通常幾百或甚至幾千歐姆，并且變頻損耗可接近OdB。通過在腔內移動二極管位置來實現(xiàn)對LO信號和RF信號的匹配，以最佳化最優(yōu)系統(tǒng)性能的耦合。檢測器二極管還整流腔內的LO電流，并且由相干調幅(“AM”)或AM噪聲導致的任何振幅變化在IF輸出顯示出。由于該問題，設計者一般使用被調節(jié)到二極管偏置電源電壓輸入至振幅變化的最小轉換點的耿氏二極管振蕩器。這最小化了 LO上的AM噪聲并且因此還將IF輸出上檢測到的LO AM噪聲最小化，以允許足夠靈敏度的RF檢測。對于工作在IOGHz或24GHz ISM頻帶(例如，X和K頻帶)，腔式雷達裝置一般需要高達幾英寸長的喇叭天線和尺寸為至少一或幾立方英寸的腔式振蕩器。這些因素都導致系統(tǒng)具有大的重量和尺寸，而這對于小型手持應用是不想要的。此外，最佳耿氏二極管偏置點通常需要大電流汲取，限制了對于便攜式電池供電應用的可用工作時間?？商鎿Q地，雷達尺寸必須增大以容納更大的電池。
接近小尺寸雷達裝置的另一種設計使用平面或“貼片”天線陣列。這些裝置使用腔穩(wěn)頻耿氏振蕩器/檢測器或使用其中LO信號根據(jù)LO相位將RF信號相位切換至IF輸出的傳統(tǒng)開關混頻器。開關式混頻器一般顯示6dB以上的變頻損耗，并且必須是平衡的結構以消除本地振蕩器的任何AM噪聲。傳統(tǒng)基于混頻器的系統(tǒng)中所使用的二極管像提供信號路徑中的開路或閉合開關的開關一樣運作。LO信號驅動混頻器二極管以將二極管調整為在約半個周期處于“導通”狀態(tài)或低阻抗，而在另外半個周期，處于“斷開”，或高阻抗。平衡的或雙或三平衡開關二極管混頻器由制造工藝變化造成經受不完全AM噪聲消除，并且保持對大多數(shù)振蕩器的AM噪聲的敏感性。即使在由于雷達路徑或混頻器自身內的路徑的往返路程所需要的短時間導致本地振蕩器相位噪聲消除時，下變頻本地振蕩器AM噪聲也會使輸入的RF信號模糊。傳統(tǒng)(非相干)接收器通常看不到LO的AM噪聲，這是因為相位噪聲一般大于AM噪聲幾十dB。只有在相干接收(例如用于CW雷達)中，LO的相位噪聲消除并且AM噪聲占主導。此外，開關二極管混頻器的IF輸出通常需要以具有通常等于50歐姆的低輸入阻抗的低噪聲IF放大器終結。該具有6dB混頻器損耗的放大器的噪聲電壓等于在天線輸入端測出的噪聲電壓的兩倍。二極管通常向高于變頻損耗的混頻器的輸入噪聲添加另外0. 5到ldB，還使從天線RF端口看到的接收信號與噪聲的比例降低。在不添加其它部件(例如附加天線或RF預放大器)的條件下，與耿氏和喇叭天線替換物相比，這種類型的雷達通常提供良好的長范圍性能。使用平面貼片天線陣列構造的其他裝置使用耿氏類腔振蕩器作為發(fā)射器源和檢測器二極管作為接收混頻器。這些可提供來自耿氏源的合理AM噪聲，但受限于振蕩器諧振腔的尺寸小型化。因此，需要克服現(xiàn)有技術的不足的用于雷達系統(tǒng)和其它應用的部件。

發(fā)明內容
總體上，本文披露了一種檢測器系統(tǒng)。檢測器系統(tǒng)具有第一檢測器，被配置成檢測具有調幅(“AM”)噪聲的第一高頻信號以產生至少具有第一檢測AM噪聲信號成分和解調信號成分的第一檢測信號；以及第二檢測器，被配置成檢測具有AM噪聲的第二高頻信號以產生至少具有第二檢測AM噪聲信號成分的第二檢測信號。代數(shù)組合網絡將第一檢測信號和第二檢測信號組合以通過第二檢測AM噪聲信號成分消除第一檢測AM噪聲信號成分，來產生包括解調信號成分的輸出信號。在另一個實施方式中，第一高頻信號包括本地高頻信號和接收到的高頻信號，解調信號成分位于本地高頻信號和接收到的高頻信號之間的差頻處。在具體的實施方式中，第二高頻信號是本地高頻信號。在可替換的實施方式中，第二高頻信號包括本地高頻信號和接收到的高頻信號，并且第二檢測信號還包括位于差頻處的第二解調信號成分。代數(shù)組合網絡的輸出信號可包括添加到解調信號成分的第二解調信號成分。在一些實施方式中，接收到的高頻信號是本地高頻信號的反射信號。另一實施方式包括高頻代數(shù)組合網絡，該高頻代數(shù)組合網絡將本地高頻信號和接收到的高頻信號組合并且將本地高頻信號和接收到的高頻信號提供給第一檢測器。
在具體的實施方式中，代數(shù)組合網絡具有反相輸入端和正相輸入端，第一檢測信號提供給正相輸入端并且第二檢測信號提供給反相輸入端。在具體的實施方式中，第一高頻信號包括本地高頻信號和接收到的高頻信號，其中輸出信號位于差頻處。在一些實施方式中，檢測器系統(tǒng)包括高頻代數(shù)組合網絡，該高頻代數(shù)組合網絡被配置成接收本地高頻信號和接收到的高頻信號。高頻代數(shù)組合網絡將本地高頻信號和接收到的高頻信號提供給第一檢測器，并且將本地高頻信號和接收到的高頻信號的反相信號提供給第二檢測器。第二檢測器產生具有第二檢測AM噪聲信號成分和反相解調信號成分的第二檢測信號。在一些實施方式中，高頻代數(shù)組合網絡具有反相輸入端和正相輸入端，第一檢測信號被提供給正相輸入端并且第二檢測信號被提供給反相輸入端，以產生反相AM噪聲信號成分和第二解調信號成分。輸出信號是解調信號成分和第二解調信號成分的和，并且反相AM噪聲信號成分消除了 AM噪聲信號成分。例如，檢測器可以是單二極管檢測器、雙二極管檢測器、二極管電壓倍增器。在具體的實施方式中，高頻代數(shù)組合網絡具有經過該高頻代數(shù)組合網絡的第一接收信號路徑；經過該高頻代數(shù)組合網絡的第二接收信號路徑；經過高頻代數(shù)組合網絡的第一 LO信號路徑；以及經過該高頻代數(shù)組合網絡的第二 LO信號路徑。第一高頻組合器將第一接收信號路徑中的接收信號和第一 LO信號路徑中的LO信號組合，并且將第一組合信號提供給第一檢測器。第二高頻組合器將第二信號路徑中的接收信號和第二 LO信號路徑中的LO信號組合，并且將第二組合信號提供給第二檢測器。在具體的實施方式中，第一組合信號是LO信號加上接收信號，并且第二組合信號是LO信號加上接收信號。在具體的實施方式中，檢測器系統(tǒng)包括設置于第一檢測器和代數(shù)組合網絡之間的第二代數(shù)組合網絡。第二代數(shù)組合網絡具有耦接至代數(shù)組合網絡的第一正相輸入端的第一正輸出端；和耦接至代數(shù)組合網絡的第一反相輸入端的第一負輸出端。在其它實施方式中，第二檢測信號包括第二解調信號成分，并且設置于第二檢測器和代數(shù)組合網絡之間的第三代數(shù)組合網絡具有耦接至代數(shù)組合網絡的第二反相輸入端的第二正輸出端。第二負輸出端耦接至所述代數(shù)組合網絡的第二正相輸入端。在其它實施方式中，可調節(jié)增益級位于代數(shù)組合網絡與第二代數(shù)組合網絡和第三代數(shù)組合網絡中之一之間?？烧{節(jié)增益級允許對檢測AM噪聲信號中的一個進行調節(jié)，以使得第二檢測AM噪聲信號成分等于第一檢測AM噪聲信號成分乘上增益因子。例如，可調節(jié)增益級使第二檢測AM噪聲信號成分除以增益因子。


圖I是根據(jù)實施方式的噪聲消除下變頻檢測器的框圖。圖2A是根據(jù)另一實施方式的噪聲消除下變頻檢測器的框圖。圖2B是示出了高頻組合網絡和檢測信號代數(shù)組合網絡的補充細節(jié)的圖2A中的噪聲消除下變頻檢測器的框圖。圖3A是根據(jù)實施方式的噪聲消除系統(tǒng)的一部分的示圖。圖3B是根據(jù)另一實施方式的噪聲消除系統(tǒng)的一部分的示圖。
·
圖4是根據(jù)實施方式的噪聲消除下變頻檢測器系統(tǒng)的一部分的示圖。圖5A是實施方式中所使用的單二極管檢測器的電路圖。圖5B是實施方式中所使用的雙二極管檢測器的電路圖。圖5C是實施方式中所使用的二極管倍增器電路的電路圖。圖是實施方式中使用的具有分流構造的單二極管檢測器的電路圖。圖6A是根據(jù)實施方式的在場干擾感測系統(tǒng)中使用的噪聲消除下變頻檢測器RF耦合器的平面圖。圖6B是根據(jù)實施方式的單二極管檢測器電路的平面圖。圖6C是根據(jù)實施方式的雙二極管檢測器電路660的平面圖。圖7A是根據(jù)實施方式的CW雷達系統(tǒng)的電路板的平面圖。圖7B是根據(jù)實施方式的場干擾測量系統(tǒng)的示圖。圖8A是根據(jù)實施方式的下變頻方法的流程圖。圖SB是根據(jù)實施方式感測電磁場干擾的方法的流程圖。圖9A是根據(jù)實施方式在場干擾感測系統(tǒng)中校準噪聲的方法的流程圖。圖9B是根據(jù)實施方式的校準場干擾感測系統(tǒng)的AM信號增益的方法的流程圖。
