專利名稱：基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，屬于智能電網(wǎng)中校驗設備的硬件平臺開發(fā)領域。
背景技術：
現(xiàn)階段，我國智能電網(wǎng)發(fā)展已經(jīng)進入到規(guī)?；娜娼ㄔO階段，電網(wǎng)的安全穩(wěn)定運行和經(jīng)濟建設與居民生活息息相關，在電網(wǎng)的智能化進程中這一點依然是貫穿始終的根本要求。隨著電子式互感器在智能電網(wǎng)中廣泛應用，對電子式互感器的技術指標和參數(shù)要求越來越全面和深入，很多已經(jīng)從行業(yè)規(guī)范和標準層面進行了明確化。電子式互感器的絕對延時時間，是指電子式互感器一次側工頻模擬量出現(xiàn)某一量 值的時刻，到電子式互感器合并單元(MU)輸出口將該量值模擬量對應的數(shù)字采樣值送出的時刻，兩者之間的時間間隔。傳統(tǒng)電磁式互感器是將一次側的高電壓大電流轉換成額定幅值為100V或5A的模擬信號，再輸入到二次側的繼電保護設備、監(jiān)測控制設備、故障錄波裝置、電能計量裝置等自動化設備，一次側到二次側的信號傳變是電磁模擬量的傳輸，這就決定了傳輸?shù)目焖傩院瓦B續(xù)性。而電子式互感器是經(jīng)過了傳感頭變換-信號調理-模數(shù)轉換-插值同步-報文發(fā)送等諸多處理環(huán)節(jié)，然后通過光纖通信網(wǎng)絡輸出采樣值報文，這就決定了一次側到二次側的信號傳變具有延時性和離散性。電子式互感器的傳輸延時，是二次側的智能設備正確測量和正確運行的關鍵性指標參數(shù)，變壓器保護裝置、母線保護裝置、光纖縱聯(lián)差動保護裝置等等這些跨間隔設備，都需要采集多間隔的電子式互感器采樣數(shù)據(jù)，多間隔的同步是需要解決的關鍵問題，而各個間隔的電子式互感器絕對延時時間是實現(xiàn)正確同步的關鍵性指標。同時，電子式互感器的延時時間大小直接關系到二次智能設備的反應速度和動作行為的快慢。國家電網(wǎng)公司在《Q-GDW441-2010智能變電站繼電保護技術規(guī)范》中，規(guī)范了電子式互感器的采樣率優(yōu)先采用4000Hz和12800Hz，輸出接口支持點對點傳輸和組網(wǎng)傳輸，傳輸延時時間不大于2mS。在目前的電子式互感器應用中，因為缺乏行之有效的測試方案和測試技術，因而在生產(chǎn)、聯(lián)調和運行各個環(huán)節(jié)，缺乏對電子式互感器絕對延時時間的有針對性的測試，帶來了工作效率的低下，并存在很大的安全隱患。

發(fā)明內容
目的為了克服現(xiàn)有技術中存在的不足，本發(fā)明提供一種基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，高等級、高精度、兼容性強，經(jīng)濟易行，推動智能電網(wǎng)更良好的發(fā)展。技術方案為解決上述技術問題，本發(fā)明采用的技術方案為一種基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，其特征在于，包括以下步驟一次側的高電壓Ul由現(xiàn)有的升壓系統(tǒng)產(chǎn)生，大電流Il由現(xiàn)有的升流系統(tǒng)產(chǎn)生，高電壓Ul和大電流Il加到被測電子式互感器的一次側，
