專利名稱：一種減小衛(wèi)星導航接收機中adc量化噪聲的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通訊技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及衛(wèi)星導航接收機系統(tǒng)以及一種減小衛(wèi)星導航接收機中ADC量化噪聲的方法。
背景技術(shù)：
全球衛(wèi)星導航系統(tǒng)(GNSS)目前有美國全球定位系統(tǒng)(GPS)、俄羅斯全球衛(wèi)星導航系統(tǒng)(GL0NASS)、歐洲伽利略衛(wèi)星定位系統(tǒng)(Galileo)、以及發(fā)展中的中國北斗定位系統(tǒng)， 它們能提供全天候、實時、連續(xù)的高精度位置信息，已經(jīng)廣泛應用于各類軍用和民用目標的定位、導航、授時和精密測量，目前衛(wèi)星導航產(chǎn)業(yè)已經(jīng)成為全球電子信息產(chǎn)業(yè)中，繼移動通信和互聯(lián)網(wǎng)之后又一個發(fā)展最快的經(jīng)濟增長點。衛(wèi)星導航應用技術(shù)的進步是以接收機為核心的。20多年來接收機理論和應用技術(shù)不斷發(fā)展，隨著半導體技術(shù)以摩爾定律發(fā)展進步，接收機性能大幅提高的同時，重量顯著減輕，成本不斷降低，民用接收機技術(shù)的發(fā)展反過來也大大地促進了軍用技術(shù)的進步。這期間涌現(xiàn)了大批不同種類的應用終端，如車輛導航儀、個人導航儀(PND)、定位手機、導航手機、 行駛記錄儀、監(jiān)控終端等，種類豐富功能強大。各種各樣的應用服務系統(tǒng)，如移動位置服務 (LBS)系統(tǒng)、車輛信息系統(tǒng)(Telematics)、實時智能交通信息系統(tǒng)、不停車收費系統(tǒng)、車隊管理系統(tǒng)、物流運輸系統(tǒng)，以及多種多樣的專業(yè)應用系統(tǒng)，日新月異的進入市場和產(chǎn)業(yè)，形成明顯的生產(chǎn)力，對于提高生產(chǎn)效率，提高服務水平，改善生活質(zhì)量，推動經(jīng)濟發(fā)展，發(fā)揮著積極作用。衛(wèi)星導航接收機中，射頻前端輸出的中頻信號在進入基帶處理器之前首先要由模 /數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。為了降低成本，衛(wèi)星導航接收機通常采用4bit以下的較低精度的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(ADC)。由此帶來的量化噪聲，使系統(tǒng)信噪比惡化，靈敏度和定位精度降低。 大多數(shù)現(xiàn)有自動增益控制方法都無法對減小ADC的量化噪聲起作用?，F(xiàn)有的大多數(shù)自動增益控制(AGC)方法都是基于接收信號的平均功率。它們從一段時間的樣本來估計接收信號的平均功率，并將該估計平均功率和參考功率進行比較，該參考功率是接收信號的期望功率電平。估計功率與參考功率之差用于調(diào)節(jié)接收機的可變增益放大器的前端功率增益。然而這種傳統(tǒng)自動增益控制方法具有以下問題由于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的限幅效應，這種傳統(tǒng)自動增益控制方法受模數(shù)變換器的影響。如果輸入信號電平比期望功率電平即參考電平高得多，則輸入信號幅度將超出模數(shù)轉(zhuǎn)換器的動態(tài)范圍。傳統(tǒng)AGC不能準確估計模數(shù)轉(zhuǎn)換器后的信號電平，因此更高幅度的信號已被限幅了。因此，當考慮模數(shù)轉(zhuǎn)換器引入的限幅效應時，傳統(tǒng)AGC不能準確估計信號功率，或者不能準確估計增益誤差。另外，因為傳統(tǒng)AGC不能準確估計信號功率，所以將逐步調(diào)節(jié)可變增益放大器的增益，這將導致傳統(tǒng)AGC需要更長調(diào)節(jié)周期。因此需要開發(fā)一種新的控制方法和設(shè)備，來減小模/數(shù)轉(zhuǎn)化過程中的量化噪聲， 獲得最佳信噪比。

發(fā)明內(nèi)容