具體實施例方式根據(jù)實施方式的場干擾感測系統(tǒng)(例如，雷達系統(tǒng)、運動傳感器、自動門啟閉裝置、汽車傳感器和低-IF Tx/Rx系統(tǒng))實現(xiàn)了小型化和提高的范圍、靈敏度和信噪比。根據(jù)一些實施方式的系統(tǒng)是可移動的電池供電系統(tǒng)。其它實施方式是具有AC (電網)電源或外部電源的固定安裝設備。根據(jù)實施方式的噪聲消除下變頻檢測器消除第一信號(信號1，盡管其與開關混頻器系統(tǒng)中的LO信號非常不同，但也將被稱為“L0信號”)或發(fā)射器信號中的AM噪聲。與傳統(tǒng)基于開關混頻器的系統(tǒng)相比，檢測器的一些實施方式在適當?shù)仄ヅ錂z測器電路時，提供顯著的變頻增益(conversion gain)。在一些實施方式中，測量出大于IOdB的變頻電壓增益。提高的變頻增益允許使用簡單、低成本IF放大器作為對傳統(tǒng)開關二極管混頻器系統(tǒng)中使用的更昂貴的低噪聲IF或RF放大器的替換，這是因為實施方式達到了良好的信噪比。在一些實施方式中，低噪聲IF放大器被用于提升具有最小附加噪聲的變頻信號。如本文中所使用的，“噪聲消除”意指將一個檢測器處檢測到的AM噪聲從另一個檢測器處檢測到的基本相同的AM噪聲減去。根據(jù)實施方式的噪聲消除下變頻檢測器檢測輸入的(反射或其它的RF)信號，同時消除本地(發(fā)射或L0)信號上的AM噪聲。噪聲消除下變頻檢測器不用作傳統(tǒng)開關混頻器的原因在于，它不利用控制開關動作的LO信號將RF信號切換或選通至IF端口。與之相比，噪聲消除下變頻檢測器用作兩個以上單獨的包絡檢測器。檢測器檢測兩個高頻信號的瞬時值(電壓)。這些信號中的一個信號包括平均(穩(wěn)態(tài))LO功率(產生基本是DC的檢測輸出)、添加到LO信號或從LO信號減去以產生差拍(IF)信號的瞬時RF功率和也添加到平均LO功率或從平均LO功率減去的瞬時LO AM噪聲功率，因此在峰值檢出電壓中引入了不準確性(潛在的使檢測出的RF信號模糊或向檢測出的RF信號添加了不確定性)。感興趣的信號(例如，反射信號或從發(fā)射器接收到的信號)被解調成檢測出的信號的成分(“解調成分”)。其它的信號至少包括平均LO功率和瞬時LO AM噪聲功率(以及可選地，RF信號或 其它信號)。檢測出的穩(wěn)態(tài)LO信號是DC，并且被除去或者被以其他方式消除(例如，不影響RC檢測器負載)。檢測出的AM噪聲成分彼此相減，因此消除了 LO AM噪聲對最終檢測出(IF)信號的影響。在一些實施方式中，作為來自移動目標的反射信號的RF信號添加到檢測器處的瞬時LO信號或從檢測器處的瞬時LO信號減去，并且增大或減小峰值電壓，并且由此增大或減小檢測器輸出。便于可視的是反射信號“滑過”LO信號，并且檢測器產生位于基帶中的拍頻處的IF信號。在傳統(tǒng)開關混頻器中，IF信號是兩個頻率(即，RF信號和LO信號)之間的和或差。換言之，傳統(tǒng)開關混頻器可用作上變頻器或下變頻器。傳統(tǒng)開關混頻器在相對低的阻抗系統(tǒng)(例如，具有50歐姆的特性阻抗的系統(tǒng))中一般工作在所有混頻器端口處，L0, RF和IF。噪聲消除下變頻檢測器并不局限于在IF端口處具有這種低阻抗的系統(tǒng)。圖I是根據(jù)實施方式的噪聲消除下變頻檢測器(“NCDD”)系統(tǒng)100的框圖。高頻信號(“L0信號”)102被提供給第一檢測器104和代數(shù)組合網絡106，代數(shù)組合網絡106將高頻信號102與RF信號108組合以產生被提供給第二檢測器112的RF+L0信號110。在一些應用中，例如CW雷達中，高頻信號是發(fā)射信號并且RF信號是反射信號，即來自目標的反射LO (例如，參見圖7B)。在其它應用中，RF信號是發(fā)射器裝置產生的高頻信號，或是再產生的LO信號。盡管實施方式的很多應用使用相干RF信號，但其它應用并不使用相干RF信號。在連續(xù)波(“CW”)雷達系統(tǒng)中，高頻(LO)信號被發(fā)送至天線并且被發(fā)射到目標，該目標反射能量的一部分(“反射”或“RF”信號)，而該能量的一部分被同一天線或第二天線接收。目標和天線之間的相對運動被檢測作為反射信號和發(fā)射(LO)信號之間的頻移。處理檢測出的頻移以確定相對運動的速度。LO信號通常具有遠高于反射信號的功率，并且LO信號上的AM噪聲可模糊RF成分。來自檢測器104、112的輸出114、116被提供給第二代數(shù)組合網絡118的正相輸入端117和反相輸入端115,以產生檢測的輸出信號120,為了便于討論，將被稱為中間頻率(“IF”)信號。第二代數(shù)組合網絡118可通過幾種類型電路中的任意一種來實現(xiàn)，例如，運算放大器、差分放大器或結合有模數(shù)轉換器和隨后的以硬件或軟件方式的數(shù)字信號處理的數(shù)字電路技術。第二代數(shù)組合網絡將第一檢測信號和第二檢測信號組合以消除檢測出的AM噪聲。第一檢測信號116包括檢測出的AM噪聲成分(LOd)和第二檢測信號成分(RFd)。第二檢測信號114包括名義上等于第一檢測信號116中的檢測出的AM噪聲成分的檢測出的AM噪聲成分(L0d)。輸出信號(IF) 120是第二檢測信號成分(RFd)。圖I中的IF信號基本上是解調RF信號，其實質上是作為相對于CWLO信號超前或滯后的RF信號的相位的拍音。在CW雷達系統(tǒng)的情形中，隨著目標朝向或遠離LO源移動和將到達和離開目標的路徑長度增加或減小，根據(jù)將RF信號反射回系統(tǒng)的目標的速度，RF信號的相位相對于LO信號的相位超前或滯后。拍音的周期指示目標的速度。在理想系統(tǒng)中，檢測出的LO信號振幅(檢測出的LO信號的DC成分)在兩個檢測器112、104處是相同的并且在代數(shù)組合網絡118的輸入端 115、117處互相抵消。可替換地，DC成分不相等，但被(例如，電容式)阻擋、除去或通過其它方式不影響RF和LO信號之間的拍頻。IF信號120等于輸入端117處的檢測出的LO信號減去輸入端115處的檢測出的LO信號，加上輸入端117處的檢測出的RF信號。系統(tǒng)被建立成(例如，匹配設計或校準)對于LO端口 102處給定的入射功率，114和116處的輸出信號振幅和相位相等，因此消除信號輸出上的LO AM噪聲。在一些系統(tǒng)中，LO信號的振幅遠高于RF信號，并且LO AM噪聲可主導由RF信號產生的峰值信號電壓差。系統(tǒng)100通過從RF信號的檢測副本減去檢測出的LO信號和相關LO AM噪聲來避免LO AM噪聲主導RF信號的問題。在具體的實施方式中，第一檢測器和第二檢測器是單二極管檢測器。在可替換的實施方式中，第一檢測器和第二檢測器是多二極管檢測器或其它類型的檢測器。在具體的實施方式中，第一檢測器和第二檢測器基本上彼此相同，以使得檢測出的LO信號基本相同，并且提供對LO AM噪聲良好的消除。制造公差可導致很小的差別，并且一些實施方式包括校準技術，如下文參照圖3B所討論的。在可替換的實施方式中，檢測器是不相同的，但是平衡的。換言之，每個檢測器從相同的輸入信號產生基本相同的輸出信號。在可替換實施方式中，可使用部件和電路的很多變形，這是因為設計基本相同的電路和使用基本相同(即，相同的部件數(shù)量，并且在一些情形中，匹配的部件)僅僅是實現(xiàn)期望的信號平衡的眾多方式中的一種。圖2A是根據(jù)另一實施方式的噪聲消除下變頻檢測器200的框圖。RF信號108和LO信號102都被提供至用于產生L0+RF的第一高頻輸出204和LO-RF的第二高頻輸出206的代數(shù)組合網絡202。第一檢測器208檢測L0+RF信號，并且檢測出的信號216 (L0d+RFd)被提供給另一個代數(shù)組合網絡218的正相輸入端217。來自第二檢測器210的檢測出的信號214 (LOd-RFd)被提供給代數(shù)組合網絡218的反相輸入端215。代數(shù)組合網絡218的輸出是IF信號，其等于來自217的檢測出的LO信號減去來自215的檢測出的LO信號加上在215和217處看到的檢測出的RF信號的振幅和。當檢測出的LO信號和RF信號被最佳組合時，檢測出的LO信號(包括檢測出的LO AM噪聲)被消除，并且檢測出的RF信號被加倍。這提供具有提高的信噪比的IF信號。在實踐中，由制造公差和電子部件(例如，檢測器二極管)引起的差異導致輕微的不平衡，這導致產生寄生LOAM噪聲并且小于RF功率的兩倍值；然而，獲得了變頻處理的顯著性能改進(電壓增益)。圖2B是示出了高頻組合網絡202和檢測出的信號代數(shù)組合網絡218的其它細節(jié)的圖2A中的噪聲消除下變頻檢測器200的框圖。在具體的實施方式中，高頻組合網絡202包括環(huán)形耦合器(例如，參見圖6A)。在可替換的實施方式中，高頻組合網絡202使用其它的技術，例如，混合、不平衡變壓器或變壓器，或對于高頻電路設計領域中的普通技術人員為公知的其它組合技術。至第一檢測器208的RF信號路徑(“第一 RF路徑”)220具有第一相關相位延遲①I和第一增益(或損耗，為了討論目的將表達成負增益(或_dB))gl，并且至第二檢測器210的RF信號路徑(“第二 RF路徑”)222具有第二相關相位延遲0 2和第二增益g2。