步驟(I):通過標準電壓互感器和標準電流互感器完成一次側電量到二次側的變換；步驟(2):通過高精度的轉換器將二次側信號轉換成可供AD轉換的小電壓信號；步驟(3):由高精度時鐘節(jié)拍觸發(fā)并控制時序，對小電壓信號進行高精度采集，并提取基波信號的相位φ ，作為電子式互感器一次側工頻模擬量出現(xiàn)的時刻；步驟(4):實時接收電子式互感器的數(shù)字量輸出，采用上述同一個高精度時鐘節(jié)拍標定上時標，并進行時標的消抖處理；由上述同一個高精度時鐘節(jié)拍觸發(fā)信號啟動等采樣率的插值處理，得到新的采樣數(shù)據(jù)，提取基波信號相位92，作為電子式互感器合并單元輸出口將該模擬量對應的數(shù)字采樣值送出的時刻；步驟(5):相位φ 和相位φ2的差值對應的就是時間差，結合當前的實際頻率值，將相位差轉換成時間，即電子式互感器的絕對延時時間。
所述步驟(I)具體是指由標準電壓互感器將高電壓Ul轉變成額定幅值100/# V的電壓U2，由標準電流互感器將大電流Il轉變成額定幅值5Α的電流12。所述步驟(2)具體是指對電壓U2和電流12進行模擬信號采集，設置高精度的無源式轉換器環(huán)節(jié)，即V/ν轉換器將電壓U2轉變成峰峰值在ADC的量程范圍內的小電壓信號U3，I/V轉換器將電流12轉變成小電壓信號U4。所述步驟(3)具體是指以高精度溫補晶振為基準產(chǎn)生IOOMHz時鐘信號c和觸發(fā)脈沖P，觸發(fā)脈沖P每秒產(chǎn)生一次，上升沿觸發(fā)ADC進行一次模數(shù)轉換，時鐘信號C作為節(jié)拍基準控制ADC采樣時序，每次觸發(fā)后獲取時長為80ms的采樣值Dl ;然后對采樣值Dl進行處理，其中設置測頻環(huán)節(jié)，精確測量當前系統(tǒng)頻率值f，測頻誤差控制在O. 005Hz范圍內，采用加Hanning窗的傅氏變換對采樣數(shù)據(jù)Dl進行濾波處理，減小頻譜泄漏的影響，提取基波相位φ 。所述步驟(4)中“實時接收電子式互感器的數(shù)字量輸出，采用上述同一個高精度時鐘節(jié)拍標定上時標，并進行時標的消抖處理”具體是指電子式互感器的合并單元輸出是離散的數(shù)據(jù)幀即報文，檢測系統(tǒng)實時連續(xù)接收采樣值報文，每一幀報文到達時刻以時鐘信號c為基準進行初次時標標定Si ;采用數(shù)字式相位鎖定器的原理對時標Si進行節(jié)拍鎖定以達到消抖的目的，時標消抖處理后的時標為s2 ;鎖定和消抖的處理以s2作為反饋量與Si進行比較，完成鑒相器的過程；鑒相器的輸出經(jīng)過一個數(shù)字低通濾波處理，完成環(huán)路濾波器的功能；濾波器的輸出經(jīng)過一個線性變換得到一個修正步長，以得到下一個s2的輸出值，實現(xiàn)壓控振蕩器的功能；以上過程連續(xù)循環(huán)進行，最終以s2作為電子式互感器數(shù)字量采樣值D2的接收時標。所述步驟(4)中“由上述同一個高精度時鐘節(jié)拍觸發(fā)信號啟動等采樣率的插值處理，得到新的采樣數(shù)據(jù)，提取基波信號相位φ2”具體是指檢測系統(tǒng)中的觸發(fā)脈沖P產(chǎn)生后，還將同時觸發(fā)對于電子式互感器(MU)采樣數(shù)據(jù)的插值處理過程；以觸發(fā)脈沖P的上升沿作為插值的起始時刻，以電子式互感器(MU)的理論采樣間隔時間為步長，對時標為s2的數(shù)據(jù)D2進行等采樣率的分段三次Hermite插值，插值處理后得到采樣數(shù)據(jù)D3，對數(shù)據(jù)D3經(jīng)過同樣的加Hanning窗的傅氏變換，提取基波相位φ2。所述步驟(5)具體是指φ 包含了電子式互感器一次側工頻模擬量出現(xiàn)的時刻，φ2包含了電子式互感器合并單元(MU)將該模擬量對應的數(shù)字量送出的時刻，因而相位差即對應為時間差，也就是絕對延時時間T= (φ1-φ2) /2π/，單位秒。