一種減小衛(wèi)星導航接收機中ADC量化噪聲的方法，包括以下步驟步驟I、接收到的RF射頻輸入信號，經(jīng)過混頻、濾波、放大和模/數(shù)轉(zhuǎn)化器后，轉(zhuǎn)換為數(shù)字化的輸入信號；步驟2 :根據(jù)接收到的符合高斯分布規(guī)律的衛(wèi)星信號，按照模/數(shù)變換器的位數(shù)， 計算出使得模/數(shù)變換器的量化噪聲與輸入信號功率之比達到最小值的電平，即最佳匹配電平；步驟3、根據(jù)輸入信號滿足最佳匹配電平時的概率來控制可變增益放大器；即通過計數(shù)器統(tǒng)計ADC各輸出電平的數(shù)量以及最高輸出電平的數(shù)量，計數(shù)器對ADC各輸出電平的最大計數(shù)量一定，那么計數(shù)器統(tǒng)計的最高輸出電平數(shù)量就反應其在ADC各輸出電平中所占的概率；由此根據(jù)最高輸出電平數(shù)量的大小來控制可變增益放大器，最終使得模/數(shù)變換器的量化噪聲與輸入信號功率之比達到最小值，從而減小衛(wèi)星導航接收機中模/數(shù)變換器的量化噪聲。進一步地，根據(jù)權(quán)利要求I所述的減小衛(wèi)星導航接收機中ADC量化噪聲的方法，其特征在于步驟2中，計算由ADC量化噪聲造成的衛(wèi)星導航接收機相關(guān)器輸出端信噪比的惡化量，并由此推導出使這一惡化量達到最小時的輸入信號最佳匹配電平；以及確定此時輸入信號的分布，或者輸入信號為最佳匹配時的電平值；根據(jù)輸入信號為最佳匹配時的電平， 或者輸入信號的分布和ADC溢出概率，來確定增益誤差，控制所述可變增益放大器。進一步地，步驟3中預先計算輸入信號為最佳電平時ADC的溢出概率，然后統(tǒng)計實際過程中ADC的溢出概率，計算二者之差。進一步地，其中利用計數(shù)器對使得ADC溢出的輸入信號的數(shù)量進行統(tǒng)計，以獲得 ADC溢出概率，并由它與ADC理想溢出概率相比較來計算增益誤差。本發(fā)明的有益效果是避免了傳統(tǒng)自動增益控制方法受模數(shù)變換器限幅效應的影響。另外，由于采用信號分布概率控制的方法，提高了 AGC的響應時間。


圖I是示出具有自動增益控制裝置的接收機結(jié)構(gòu)示意圖，用于理解本發(fā)明；圖2是示出該自動增益控制裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；圖3是示出發(fā)送給模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的模擬信號分布的示意圖；圖4是示出發(fā)自模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的數(shù)字信號的分布的說明性圖；圖5是示出自動增益控制裝置確定接收信號分布并估計增益誤差c過程的流程圖；圖6是示出根據(jù)本發(fā)明實現(xiàn)自動增益控制的過程的流程圖。其中，I-A :低噪聲放大器、混頻器與濾波器；1-B :可變增益放大器；1_C :模/數(shù)轉(zhuǎn)換器；1_D :基帶；1-E 自動增益控制；2-A :接收裝置；2-B :確定裝置；2_C :控制裝置。
具體實施例方式下面結(jié)合附圖和具體實施方式
對本發(fā)明作進一步描述
圖I示出了具有自動增益控制裝置的接收機結(jié)構(gòu)示意圖，其中通過自動增益控制裝置I-E調(diào)節(jié)中頻信號電平，使其與ADC匹配。下面說明接收機I-X的配置和工作過程。為了說明，此處的衛(wèi)星導航接收機I-X只是給出了一個最基本的配置，如圖I所示，接收機I-X包括低噪聲放大器、混頻器與濾波器1-A、可變增益放大器(VGA) 1-B、模/數(shù)轉(zhuǎn)換器1-C、基帶I-D和自動增益控制裝置I-E。步驟I、接收到的RF射頻輸入信號，經(jīng)過混頻、濾波、放大和模/數(shù)轉(zhuǎn)化器后，轉(zhuǎn)換為數(shù)字化的輸入信號；其中接收到的時域衛(wèi)星導航信號首先通過低噪聲放大器、混頻器與濾波器1-A， 經(jīng)過VGA I-B放大以獲得中頻模擬信號r(n)，然后中頻模擬信號r(n)發(fā)送給模/數(shù)轉(zhuǎn)換器1-C，獲得中頻數(shù)字信號x(n)。中頻數(shù)字信號X (η)是基帶I-D的輸入，由基帶I-D處理后的信號從接收機I-X輸出。步驟2 :根據(jù)接收到的符合高斯分布規(guī)律的衛(wèi)星信號，按照模/數(shù)變換器的位數(shù)， 計算出使得模/數(shù)變換器的量化噪聲與輸入信號功率之比達到最小值的電平，即最佳匹配電平。理論上，通過代表VGA I-B的期望增益(就是滿足中頻模擬信號電平與ADC匹配時的增益)的目標增益來獲得中頻模擬信號r (η)。然而，在接收信號的放大過程中，VGA I-B的增益通常不同于目標增益。我們用增益誤差c來代表當前增益與目標增益之比。如圖I所示，當c = 1，即在期望條件下，模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入為r (η);當在其它條件下，模/數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸入為r’ (n),r(n)和r’ (η)的關(guān)系如下r’ (η) = c X r (η)設(shè)ADC輸入端信號電壓為uUstep，其量化值為[u]。u是一個隨機變量，其概率密度函數(shù)為P (U),則量化噪聲方差為of為σ2 = Γ (u -[u])2 p(u)du