至第一檢測器208的LO信號路徑(“第一 LO路徑”)224具有相關相移0 3和增益g3，并且至第二檢測器210的LO信號路徑(“第二 LO路徑”)226具有相移04和增益g4。RF信號和LO信號在高頻組合器228、230中組合，并且被耦合到檢測器208、210。檢測器208、210將低頻信號提供給輸出236、238并提供至檢測出的信號代數(shù)組合網絡218。檢測出的信號在低頻加法器240中被組合之前，經歷相位延遲05、06和增益g5、g6，該低頻加法器將檢測出的信號相加以產生組合的IF輸出242。由組合網絡202中的部件變化和制造公差引起的互補路徑(即第一 RF路徑220和第二 RF路徑222和第一 LO路徑224和第二 LO路徑226)中的相移和增益的差異，會導致產 生不同的高頻輸出信號232、234，其中高頻輸出信號232、234將被提供給檢測器208、210。此外，即使組合的高頻信號是相等的，檢測器部件的差別也會導致不同的檢測器輸出236、238。在一些實施方式中，高頻組合網絡202中的一個或多個增益值是可調節(jié)的。在具體的實施方式中，LO信號路徑的增益值(例如，g3、g4)是可調節(jié)的，以平衡來自各個檢測器236、238的檢測出的LO功率，這允許近乎完全的消除檢測出的LO AM噪聲。圖3A是根據(jù)實施方式的噪聲消除系統(tǒng)300的示圖。檢測出的信號L0d+RFd被提供給代數(shù)組合網絡302，其具有正輸出端306和負(反相)輸出端308。正輸出端306將L0d+RFd耦合到低頻代數(shù)組合網絡318的第一正相輸入端310并且負輸出端308將-(L0d+RFd)耦合到低頻代數(shù)組合網絡318的第一反相輸入端312。同樣地，LOd-RFd被耦合到第二正相輸入端314并且-(LOd-RFd)被耦合到第二反相輸入端316。低頻代數(shù)組合網絡304類似地對來自第二檢測器的LOd-RFd作用。差分輸出端306、308或差分輸出端307、309處的添加共模噪聲將在輸出端320處消除。噪聲可從電源軌或其它輸入端進入差分輸出和。系統(tǒng)300消除共模噪聲；然而,它不消除在輸出端306和308之間或在輸出端307和309之間出現(xiàn)的差分噪聲。圖3B是根據(jù)另一實施方式的噪聲消除系統(tǒng)330的一部分的示圖。檢測器332、334的輸出具有不同的LOd水平，例如，這可由不同的路徑損耗或檢測器性能造成。RFd水平也可以是不相等的；然而，這不是很關鍵，只要總的檢測出的RF信號足夠提供雷達或其它系統(tǒng)中的有效測量即可，這是因為雷達的速度確定僅與拍頻的可靠檢測有關而與該信號的絕對振幅無關。不同的檢測出的LO信號將導致不完全的LO AM噪聲消除，這是因為噪聲信號是不相等的，這能夠貢獻出比RF信號峰值更高的檢測出的AM噪聲，從而使RF信號測量的精確度模糊。來自檢測器334的輸出比來自檢測器332的輸出高比例(增益)因子K倍?？烧{節(jié)增益級336將差分輸出乘以1/K，以將兩個檢測出的LO信號驅動至在檢測器332看是相同的水平，這通過代數(shù)組合網絡330的操作來使檢測出的LO AM噪聲消除 IF= (L0d+RFd) + (- (LOd- (RFd) /K) - (LOd- (RFd) /K) - (- (L0d+RFd))(式子 I)=L0d-L0d-L0d+L0d+RFd+ (RFd) /K+ (RFd) /K+RFd(式子 2)= (2+2/K) RFd+2L0d-2L0d(式子 3)
= (2+2/K) RFd(式子 4)增益控制336允許實現(xiàn)LO AM噪聲的消除，同時將檢測出的RF信號增大約為4倍(當兩個檢測出的LO信號近似相等時，即，當K接近I時)。在具體的實施方式中，校準下變頻系統(tǒng)以通過將一定量的AM信號添加到系統(tǒng)的每條LO信號路徑上來實現(xiàn)LO AM信號或噪聲的消除。通過改變增益K來在兩個檢測器輸出端處產生相等水平的檢測出的LO AM信號，IF處看到的檢測出的AM信號或噪聲的振幅將下降。在基頻帶(IF/音頻)處進行LO AM消除，這與在其中失配誤差劣化校準精度的高頻處(即，在檢測前)進行校準相比，允許非常精確的LO AM校準/消除。在具體的實施方式中，下變頻系統(tǒng)具有內置校準源，例如AM信號或噪聲源(校準標準)，檢查表(“LUT”)或可變增益或衰減級。在其它實施方式中，下變頻系統(tǒng)根據(jù)固件指令進行自動LO AM噪聲校準(自校準)。LO AM噪聲校準提供了改進的信噪比性能，這為雷達系統(tǒng)提供了更優(yōu)的范圍。圖4是根據(jù)實施方式的NCDD系統(tǒng)400的一部分的示圖。NCDD系統(tǒng)400類似于參照圖3A和圖3B所描述的系統(tǒng)，因此將提供簡要的描述。系統(tǒng)400使用四個檢測器D1、D2、D3、D4來向差分代數(shù)組合網絡402、404提供四個檢測信號(如圖4A中標識的)。對于差分電路和相等的LO檢測信號和RF檢測信號的情形，最終的組合IF輸出是IF=8RFd+4L0d-4L0d=8RFd (式子 5)檢測器Dl至D4如果被配置成雙二極管檢測器，則它們都可看到入射到NCDD的功率的一半之多。它們檢測峰值電壓，并且以電壓的方式添加它們的輸出。如果它們是成對的正和負峰值檢測器，那么它們的低頻檢測輸出電壓可接近相同功率輸入的兩倍。因此，四檢測器系統(tǒng)400消除了檢測出的LO AM噪聲，同時將檢測出的RF信號增大到高于由單個二極管系統(tǒng)檢測出的幾倍。非相關二極管產生的(即，檢測器產生的)噪聲作為功率相加。在單二極管檢測器系統(tǒng)中，該非相關噪聲被添加到檢測出的信號并且使范圍/靈敏度劣化。在該四檢測器系統(tǒng)中，四個檢測出的RF輸出信號作為相關電壓相加，同時四個噪聲輸出作為非相關功率相加，從而提高了信噪比，并且提供了能夠檢測無論是被反射的還是遠程產生的低或非常低的RF信號的廉價檢測系統(tǒng)。圖5A是在根據(jù)實施方式的下變頻系統(tǒng)中使用的單二極管檢測器500的電路圖(例如，參見圖1，參考標號102)。可替換地使用其它檢測器構造。二極管502用作峰值檢測器，以根據(jù)來自電壓源506的高頻輸入電壓Vin產生跨接電阻-電容(“RC”)網絡504的輸出電壓Vott，并且產生近似等于正峰值輸入電壓減去檢測器二極管的二極管正向電壓降的檢測輸出電壓。例如，輸入電壓是本地振蕩器和天線產生的L0+RF電壓(參見圖1，參考標號110)，如下面參照圖6A和6B所述。在具體的實施方式中，電阻508的值被選擇成在不增加過多的電阻噪聲的條件下使檢測出的輸出電壓最大化，并且電容510被選擇成提供低通濾波和能量存儲。檢測器輸出端連接至根據(jù)實施方式的IF放大器510的高阻抗輸入端。這提供了檢測器二極管502的輕負荷，與其中混頻器二極管在高頻驅動信號的相對長的部分上導通的傳統(tǒng)基于開關混頻器的系統(tǒng)相比，檢測器二極管502在高頻信號的窄導通角上導通?；陂_關混頻器的系統(tǒng)需要相對高的LO功率來驅動混頻器二極管。將二極管用作檢測器，而不是混頻器，允許以較低LO功率使系統(tǒng)工作，這導致較低的總系統(tǒng)功耗和較寬的LO設計選擇。檢測器二極管處低LO功率要求還允許將LO功率分割來驅動用于LO AM、噪聲消除的多個檢測器。根據(jù)實施方式的噪聲消除技術提供了具有優(yōu)于開關混頻器或單二極管檢測混頻器的改進信噪比性能的下變頻系統(tǒng)。使用多個RF檢測器可進一步改進信噪比性能。圖5B是在實施方式中使用的雙二極管檢測器520的電路圖。電壓源Vin 522驅動第一二極管524，以產生跨接第一 RC網絡526的第一輸出Vquti并且驅動第二二極管528以產生跨接第二 RC網絡530的第二輸出VOTT2。Voun實質上是小于二極管正向電壓降的正峰值Vin，并且Votjt2實質上是小于二極管正向電壓降的負峰值Vin。檢測器輸出Vram、Votjt2被提供給根據(jù)實施方式的代數(shù)組合網絡532。圖5C是在實施方式中使用的二極管倍增器電路540的示圖。電路540具有四個二極管544、546、548、560，該四個二極管被連接成提供大約單個二極管檢測器4倍的電壓增益。每個二極管由AC輸入電壓驅動并且將為所連接至以作為峰值檢測器的電容充電。該檢測器(電壓倍增器)依靠低阻抗驅動和高阻抗負載來提供電壓增益。二極管交替導通，以使得第一二極管和第三二極管在輸入信號的負半周期導通并且第二二極管和第四二極 管在輸入信號的正半周期導通。將檢測的輸出提供給根據(jù)實施方式的高阻抗電路(例如，IF放大器)542。圖是在實施方式中使用的分流構造中的單二極管檢測器560的電路圖。二極管562與串聯(lián)電容567和分流電阻564協(xié)作，以將檢測出的電壓Vdet提供給根據(jù)實施方式的IF放大器566。圖6A是根據(jù)實施方式的在場干擾感測系統(tǒng)中使用的噪聲消除下變頻檢測器RF耦合器600的平面圖。