有益效果本發(fā)明提供的一種基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，具有如下特點提高了電子式互感器的測試技術，為電子式互感器的安全穩(wěn)定應用提供保障1、測試方法最大范圍的兼容了已發(fā)展幾十年的相對成熟的傳統(tǒng)互感器測試設備，減少了試驗資金和設備的投入，具有很高的經(jīng)濟性和安全性。2.測試方法中配備完善的信號分析功能，使得測試對外加信號源的電源質量沒有苛刻的要求，可以直接從電網(wǎng)中取得工頻信號作為初級信號源，便于試驗。3.測試方法不依賴于電子式互感器當前的同步狀態(tài)，并且與電子式互感器的額定相位偏移、額定延時時間、采樣率、APPID、ASDU數(shù)目、帶寬等參數(shù)無關，因而可以適用于國內不同廠家不同型號的產(chǎn)品。4.基于高精度模擬量采樣和數(shù)字量插值處理，在統(tǒng)一的時間軸上精確提取相位，進而得到延時時間，從電子式互感器的應用本質上測試了電子式互感器的絕對延時時間。5.對電子式互感器的采樣值報文到達時間節(jié) 拍進行了消抖處理，并對采樣值進行了三次hermite插值算法，使測試結果不受被測互感器的米樣時鐘精度和米樣值傳輸抖動的影響。6.絕對延時時間測試誤差小于IuS,具有較高的測量精度。


圖I為本發(fā)明的絕對延時測試方案邏輯圖。
具體實施例方式下面結合附圖對本發(fā)明作更進一步的說明。本發(fā)明提出的電子式互感器絕對延時檢測方法，盡量考慮到了現(xiàn)有條件，試驗中，一次側的高電壓Ul由現(xiàn)有的升壓系統(tǒng)產(chǎn)生，大電流Il由現(xiàn)有的升流系統(tǒng)產(chǎn)生，高電壓和大電流加到被測電子式互感器的一次側。標準電壓互感器和標準電流互感器完成一次側電量到二次側的變換，通過高精度的轉換器再將信號轉換成可供AD轉換的小電壓信號。由高精度時鐘節(jié)拍觸發(fā)并控制時序，對小電壓信號進行高精度采集，并提取基波信號的相位φ ，作為電子式互感器一次側工頻模擬量出現(xiàn)的時刻。實時接收電子式互感器的數(shù)字量輸出，采用上述同一個時鐘節(jié)拍標定上時標，并進行時標的消抖處理。由上述同一個觸發(fā)信號啟動等采樣率的插值處理，得到新的采樣數(shù)據(jù)，提取基波信號相位矽，作為電子式互感器合并單元(MU)輸出口將該模擬量對應的數(shù)字采樣值送出的時刻。上述兩個相位差對應的就是時間差，結合當前的實際頻率值，將相位差轉換成時間，即電子式互感器的絕對延時時間。如圖I所示，為一種基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，電子式互感器一次側的高電壓Ul由現(xiàn)有的升壓系統(tǒng)產(chǎn)生，大電流Il由現(xiàn)有的升流系統(tǒng)產(chǎn)生，高電壓和大電流加到被測電子式互感器的一次側。標準電壓互感器和標準電流互感器是高精度的測量和檢測用設備，可以達到O. 01級或更高等級，由標準電壓互感器將高電壓Ul轉變成額定幅值100/V的電壓U2，由標準電流互感器將大電流Il轉變成額定幅值5Α的電流12。為了能夠對U2和12進行模擬信號采集，設置了高精度的無源式轉換器環(huán)節(jié)，V/V轉換器將U2轉變成峰峰值在ADC的量程范圍內的小電壓信號U3，I/V轉換器將12轉變成小電壓信號U4, U3和U4進入到高精度高速采集環(huán)節(jié)。