J-co通常情況下，衛(wèi)星導航接收機中，中頻信號中的射頻前端器件噪聲功率是有用信號功率的100倍以上。因此總信號的電壓分布幾乎就是射頻前端器件噪聲電壓的分布，即均值為O的正態(tài)分布,總信號電壓的方差為。52，則其概率密度函數(shù)為
r2
I--p(u) = J- e 2σ'
Λ/2πσ5圖3給出了 r(n)的分布。如果當前增益等于目標增益的時候，即c = 1，則r’(η) 即為期望值r(n);如果當前增益大于目標增益，即c> 1，則r’(η)大于期望值r (η)，即ADC 溢出時某一量化電平的概率要大于預先設(shè)定值(匹配時的值)；如果當前增益小于目標增益，即c< 1，則r’ (η)小于期望值r (η)，即ADC的溢出概率要小于預先設(shè)定值(匹配時的值)。計算ADC的最佳匹配電平，即為使ADC的量化噪聲與輸入信號功率之比達到最小時的輸入電平。以2位ADC為例，[u]的表達式為
權(quán)利要求
1.一種減小衛(wèi)星導航接收機中ADC量化噪聲的方法，包括以下步驟步驟I、接收到的RF射頻輸入信號，經(jīng)過混頻、濾波、放大和模/數(shù)變換器后，轉(zhuǎn)換為數(shù)字化的輸入信號；步驟2 :根據(jù)接收到的信號電平符合高斯分布規(guī)律的衛(wèi)星信號，按照模/數(shù)變換器的位數(shù)，計算出使得模/數(shù)變換器的量化噪聲與輸入信號功率之比達到最小值的電平，即最佳匹配電平；步驟3、根據(jù)輸入信號滿足最佳匹配電平時的概率來控制可變增益放大器；即通過計數(shù)器統(tǒng)計ADC各輸出電平的數(shù)量以及最高輸出電平的數(shù)量，計數(shù)器對ADC各輸出電平的最大計數(shù)量一定，那么計數(shù)器統(tǒng)計的最高輸出電平數(shù)量就反應其在ADC各輸出電平中所占的概率；由此根據(jù)最高輸出電平數(shù)量的大小來控制可變增益放大器，最終使得模/數(shù)變換器的量化噪聲與輸入信號功率之比達到最小值，從而減小衛(wèi)星導航接收機中模/數(shù)變換器的量化噪聲。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的減小衛(wèi)星導航接收機中ADC量化噪聲的方法，其特征在于 步驟2中，計算由ADC量化噪聲造成的衛(wèi)星導航接收機相關(guān)器輸出端信噪比的惡化量，并由此推導出使這一惡化量達到最小時的輸入信號最佳匹配電平；以及確定此時輸入信號的分布，或者輸入信號為最佳匹配時的電平值；根據(jù)輸入信號為最佳匹配時的電平，或者輸入信號的分布和ADC溢出概率，來確定增益誤差，控制所述可變增益放大器。
3.根據(jù)權(quán)利要求I所述的減小衛(wèi)星導航接收機中ADC量化噪聲的方法，其特征在于 步驟3中預先計算輸入信號為最佳電平時ADC的溢出概率，然后統(tǒng)計實際過程中ADC的溢出概率，計算二者之差。
4.根據(jù)權(quán)利要求I所述的減小衛(wèi)星導航接收機中ADC量化噪聲的方法，其特征在于 其中利用計數(shù)器對使得ADC溢出的輸入信號的數(shù)量進行統(tǒng)計，以獲得ADC溢出概率，并由它與ADC理想溢出概率相比較來計算增益誤差。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種減小衛(wèi)星導航接收機中ADC量化噪聲的方法，包括以下步驟步驟1接收到的RF射頻輸入信號，經(jīng)過混頻、濾波、放大和模/數(shù)變換器后，轉(zhuǎn)換為數(shù)字化的輸入信號；步驟2根據(jù)該信號電平符合高斯分布規(guī)律的特點，按照需要的模/數(shù)變換器的位數(shù)，計算出使得模/數(shù)變換器的量化噪聲與輸入信號功率之比達到最小值的信號電平，即最佳匹配電平；步驟3根據(jù)輸入信號滿足最佳匹配電平時的概率來控制可變增益放大器；避免了傳統(tǒng)自動增益控制方法受模數(shù)變換器限幅效應的影響。另外，由于采用信號分布概率控制的方法，提高了AGC的響應時間。
文檔編號G01S19/21GK102590828SQ201210033260
公開日2012年7月18日 申請日期2012年2月15日 優(yōu)先權(quán)日2012年2月15日
發(fā)明者張步青, 葛健, 趙坤 申請人:北京中科貝銀科技有限公司, 貝銀(北京)電子科技有限公司