RF耦合器被制造成具有所選特性阻抗(例如，50歐姆、75歐姆或300歐姆)的傳輸線。導電軌的寬度根據(jù)基板的厚度(當使用微帶傳輸線時通常為至接地平面的距離)和基板材料的介電常數(shù)以及其它特性來選擇，以獲得期望的特性阻抗，如RF電路領域所公知的。為了便于討論的目的，“RF”結構(例如，環(huán)形耦合器602的一段的)“長度”將根據(jù)系統(tǒng)所工作在的波長來命名。在具體的實施方式中，微帶傳輸線被制造在具有相對低介電損耗(一般在IOGHz下小于約0. 003損耗因數(shù))和高介電常數(shù)(一般在IOGHz下大于約2)的絕緣基板上，例如DUR0ID 基板，從羅杰斯，CT的羅杰斯公司可購買到的ROGERS RT 4350或4003基板，或從蘭喬庫卡蒙加，CA的ARL0N-MED可購買到的ARLON-MED 25N, 25FR或AD350A基板，或從彼得斯堡，NY的TAC0NIC可購買到的TACONIC TLX 或RF-35A 基板，或從錢德勒，AZ的ISOLA GROUP S. A. R. L.可購買到的ISOLA IS640 ，這些是具有金屬箔軌道的(聚四氟乙烯)(“特氟綸”)類電路板。微帶高頻傳輸結構一般具有與導電接地面(通常，但不總是，基板的相對側)隔開公知距離的所選寬度的軌道。共面波導、帶狀線、單面帶狀線或同軸傳輸線被用于可替換的實施方式中，或將多種高頻傳輸線類型混合，例如對于系統(tǒng)的一部分使用微帶結構并且對于另一部分使用共面波導?？商鎿Q實施方式使用諸如FR-4或G-IO基板的環(huán)氧玻璃纖維基板、其它的聚合物纖維基板、陶性(例如鋁或多晶硅)基板或單晶(例如，藍寶石或硅)基板。噪聲消除下變頻檢測器RF耦合器600使用環(huán)形混合耦合器602和兩個二極管檢測器604、606。二極管檢測器604、606可以是單或多二極管檢測器。噪聲消除下變頻檢測器600特別有希望用于相干自解調雷達，其中LO信號和發(fā)射的雷達信號610處于具有恒定相位差的相同頻率處。RF信號612是被目標614反射的發(fā)射(LO)信號610的一部分，由于朝向或遠離發(fā)射信號源(發(fā)射信號610)的目標速度而導致產生頻移(即，多普勒頻移)。因此，RF信號612從LO頻率僅偏移很小的量(與耦合器帶寬相比)，并且將具有與發(fā)射信號近乎相同的波長，以及因此相似的相移，并且該系統(tǒng)可被設計為用于一般作為發(fā)射頻率的已知頻率，在具體的實施方式中是L-，S-, C-, X-, K-, Ku-, Ka-頻帶或其它頻率中的一種或多種。圖6A中沒有示出雷達發(fā)射和接收天線的細節(jié)，但它們可通過共同的天線和LO和RF組合網絡來實現(xiàn)，或通過用于LO和RF信號的分離天線來實現(xiàn)。發(fā)射信號610和反射信號612通過天線耦合器發(fā)送(例如，參見圖7A，參考標 號708，圖7B，參考標號757)，該天線耦合器將反射(RF)信號發(fā)送至噪聲消除下變頻檢測器RF耦合器600。環(huán)形混合耦合器602具有四個端口 616、618、620、622。環(huán)形混合耦合器602將到達LO端口 616的LO信號615分成兩個相等的信號624、626，并且將這些LO信號發(fā)送到實質相同的兩個檢測器端口 618、620。LO信號從LO端口至任意二極管端口行進LO信號的LO四分之一波長或四分之一波長的奇數(shù)倍(順時針到達二極管端口 620以及逆時針到達二極管端口 618)。RF端口 622在環(huán)形混合耦合器602上位于順時針距離LO端口 616半波長的偶數(shù)倍的位置上，和逆時針方向繞環(huán)形混合耦合器602的RF信號的半波長的奇數(shù)倍。LO信號624、626在RF端口 622處消除，這是因為對于624，最小信號路徑為1/2入(180度)，而對于626，最小信號路徑為入(360度)，因此LO信號624和626以180度相位差到達。可替換的實施方式使用其它的多種波長。在實施方式中，RF端口 622在環(huán)形混合耦合器602上位于與一個檢測器604在逆時針方向上間隔四分之一波長并且在順時針方向間隔5/4 X，并且與第二檢測器606在任意方向上間隔四分之三波長處。因此，RF信號在繞環(huán)的任意方向上同相到達各個檢測器。兩個檢測器端口 618和620之間的最近距離是1/2入。因此，來自RF端口 622的信號分開并且以180度相位差到達兩個檢測器604、606。通過將環(huán)調節(jié)成1/4 X的奇數(shù)倍也可以實現(xiàn)相同的相位關系。RF信號612和LO信號615不完全處于相同的頻率,而是由于雷達的移動目標的多普勒頻移而分開非常低的頻率。這可被視作大LO信號與看起來頻率與LO信號近乎相同但隨時間同相緩慢移動的較小RF信號相加。對于波形的某些周期，任意檢測器所看到的是RF和LO信號同相相加并且增大波形的總振幅。差頻的半周期后，RF和LO異相相加并且從該檢測器將看到波形的總振幅減小。這導致二極管檢測器于RF和LO (L0-RF或RF-L0)之間的差頻處具有低頻輸出(即基頻帶，或“音頻”)，該差頻是由從發(fā)射信號到移動目標以及返回的路徑中相位改變造成的頻率。同相的該恒定改變(對于目標的恒定相對速度)與頻率的改變是不可分辨的并且被理解成多普勒效應。兩個檢測器604、606從LO端口看到相同相位的信號，但來自RF端口的小信號添加到第一檢測器處的LO信號的振幅，同時將它從第二檢測器處的LO信號的振幅減去。差頻的半周期后，RF信號的相位相對于LO信號改變180度，并且看到RF振幅和LO振幅相加的第一檢測器現(xiàn)在將看到從LO振幅減去RF振幅。因此，如果一個檢測器看到更高的輸出，那么由于相同的RF信號，另一個檢測器將看到較低的輸出。LO信號的相干AM或AM噪聲還表現(xiàn)成每個檢測器處的信號的相加或相減，各個檢測器處的相同(即，同相)信號進行相加或相減，使得兩個檢測器的代數(shù)組合將看到檢測出的RF輸出電平增加，同時該組合的輸出中的檢測出的LOAM噪聲被消除。代數(shù)組合網絡(參見圖2A，參考標號218)利用兩個檢測器輸出之間的差并且提供IF信號。因此，消除OL信號的AM噪聲，同時檢測出的RF信號的振幅顯示為兩個檢測出的RF信號的組合(和)。差分IF放大器采用名義上異相180度的檢測出的RF振幅之間的差。這相當于將另一個180度相位添加到檢測出的輸出中的一個并且對它們求和，并且等同于加上兩個檢測出的RF信號的振幅，這是因為負值的相減等于該值的振幅的相加。差分檢測器和差分IF放大器一起工作來提供對接收信號的高靈敏度，同時消除LO信號上的AM噪聲，這將以其他方式限制下變頻器的靈敏度。在其它實施方式中，差分IF放大器提供一個IF信號相比于另一個IF信號的振幅調節(jié)(例如，參見圖3B，參考標號336)，以進一步提高系統(tǒng)的噪聲消除性能，尤其是當結合根據(jù)實施方式的噪聲校準技術使用時。一些實施方式包括噪聲校準，以校準檢測器增益的變化和信號路徑損失差。RF傳輸電路的正確設計和合適的處理控制(可重復性)確保了 LO信號部分和RF信號部分之間的相位保持平衡。即使RF路徑具有一些不平衡，但將足夠的LO AM噪聲消除，從而僅產生RF信號增益的稍微修正，同時提供接收信號與噪聲的比的大幅增大。
檢測器604、606不像典型混頻器中使用的二極管開關一樣工作。如果相比于開關混頻器電路中使用的寬帶二極管開關，檢測器604、606是窄帶二極管檢測器，則檢測器604、606可檢測具有更高增益的輸入信號電壓(對應于電壓輸入的電壓輸出)。窄帶二極管檢測器比寬帶二極管開關更容易匹配，從而提供提高的檢測效率和提高的信噪比。在可替換的實施方式中，RF端口連接至耦合器，以使得兩個檢測器看到RF信號部分彼此同相到達，但看到LO信號部分彼此異相180度到達。環(huán)形耦合器幾何形狀產生用于消除LO信號上的AM噪聲的差分結構。代數(shù)組合網絡仍將兩個檢測器輸出相減，以消除兩個檢測出的LO AM噪聲部分，這是因為AM噪聲中的低頻變化將在兩個二極管輸出端表現(xiàn)出同相，而不管LO信號的相對相位如何。由于RF信號添加到兩個檢測器，但那些檢測器上的LO信號彼此180度異相，所以LO和RF信號的組合在檢測器的具有180度異相的輸出上以及LO和RF信號的差頻處產生低的頻率變化。代數(shù)組合網絡高效地將兩個檢測出的RF信號部分的振幅相加。該實施方式仍需要對檢測器輸出中的一個進行振幅調節(jié)，以獲得LOAM信號或噪聲的最大消除。實施方式可結合單二極管檢測器或多二極管檢測器或使用可替換的檢測方法。檢測器輸出耦接至求和網絡(未示出，參見圖7B，參考標號768)。求和網絡的第一級是接收來自圖6A中的檢測器604、606的檢測器輸出的IF放大器。該放大器是由射極耦合晶體管對形成的差分放大器?？赏ㄟ^改變形成差分放大器的兩個晶體管的偏置電流來改變增益。關于一個檢測器，IF放大器的第一級的輸出端連接至求和放大器(例如，運算放大器)，正輸出端耦接至放大器的產生正相增益的輸入端，并且負輸出耦接至放大器的產生反相增益的輸入端。因為該網絡采用兩個檢測器之間的差，所以第二檢測器的第一級的輸出端耦接至放大器的相反極性輸入端，即，第二檢測器的正輸出端跑到產生反相增益的端口，并且第二檢測器的負輸出端跑到產生正相增益的端口。該結構產生兩個檢測器輸出之間的差，并且消除了電源中的共模噪聲變化或IF放大器的第一級的增益控制電壓中的共模噪聲變化。差分噪聲消除檢測器的差分特性保證了接收器鏈到達放大器輸出的所有元件處的噪聲被消除。在其它實施方式中，通過具有差分輸出的差分放大器替代放大器，這進一步降低了對共模干擾的靈敏性。