模擬電壓信號U3和U4的采集采用TI公司的24位模數(shù)轉換器ADS1252，5V外部基準電源。該ADC采用差分輸入方式，有利于低電平電壓信號接入，采用4階Σ -Λ結構的調制器，可以得到寬動態(tài)范圍和24位無差錯編碼，內部三階數(shù)字濾波器可以濾除電源波紋和其他干擾。采用每周波800點(40KHz)的采樣頻率對U3和U4進行高速采集，AD前端信號調理回路設置有截至頻率為19KHz的二階RC低通濾波，對于本試驗采用電網(wǎng)工頻電壓作為初級信號源，即保證了測量的高帶寬又避免頻率混疊的影響。以高精度溫補晶振為基準產(chǎn)生本檢測系統(tǒng)的IOOMHz時鐘信號c和觸發(fā)脈沖p，觸發(fā)脈沖P每秒產(chǎn)生一次，上升沿觸發(fā)ADC進行一次模數(shù)轉換，時鐘信號C作為節(jié)拍基準控制ADC采樣時序，每次觸發(fā)后獲取時長為80ms的采樣值Dl。因為測試系統(tǒng)中的最初信號源來自電網(wǎng)工頻電壓，所以被測電壓U3和U4的頻率 是在50Hz的±0. 5Hz范圍內波動，對于采樣值Dl的處理中設置測頻環(huán)節(jié)，精確測量當前系統(tǒng)頻率值f，測頻誤差控制在O. 005Hz范圍內。由于能夠精確獲知信號源的頻率，可以允許信號源頻率的正常波動，所以對本測試系統(tǒng)的電源環(huán)節(jié)不用特殊要求，簡化了試驗條件要求。采用加Hanning窗的傅氏變換對采樣數(shù)據(jù)Dl進行濾波處理，減小頻譜泄漏的影響，提取基波相位φ 電子式互感器的合并單元(MU)輸出是離散的數(shù)據(jù)幀(報文)，檢測系統(tǒng)實時連續(xù)接收采樣值報文，每一幀報文到達時刻以時鐘信號c為基準進行初次時標標定Si。由于通信傳輸系統(tǒng)自身的物理層和鏈路層特性，MU即使是以理想的等間隔時序采集，但是經(jīng)過MU的插值同步，數(shù)據(jù)打包，通信接口發(fā)送，通信信道傳輸?shù)纫幌盗协h(huán)節(jié)，采樣值報文達到檢測系統(tǒng)的時標Si已經(jīng)是帶有節(jié)拍抖動的，光纖以太網(wǎng)傳輸嚴重時抖動值甚至達到40微秒，為此，采用數(shù)字式相位鎖定器(DPLL)的原理對時標Si進行節(jié)拍鎖定以達到消抖的目的，時標消抖處理后的時標為s2。鎖定和消抖的處理是以s2作為反饋量與Si進行比較，完成鑒相器的過程；鑒相器的輸出經(jīng)過一個數(shù)字低通濾波處理，完成環(huán)路濾波器的功能；濾波器的輸出經(jīng)過一個線性變換得到一個修正步長，以得到下一個s2的輸出值，實現(xiàn)壓控振蕩器的功能。以上過程連續(xù)循環(huán)進行，最終以s2作為電子式互感器數(shù)字量采樣值D2的接收時標。檢測系統(tǒng)中的觸發(fā)脈沖P產(chǎn)生后，除了觸發(fā)ADC進行模數(shù)轉換外，還將同時觸發(fā)對于MU采樣數(shù)據(jù)的插值處理過程。以觸發(fā)脈沖P的上升沿作為插值的起始時刻，以MU的理論采樣間隔時間為步長，對時標為s2的數(shù)據(jù)D2進行等采樣率的插值。插值算法選用插值多項式的一階導數(shù)連續(xù)，局部屬性優(yōu)于三次樣條插值和拉格朗日插值的分段三次Hermite插值算法，盡可能的提高插值處理的精度，保證原信號的信息完整性，插值處理后得到采樣數(shù)據(jù)D3。至此，得到在統(tǒng)一時序節(jié)拍c控制下的兩組采樣序列Dl和D3，并且兩組采樣的起始時刻是由觸發(fā)脈沖P同時觸發(fā)，對數(shù)據(jù)D3經(jīng)過同樣的加Hanning窗的傅氏變換，提取基波相位φ2。