圖6B是根據(jù)實施方式的單二極管檢測器電路630的平面圖。例如，檢測器電路用作圖6A中的第一檢測器604或第二檢測器606。二極管632通過匹配結構634與環(huán)形耦合器的傳輸線阻抗(例如，參見圖6A，參考標號602)匹配。二極管632是安裝在被限定在電路基板的表 面上的導電箔的盤636上的二極管芯片，并且通過接合線或其它合適的連接器638連接至匹配結構634，其它合適的連接器638表現(xiàn)成電感器。在可替換實施方式中，使用封裝的二極管。二極管使用DC路徑來導出電流并且提供來自入射高頻功率(即，LO和RF信號)的檢測出的輸出(VQUT)。具有位于高阻抗傳輸線644的相對端上的扇形線642、646的網絡在LO頻率處表現(xiàn)出高阻抗并且為二極管電流提供DC路徑，如在高頻混合微電路設計領域所公知的。幾種匹配和偏置結構中的任一種適用于不同的實施方式，并且一些實施方式可根據(jù)不同的檢測器電路使用不同的匹配和偏置技術。因此，檢測器電路630僅僅是示例性的?？商鎿Q的實施方式使用包括具有分流構造的一個或多個二極管的檢測器電路。通常期望提供至二極管的輸出的DC連接，而不加載二極管電感和扇形線642電容的諧振。很多混頻器電路工作在相對低的特性阻抗系統(tǒng)中,例如50歐姆系統(tǒng)。一些實施方式中的檢測器工作在具有更高阻抗的電路中，這避免加載諧振并且從檢測器提供更高的電壓增益。第二扇形線646連接到具有串聯(lián)電阻652、分流電容654和分流電阻656的網絡650。串聯(lián)電阻652應當具有足夠大的電阻以提供扇形線646和后面的分流電容654之間的隔離，但還具有足夠低于分流電阻656的電阻以接地，以不過度地衰減輸出電壓VOTT。例如，在I至5K歐姆的范圍內的分流電阻656的情況下，串聯(lián)電阻652處于約20歐姆至約200歐姆之間。分流電容654被選擇成具有高于最高期望IF頻率并且低于LO頻率的自諧振頻率。在具體實施方式
中，在具有約24GHz的LO頻率的情況下，分流電容被選擇成具有不大于約2GHz的自諧振頻率。這提供了對諸如其它的雷達裝置或通信裝置的相鄰信號源的一定抗擾性，從而防止其影響輸出電壓VQUT。分流電容654和分流電阻656將結合由連接至Vqut的如下放大器所表現(xiàn)出的電阻和電容來確定IF帶寬，IF帶寬必須被設定的足夠大以實現(xiàn)期望被接收的最高頻率IF信號的接收?？s短的扇形線642、646和二極管和封裝件的串聯(lián)電感、線644和其它導線提供了 LO和RF頻率處的衰減。本領域的普通技術人員將理解至IJ，可以可替換地使用幾種其它網絡。在匹配結構634中使用傳輸線658、660、662以使二極管/扇形線諧振的阻抗與環(huán)形耦合器的系統(tǒng)阻抗相匹配?？商鎿Q地使用其它的傳輸線匹配結構。例如，可替換的設計使用具有等于源和負載阻抗的幾何平均的阻抗的單個四分之一波長傳輸線。在可替換的實施方式中，在匹配電路中使用分立元件。圖6C是根據(jù)實施方式的雙二極管檢測器電路660的平面圖。兩個二極管662、664串聯(lián)連接。在具體的實施方式中，二極管被制作在單個封裝件666中以減小寄生電容和電感，并且兩個二極管的封裝件被稱作雙二極管。一些實施方式使用疊層二極管(stackeddiode)。兩個二極管的共同接合668通過寬/窄匹配結構(例如，參見圖6B，參考標號634)連接至檢測器輸入端口(例如，圖6B，參考標號618或620)，如上文參考圖6B所討論的。雙二極管的其它端子均連接至仿真電容的縮短的扇形線670、672，以使二極管和封裝件引線電感失諧并且在LO頻率處諧振。每個二極管和縮短的扇形線的接合連接至在LO頻率處呈現(xiàn)出高阻抗負載的電路，但連接至DC處的二極管以提供檢測器輸出和DC電流通路。該電路可采用窄線和扇形線加串聯(lián)電阻和分流電阻和電容的形式，如上文參照圖6B所討論的?？商鎿Q實施方式采用在LO頻率處具有高阻抗網絡的形式，例如提供高阻抗的RF扼流圈。雙二極管封裝件中的一個二極管檢測檢測器輸入信號的正峰值，并且雙二極管封裝件中的另一個二極管檢測檢測器輸入信號的負峰值(例如，參見圖5B和相關的文字描述)。兩個二極管的輸出VoUT1、Vout2連接至差分放大器676的輸入。差分放大器676的輸出端678連接至差分IF放大器682的輸入端。雙二極管檢測器電路660與圖6B中的單二極管檢測器電路類似地工作，但通常傳送明顯高于單個二極管檢測器的輸出電壓，這與匹配網絡和寄生電容和電感的損失有關。圖7A是根據(jù)實施方式的CW雷達系統(tǒng)700的一部分的不圖。第一環(huán)形I禹合器708將來自本地振蕩器720的LO信號發(fā)送至天線722并且發(fā)送來自天線722的RF信號，在具體的實施方式中，天線722是構造在與環(huán)形耦合器702、708相同的基板723上的平面天線?；?23通常被稱為“印刷電路板”。單個天線722被用在CW雷達系統(tǒng)700中既發(fā)送LO信號(參見圖6A，參考標號610)并且還接收反射RF信號。可替換實施方式使用兩個天線，一 個用于發(fā)射并且一個用于接收，以允許另外的接收器增益，從而得到更好的靈敏度和范圍。增益增加，這是因為天線處的接收信號可直接連接至與天線耦合器相對的NCDD輸入端，這一般引起約3dB的損耗。天線被設計成工作在LO頻率處，在具體的實施方式中，LO頻率是約24GHz。在CW多普勒雷達系統(tǒng)中，RF和LO頻率基本相同。第二環(huán)形耦合器702基本如參照圖6A的上文所述配置而成，并且包括兩個基本如上文參照圖6B所述的檢測器704、706?？商鎿Q地，多二極管檢測器可用于檢測器704、706中的一個或兩個。每個環(huán)被優(yōu)化以保持整個系統(tǒng)的最佳性能。在具體的實施方式中，本地振蕩器720是介質諧振振蕩器(“DR0”，也被稱為介質諧振穩(wěn)頻振蕩器“DSO”)。DRO成本低、小型并且消耗相對低的功耗；然而，在沒有噪聲消除的條件下，在傳統(tǒng)二極管檢測器CW雷達系統(tǒng)中使用時，DRO通常具有很大的AM噪聲。消除LO AM噪聲的本發(fā)明實施方式允許DRO用于很多不同的雷達應用中，包括要求較低功耗、長距或測量精確度的雷達應用?？商鎿Q的實施方式使用傳輸線諧振振蕩器或其它振蕩器。第一環(huán)形耦合器708在第一端口(“LO輸入端口 ”)724接收LO信號，并且將LO信號分配給天線端口 726以傳輸至目標(未示出)和LO端口 728。耦接至LO端口 728的LO信號的一部分通過傳輸線730傳輸，以將LO信號傳送至第二環(huán)形稱合器702的LO端口 616。耦接至LO端口 728正對面的RF端口 732并與LO信號隔離的L0/RF信號的一部分耦接至第一環(huán)形耦合器702的RF端口 622。雷達系統(tǒng)700的其它細節(jié)在RF電路設計的技術領域中是公知的，并且為了描述清楚，將其省略。LO輸入端口 724與LO輸出端口 728間隔1/4入，與天線端口 726間隔1/4入，并且與RF輸出端口 732間隔1/2 A Cff并且對于180度差間隔I入CW。這允許LO信號分開進A 2條路徑，到達天線和差分檢測器。第二環(huán)形混合耦合器將LO信號以名義上同相的方式發(fā)送至兩個檢測器二極管，并且將來自天線的RF輸入信號以名義上具有180度異相的方式發(fā)送至兩個二極管檢測器。在具體的實施方式中，LO 720被制造在基板的與制造環(huán)形耦合器702、708和天線722所在的基板的一側(“第一側”)相對的一側(“第二側”)上。第一側上的接地面734覆蓋在第二側的LO電路(未示出)之上，并且LO信號從其產生的第二側經由電鍍通孔736被引入第一側。第二側上的接地面(未示出)覆蓋天線722和大體覆蓋第一側上的RF電路，如RF微帶設計的現(xiàn)有技術所公知的。圖7B是根據(jù)實施方式的場干擾測量系統(tǒng)750的示圖。在具體的實施方式中，系統(tǒng)750是集成CW雷達系統(tǒng)。系統(tǒng)750包括向發(fā)射目標755發(fā)射由振蕩器電路756產生的信號(L0信號)754的天線752。目標755以虛線示出，這是因為目標并不是系統(tǒng)的一部分。如果需要，則系統(tǒng)測量目標相對于系統(tǒng)運動的速度。目標可以是固定的，而系統(tǒng)是運動的，目標可以是運動的而系統(tǒng)是固定的，或者目標和系統(tǒng)都同時相對于通常的地面或其它參考畫面運動。天線752接收被目標755反射回的信號(RF信號)758。反射信號在組合網絡757中與LO信號組合(例如，參見圖I-圖2B和相關的文字描述)并且被提供給用作差分檢測器的第一檢測器760和第二檢測器762以消除AM噪聲(例如，參見圖3A-圖4B和相關的文字描述)。在可替換的實施方式中，第一天線用于發(fā)射LO信號，并且第二天線用于接收反射信號。在反射信號路徑中，放大器(預放大器)可選地設置在天線之后。 第一檢測器760和第二檢測器762的輸出被提供給代數(shù)求和網絡768。求和網絡768的差分輸出被耦接至放大器和濾波器770，放大器和濾波器770將差分輸入轉換成單端信號771。模數(shù)轉換器772將表示檢測出的電壓的信號轉換成將通過控制器774處理的數(shù)字值773，控制器774將測量出的(目標和系統(tǒng)之間的)速度傳輸給電子顯示屏776，例如液晶顯示屏。系統(tǒng)750可選地包括用戶接口 778，用于將諸如測量出的速度的信通信給外部裝置，接收觸發(fā)信號以開啟雷達速度測量處理，修改雷達函數(shù)以報告替換單元中的速度，或優(yōu)化雷達速度測量處理以報告特定類型目標的速度(即，被優(yōu)化以測量汽車或棒球)或報告在速度的特定高低界限內的測量速度。在可替換的實施方式中，系統(tǒng)不包括集成顯示器，并且控制器將相對速度數(shù)據(jù)提供給系統(tǒng)外的裝置(未示出)。在具體的實施方式中，系統(tǒng)750是由電池784供電的便攜式系統(tǒng)。在其它實施方式中，便攜式系統(tǒng)意指是手持系統(tǒng)。在可替換的實施方式中，電池不包括在系統(tǒng)中，并且通過諸如外部電池(例如，汽車電池)或電網系統(tǒng)(例如，連接至主電源的變壓器)的外部電源供電。電源電路786提供電壓調節(jié)和類似的功能以產生適當?shù)碾妷?，并且提供電流來向系統(tǒng)部件供電。為了使描繪簡便和清楚，省略了到各個受電部件的各條供電線。在具體的實施方式中，電源的工作受到控制器774和A/D轉換器772的監(jiān)控，并且根據(jù)需要，可通過電源控制線787調節(jié)或關閉或打開。控制器774將調幅控制信號788提供給振蕩器電路756，這導致振蕩器756進行振幅調制以實現(xiàn)NCDD的校準，從而通過NCDD最小化振蕩器756的AM噪聲的檢測電平。在具體的實施方式中，控制器774包括存儲器，例如校準表格，或系統(tǒng)750包括與控制器協(xié)作的獨立存儲器(未示出)。在具體的實施方式中，控制器774包括信號處理模塊和與AM信號發(fā)生器協(xié)作的可選自動校準模塊(即，通過公知方式調制振蕩器756的AM控制線788上的信號)。在具體的實施方式中，系統(tǒng)集成在包含其它系統(tǒng)元件的外殼790內以用于手持應用。在具體的實施方式中，外殼790是近似具有2. 25英寸乘4. 5英寸乘I英寸的尺寸的長方形塑料外殼。可替換的系統(tǒng)被配置成原始設備制造(“0ME”)系統(tǒng)，并且被結合于其它的產品中，其中可省略外殼。圖8A是根據(jù)實施方式的下變頻方法800的流程圖。產生高頻信號(例如，LO信號)(步驟802)。將高頻信號提供給天線、第一檢測器和第二檢測器(步驟804)。天線接收來自目標的反射信號(例如，RF信號)(步驟806)，并且將反射信號至少提供給第一檢測器(步驟808)。第一檢測器將反射信號和高頻信號轉換成第一檢測輸出(步驟810)，并且同步地第二檢測器至少將高頻信號轉換成第二檢測輸出(步驟812)。第一檢測輸出和第二檢測輸出被代數(shù)組合(例如，彼此相減)，以消除檢測出的高頻信號，包括檢測出的高頻信號上的AM噪聲(步驟814)。LO AM噪聲在檢測器之間是相關的，并且在兩個檢測器上對于更高的LO功率它們的輸出增加，對于更低的LO功率它們的輸出減小，而不管發(fā)送至檢測器的LO信號的相位如何，因此檢測器輸出代數(shù)組合器將一個檢測器輸出從另一個輸出減去。圖8A中的方法的實施方式被用在運動感測系統(tǒng)中，例如門啟閉裝置、測距系統(tǒng)、自動速度或范圍傳感器或低IF接收器。在具體的實施方式中，處理組合的檢測反射信號以得到雷達系統(tǒng)和移動目標之間的相對速度(步驟816)。在具體的實施方式中，第二檢測器檢測RF信號的與第一檢測器相同的相位和LO信號的相反相位(即，180度的異相)。檢測出的RF信號中的一個在檢測器的輸出端被反相 并且從另一個檢測出的RF信號減去，同時由于相同的減法操作使得檢測出的LO AM信號消除。在可替換的實施方式中，第二檢測器檢測與第一檢測器相同的RF信號的相反相位，和LOAM信號的相同相位。檢測器輸出端中的一個的輸出從另一個減去，以將檢測出的(下變頻)異相RF信號相加并且消除檢測出的同相(解調)L0AM信號。在兩種情形中，解調的調幅LO信號在檢測器輸出端從檢測器同相輸出并且下變頻RF信號在檢測器輸出端從檢測器異相輸出。圖SB是根據(jù)實施方式的感測電磁場干擾的方法820的流程圖。產生高頻信號(例如，LO信號)(步驟802)。將高頻信號提供給天線、第一檢測器和第二檢測器(步驟804)。天線接收來自目標的反射信號(例如，RF信號)(步驟806)。將反射信號提供給第一檢測器，并且將反相反射信號提供給第二檢測器(步驟822)。第一檢測器將反射信號和高頻信號轉換成第一檢測輸出(步驟810)，并且同步地第二檢測器將反相反射信號和高頻信號轉換成第二檢測輸出(步驟824)。在具體的實施方式中，第一檢測輸出是檢測出的LO信號和檢測出的RF信號，并且第二檢測輸出實質上是第一檢測出的LO信號和負檢測出的RF信號。將第一檢測輸出提供給第一代數(shù)組合網絡，并且同步地將第二檢測輸出提供給第二代數(shù)組合網絡(步驟826)。第一代數(shù)組合網絡產生第一差分信號和反相第一差分信號，并且第二代數(shù)組合網絡產生第二差分信號和反相第二差分信號(步驟832)。將第一差分信號提供給第三代數(shù)組合網絡的正輸入端(即，正相輸入端)，反相第一差分信號提供給第三代數(shù)組合網絡的負輸入端(即，反相輸入端)，第二差分信號提供給第三代數(shù)組合網絡的第二負輸入端，并且反相第二差分信號提供給第三代數(shù)組合網絡的第二正輸入端。第三代數(shù)組合網絡產生輸出(例如，IF輸出)(步驟830)。在其它實施方式中，處理組合后的檢測反射信號以得到雷達系統(tǒng)和目標之間的相對速度(步驟832)。在其它實施方式中，將增益(包括負增益，也被稱為衰減)施加至第二代數(shù)組合網絡的輸出(步驟834)，以使來自第一檢測器的檢測出的LO信號與來自第二檢測器的檢測出的LO信號匹配，以消除在LO信號上檢測到的AM噪聲。圖9A是根據(jù)實施方式的在場干擾感測系統(tǒng)中校準噪聲的方法900的流程圖。將高頻信號(例如，LO信號)施加至場干擾感測系統(tǒng)的天線、第一檢測器和第二檢測器(步驟902)。第一檢測器和第二檢測器被配置成噪聲消除檢測器(例如，參見圖I-圖3B)。屏蔽天線使其不接收來自移動目標或其它外部輻射的反射(步驟904)?？稍谑┘痈哳l信號之前或之后進行屏蔽?？赏ㄟ^不同的方式進行屏蔽，例如，將天線指向與無線頻率吸收材料對齊的機頂盒(open box)中或將天線指向沒有產生反射的目標的區(qū)域中。在選定范圍的設定中逐步進行增益調節(jié)(例如，參見圖3B，參考標號336)并且記錄指示差分噪聲的輸出電平(例如，IF電平338或其它合適的信號電平)(步驟906)。與最低檢測出的AM噪聲電平相關的增益設定被確定(步驟908)，然后被保存(步驟910)。在操作過程中，應用與最低檢測出的AM噪聲電平相關的增益設定，并且進行噪聲消除場干擾測量(步驟912)。在可替換的實施方式中，可通過不同的方式調節(jié)增益。例如，可調節(jié)增益元件包括在檢測信號路徑之一中，以相對于另一個檢測信號增加或減小該檢測信號的增益?？商鎿Q地，改變元件的偏置，例如一個或多個晶體管的偏置電平。隨著檢測器路徑中的一條的增益 改變，噪聲電平將下降至最小值。通過觀察關于每個偏置控制步驟的噪聲電平，可確定出其中隨著偏置控制離開最佳區(qū)域，噪聲開始增加的增益設定(例如，增加或減小偏置控制電壓使其在最小噪聲條件下的偏置控制電壓之上或之下)。在具體的實施方式中，在距離最小點的選定偏移處定義閾值。確定噪聲等于閾值所在的增益設定(即，最小噪聲將位于兩個閾值之間，但可以是相對“平坦的”，使最小噪聲點的直接測量變得不太精確)。