φ 包含了電子式互感器一次側工頻模擬量出現(xiàn)的時刻，φ2包含了電子式互感器合并單元(MU)將該模擬量對應的數(shù)字量送出的時刻，因而相位差即對應為時間差，也就是絕對延時時間Τ = ( φ -φ2) / 2π/，單位秒。以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實施方式，應當指出對于本技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應視為本發(fā)明的保護范圍?！?br> 權利要求
1.一種基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，其特征在于，包括以下步驟一次側的高電壓Ul由現(xiàn)有的升壓系統(tǒng)產(chǎn)生，大電流Il由現(xiàn)有的升流系統(tǒng)產(chǎn)生，高電壓Ul和大電流Il加到被測電子式互感器的一次側， 步驟(I):通過標準電壓互感器和標準電流互感器完成一次側電量到二次側的變換； 步驟(2):通過高精度的轉換器將二次側信號轉換成可供AD轉換的小電壓信號； 步驟(3):由高精度時鐘節(jié)拍觸發(fā)并控制時序，對小電壓信號進行高精度采集，并提取基波信號的相位Φ1，作為電子式互感器一次側工頻模擬量出現(xiàn)的時刻； 步驟(4):實時接收電子式互感器的數(shù)字量輸出，采用上述同一個高精度時鐘節(jié)拍標定上時標，并進行時標的消抖處理；由上述同一個高精度時鐘節(jié)拍觸發(fā)信號啟動等采樣率的插值處理，得到新的采樣數(shù)據(jù)，提取基波信號相位φ2，作為電子式互感器合并單元輸出口將該模擬量對應的數(shù)字采樣值送出的時刻； 步驟(5):相位φ 和相位φ2的差值對應的就是時間差，結合當前的實際頻率值，將相位差轉換成時間，即電子式互感器的絕對延時時間。
2.根據(jù)權利要求I所述的基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，其特征在于，所述步驟(I)具體是指由標準電壓互感器將高電壓Ul轉變成額定幅值100/V3 V的電壓U2，由標準電流互感器將大電流Il轉變成額定幅值5Α的電流12。
3.根據(jù)權利要求I所述的基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，其特征在于，所述步驟(2)具體是指對電壓U2和電流12進行模擬信號采集，設置高精度的無源式轉換器環(huán)節(jié)，即V/V轉換器將電壓U2轉變成峰峰值在ADC的量程范圍內的小電壓信號U3，I/V轉換器將電流12轉變成小電壓信號U4。
4.根據(jù)權利要求I所述的基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，其特征在于，所述步驟(3)具體是指以高精度溫補晶振為基準產(chǎn)生IOOMHz時鐘信號c和觸發(fā)脈沖P，觸發(fā)脈沖P每秒產(chǎn)生一次，上升沿觸發(fā)ADC進行一次模數(shù)轉換，時鐘信號c作為節(jié)拍基準控制ADC采樣時序，每次觸發(fā)后獲取時長為80ms的采樣值Dl ;然后對采樣值Dl進行處理，其中設置測頻環(huán)節(jié)，精確測量當前系統(tǒng)頻率值f，測頻誤差控制在O. 005Hz范圍內，采用加Hanning窗的傅氏變換對采樣數(shù)據(jù)Dl進行濾波處理，減小頻譜泄漏的影響，提取基波相位Φ1。