通過在上述所確定的兩個閾值的增益設定之間選擇增益設定，設定最好LO噪聲除去的最佳點。在使用超過兩個檢測器的實施方式中(例如，參見圖4)，可將組合的檢測器信號(例如，網絡402或網絡404的輸出)的增益調節(jié)成實現(xiàn)最小AM噪聲。圖9B是根據(jù)實施方式的在具有AM產生器的校準場干擾感測系統(tǒng)中校準噪聲的方法920的流程圖。將高頻信號(例如，LO信號)施加至場干擾感測系統(tǒng)的天線、第一檢測器和第二檢測器(步驟922)。第一檢測器和第二檢測器被配置成噪聲消除檢測器(例如，參見圖I-圖3B)。屏蔽天線以使其不接收來自移動目標或其它外部輻射的反射(步驟924)?？稍谑┘痈哳l信號之前或之后，并且在施加校準信號之前或之后進行屏蔽，只要在測量順序開始前屏蔽到位即可。將仿真LO的AM噪聲的校準信號或工作頻率(例如，LO頻率加上邊頻帶)處的信號施加至噪聲消除下變頻檢測器系統(tǒng)中的第一檢測器和第二檢測器(例如，參見圖1、2A、3B)。在具體的實施方式中，使用系統(tǒng)產生的AM信號來調制LO (例如，參見圖7B，參考標號756、788,744)(步驟926)。在所選的設定范圍內逐步進行增益調節(jié)，并且記錄用于指示差分噪聲的輸出電平(例如，IF電平或其它合適的信號電平)(步驟928)。與最低檢測出的AM信號(AM噪聲)電平相關聯(lián)的增益設定被確定(步驟930)，并且被保存(步驟932)。在操作過程中，與最低檢測出的AM信號輸出電平相關聯(lián)的增益設定被應用(步驟934)，并且進行噪聲消除場干擾測量(步驟936)。盡管已經參照優(yōu)選的實施方式或實施方式描述了本發(fā)明，但本領域的技術人員應當理解，在不背離本發(fā)明的范圍的前提下，可進行各種變化，以及對其元件進行等同替代。此外，在不背離本發(fā)明的實質范圍的前提下，可進行許多修改以適合屬于本發(fā)明的教導的特定情形或材料。因此，意指本發(fā)明并不局限于所公開的特定實施方式來作為實施本發(fā)明所預期的最佳方式，而是本發(fā)明應當包括落在所附權利要求書的保護范圍內的所有實施方式。本文中所描述的所有元件、部件以及步驟是優(yōu)選包括的。應當理解，這些元件、部件或步驟中的任一個可由其他元件、部件以及步驟來替換，或可被一起刪除，這對于本領域的技術人員來說是顯而易見的。發(fā)明構思本文至少披露了下面的構思。構思I. 一種檢測器系統(tǒng)包括第一檢測器，所述第一檢測器被配置成檢測具有調幅(“AM”)噪聲的第一高頻信號，以產生至少具有第一檢測AM噪聲信號成分和解調信號成分的第一檢測信號；第二檢測器，所述第二檢測器被配置成檢測具有所述AM噪聲的第二高頻信號，以產生至少具有第二檢測AM噪聲信號成分的第二檢測信號；以及代數(shù)組合網絡，將所述第一檢測信號和所述第二檢測信號組合以通過所述第二檢測AM噪聲信號成分消除所述第一檢測AM噪聲信號成分，來產生包括所述解調信號成分的輸出信號。構思2.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一高頻信號包括本地高頻信號和接收到的高頻信號，所述解調信號成分位于所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號之間的差頻處。構思3.根據(jù)構思2所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第二高頻信號是所述本地高頻信號。構思4.根據(jù)構思2所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第二高頻信號包括所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號，所述第二檢測信號還包括位于所述差頻處的第二解調信號成分。構思5.根據(jù)構思4所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述代數(shù)組合網絡的輸出信號還包括添加到所述解調信號成分的所述第二解調信號成分。構思6.根據(jù)構思2所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述接收到的高頻信號是所述本地高頻信號的反射信號。構思7.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，還包括高頻代數(shù)組合網絡，所述高頻代數(shù)組合網絡將所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號組合，并且將所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號提供給所述第一檢測器。構思8.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述代數(shù)組合網絡具有反相輸入端和正相輸入端，所述第一檢測信號被提供給所述正相輸入端并且所述第二檢測信號被提供給所述反相輸入端。構思9.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一高頻信號包括本地高頻信號和接收到的高頻信號，所述輸出信號位于差頻處。構思10.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，還包括高頻代數(shù)組合網絡，所述高頻代數(shù)組合網絡被配置成接收本地高頻信號和接收到的高頻信號并且將所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號提供給所述第一檢測器，并且將所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號的反相信號提供給所述第二檢測器，所述第二檢測器產生具有所述第二檢測AM噪聲信號成分和反相解調信號成分的所述第二檢測信號。、
構思11.根據(jù)構思10所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述高頻代數(shù)組合網絡具有反相輸入端和正相輸入端，所述第一檢測信號被提供給所述正相輸入端并且所述第二檢測信號被提供給所述反相輸入端以產生反相AM噪聲信號成分和第二解調信號成分，所述輸出信號是所述解調信號成分和所述第二解調信號成分的和，并且所述反相AM噪聲信號成分將所述AM噪聲信號成分消除。構思12.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一檢測器包括第一單二極管檢測器，并且所述第二檢測器包括第二單二極管檢測器。構思13.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一檢測器包括第一雙二極管檢測器，并且所述第二檢測器包括第二雙二極管檢測器。構思14.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一檢測器包括第一二極管電壓倍增器，并且所述第二檢測器包括第二二極管電壓倍增器。構思15.根據(jù)構思10所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述高頻代數(shù)組合網絡包括 經過所述高頻代數(shù)組合網絡的第一接收信號路徑，經過所述高頻代數(shù)組合網絡的第二接收信號路徑，經過所述高頻代數(shù)組合網絡的第一 LO信號路徑，經過所述高頻代數(shù)組合網絡的第二 LO信號路徑，第一高頻組合器，將所述第一接收信號路徑中的接收信號和所述第一 LO信號路徑中的LO信號組合，并且將第一組合信號提供給所述第一檢測器，以及第二高頻組合器，將所述第二接收信號路徑中的接收信號和所述第二 LO信號路徑中的LO信號組合，并且將第二組合信號提供給所述第二檢測器。構思16.根據(jù)構思15所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一組合信號是所述LO信號加上所述接收信號，并且所述第二組合信號是所述LO信號減去所述接收信號。構思17.根據(jù)構思I所述的檢測器系統(tǒng)，還包括第二代數(shù)組合網絡，所述第二代數(shù)組合網絡設置在所述第一檢測器和所述代數(shù)組合網絡之間的，所述第二代數(shù)組合網絡具有連接至所述代數(shù)組合網絡的第一正相輸入端的第一正輸出端；和連接至所述代數(shù)組合網絡的第一反相輸入端的第一負輸出端。構思18.根據(jù)構思17所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第二檢測信號還包括第二解調信號成分，所述檢測器系統(tǒng)還包括設置在所述第二檢測器和所述代數(shù)組合網絡之間的第三代數(shù)組合網絡，所述第三代數(shù)組合網絡具有連接至所述代數(shù)組合網絡的第二反相輸入端的第二正輸出端以及連接至所述代數(shù)組合網絡的第二正相輸入端的第二負輸出端。構思19.根據(jù)構思18所述的檢測器系統(tǒng)，還包括可調節(jié)增益級，所述可調節(jié)增益級設置于所述代數(shù)組合網絡與所述第二代數(shù)組合網絡和所述第三代數(shù)組合網絡中的一個之間。構思20.根據(jù)構思19所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第二檢測AM噪聲信號成分等于所述第一檢測AM噪聲信號成分乘上增益因子，所述可調節(jié)增益級使所述第二檢測出AM噪聲信號成分除以所述增益因子。
權利要求
1.一種檢測器系統(tǒng),包括 第一檢測器，所述第一檢測器被配置成檢測具有調幅(“AM”)噪聲的第一高頻信號，以產生至少具有第一檢測AM噪聲信號成分和解調信號成分的第一檢測信號； 第二檢測器，所述第二檢測器被配置成檢測具有所述AM噪聲的第二高頻信號，以產生至少具有第二檢測AM噪聲信號成分的第二檢測信號；以及 代數(shù)組合網絡，所述代數(shù)組合網絡將所述第一檢測信號和所述第二檢測信號組合，以通過所述第二檢測AM噪聲信號成分消除所述第一檢測AM噪聲信號成分，來產生包括所述解調信號成分的輸出信號。
2.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一高頻信號包括本地高頻信號和接收到的高頻信號，所述解調信號成分位于所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號之間的差頻處。
3.根據(jù)權利要求2所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第二高頻信號是所述本地高頻信號。
4.根據(jù)權利要求2所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第二高頻信號包括所述本地高頻信 號和所述接收到的高頻信號，所述第二檢測信號還包括位于所述差頻處的第二解調信號成分。
5.根據(jù)權利要求4所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述代數(shù)組合網絡的輸出信號還包括添加到所述解調信號成分的所述第二解調信號成分。
6.根據(jù)權利要求2所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述接收到的高頻信號是所述本地高頻信號的反射信號。
7.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，還包括高頻代數(shù)組合網絡，所述高頻代數(shù)組合網絡將所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號組合，并且將所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號提供給所述第一檢測器。
8.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述代數(shù)組合網絡具有反相輸入端和正相輸入端，所述第一檢測信號被提供給所述正相輸入端，并且所述第二檢測信號被提供給所述反相輸入端。
9.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一高頻信號包括本地高頻信號和接收到的高頻信號，所述輸出信號位于差頻處。
10.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，還包括高頻代數(shù)組合網絡，所述高頻代數(shù)組合網絡被配置成接收本地高頻信號和接收到的高頻信號，并且將所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號提供給所述第一檢測器，并且將所述本地高頻信號和所述接收到的高頻信號的反相信號提供給所述第二檢測器，所述第二檢測器產生具有所述第二檢測AM噪聲信號成分和反相解調信號成分的所述第二檢測信號。
11.根據(jù)權利要求10所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述代數(shù)組合網絡具有反相輸入端和正相輸入端，所述第一檢測信號被提供給所述正相輸入端，并且所述第二檢測信號被提供給所述反相輸入端以產生反相AM噪聲信號成分和第二解調信號成分，所述輸出信號是所述解調信號成分和所述第二解調信號成分的和，并且所述反相AM噪聲信號成分將所述AM噪聲信號成分消除。
12.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一檢測器包括第一單二極管檢測 器，并且所述第二檢測器包括第二單二極管檢測器。
13.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一檢測器包括第一雙二極管檢測器，并且所述第二檢測器包括第二雙二極管檢測器。
14.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一檢測器包括第一二極管電壓倍增器，并且所述第二檢測器包括第二二極管電壓倍增器。
15.根據(jù)權利要求10所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述高頻代數(shù)組合網絡包括 經過所述高頻代數(shù)組合網絡的第一接收信號路徑， 經過所述高頻代數(shù)組合網絡的第二接收信號路徑， 經過所述高頻代數(shù)組合網絡的第一 LO信號路徑， 經過所述高頻代數(shù)組合網絡的第二 LO信號路徑， 第一高頻組合器，所述第一高頻組合器將所述第一接收信號路徑中的接收信號和所述第一 LO信號路徑中的LO信號組合，并且將第一組合信號提供給所述第一檢測器，以及 第二高頻組合器，所述第二高頻組合器將所述第二接收信號路徑中的接收信號和所述第二 LO信號路徑中的LO信號組合，并且將第二組合信號提供給所述第二檢測器。
16.根據(jù)權利要求15所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第一組合信號是所述LO信號加上所述接收信號，并且所述第二組合信號是所述LO信號減去所述接收信號。
17.根據(jù)權利要求I所述的檢測器系統(tǒng)，還包括設置在所述第一檢測器和所述代數(shù)組合網絡之間的第二代數(shù)組合網絡，所述第二代數(shù)組合網絡具有連接至所述代數(shù)組合網絡的第一正相輸入端的第一正輸出端以及連接至所述代數(shù)組合網絡的第一反相輸入端的第一負輸出端。
18.根據(jù)權利要求17所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第二檢測信號包括第二解調信號成分，所述檢測器系統(tǒng)還包括設置在所述第二檢測器和所述代數(shù)組合網絡之間的第三代數(shù)組合網絡，所述第三代數(shù)組合網絡具有連接至所述代數(shù)組合網絡的第二反相輸入端的第二正輸出端以及連接至所述代數(shù)組合網絡的第二正相輸入端的第二負輸出端。
19.根據(jù)權利要求18所述的檢測器系統(tǒng)，還包括可調節(jié)增益級，所述可調節(jié)增益級位于所述代數(shù)組合網絡與所述第二代數(shù)組合網絡和所述第三代數(shù)組合網絡中的一個之間。
20.根據(jù)權利要求19所述的檢測器系統(tǒng)，其中，所述第二檢測AM噪聲信號成分等于所述第一檢測AM噪聲信號成分乘上增益因子，所述可調節(jié)增益級使所述第二檢測AM噪聲信號成分除以所述增益因子。
全文摘要
一種檢測系統(tǒng)，具有第一檢測器，被配置成檢測具有調幅(“AM”)噪聲的第一高頻信號以產生至少具有第一檢測AM噪聲信號成分和解調信號成分的第一檢測信號；以及第二檢測器，被配置成檢測具有AM噪聲的第二高頻信號以產生至少具有第二檢測AM噪聲信號成分的第二檢測信號。代數(shù)組合網絡將第一檢測信號和第二檢測信號組合以通過第二檢出測AM噪聲信號成分消除第一檢測AM噪聲信號成分，來產生包括解調信號成分的輸出信號。
文檔編號G01S7/02GK102725651SQ201080057826
公開日2012年10月10日 申請日期2010年11月1日 優(yōu)先權日2009年11月2日
發(fā)明者克里斯托弗·E·斯圖爾特, 史蒂文·H·古迪, 格蘭特·E·穆蘭頓 申請人:行星發(fā)明有限責任公司