5.根據(jù)權利要求I所述的基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，其特征在于，所述步驟(4)中“實時接收電子式互感器的數(shù)字量輸出，采用上述同一個高精度時鐘節(jié)拍標定上時標，并進行時標的消抖處理”具體是指電子式互感器的合并單元輸出是離散的數(shù)據(jù)幀即報文,檢測系統(tǒng)實時連續(xù)接收采樣值報文,每一幀報文到達時刻以時鐘信號c為基準進行初次時標標定Si ;采用數(shù)字式相位鎖定器的原理對時標Si進行節(jié)拍鎖定以達到消抖的目的，時標消抖處理后的時標為s2 ;鎖定和消抖的處理以s2作為反饋量與Si進行比較，完成鑒相器的過程；鑒相器的輸出經(jīng)過一個數(shù)字低通濾波處理，完成環(huán)路濾波器的功能；濾波器的輸出經(jīng)過一個線性變換得到一個修正步長，以得到下一個s2的輸出值，實現(xiàn)壓控振蕩器的功能；以上過程連續(xù)循環(huán)進行，最終以s2作為電子式互感器數(shù)字量采樣值D2的接收時標。
6.根據(jù)權利要求I所述的基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，其特征在于，所述步驟(4)中“由上述同一個高精度時鐘節(jié)拍觸發(fā)信號啟動等采樣率的插值處理，得到新的采樣數(shù)據(jù)，提取基波信號相位φ2”具體是指檢測系統(tǒng)中的觸發(fā)脈沖P產(chǎn)生后，還將同時觸發(fā)對于電子式互感器采樣數(shù)據(jù)的插值處理過程；以觸發(fā)脈沖P的上升沿作為插值的起始時刻，以電子式互感器的理論采樣間隔時間為步長，對時標為s2的數(shù)據(jù)D2進行等采樣率的分段三次Hermite插值，插值處理后得到采樣數(shù)據(jù)D3，對數(shù)據(jù)D3經(jīng)過同樣的加Hanning窗的傅氏變換，提取基波相位φ2
7.根據(jù)權利要求I所述的基于相位與時標測量的電子式互感器絕對延時檢測方法，其特征在于，所述步驟(5)具體是指φ1包含了電子式互感器一次側工頻模擬量出現(xiàn)的時刻，φ2包含了電子式互感器合并單元將該模擬量對應的數(shù)字量送出的時刻，因而相位差即對應為時間差，也就是絕對延時時間T = (φ — φ2) /2π/，單位秒。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種基于相位與時標測量的MU絕對延時檢測方法，通過標準電壓互感器和標準電流互感器完成一次側電量到二次側的變換，通過高精度的轉換器再將信號轉換成可供AD轉換的小電壓信號；由高精度時鐘節(jié)拍觸發(fā)并控制時序，對小電壓信號進行高精度采集，并提取基波信號相位φ1，作為MU一次側工頻模擬量出現(xiàn)的時刻；實時接收MU的數(shù)字量輸出，采用同一時鐘節(jié)拍標定上時標，并進行時標的消抖處理；由同一觸發(fā)信號啟動等采樣率的插值處理，得到新的采樣數(shù)據(jù)，提取基波信號相位φ2，作為MU輸出口將該模擬量對應的數(shù)字采樣值送出的時刻；上述兩個相位差對應的就是時間差，結合當前的實際頻率值，將相位差轉換成時間，即MU的絕對延時時間。
文檔編號G01R25/00GK102901874SQ20121044390
公開日2013年1月30日 申請日期2012年11月8日 優(yōu)先權日2012年11月8日
發(fā)明者羅強, 湯漢松, 張耀宇, 周東頂, 張煒, 莫漢宗 申請人:江蘇凌創(chuàng)電氣自動化股份有限公司