本發(fā)明屬于雷達(dá)通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，涉及一種調(diào)諧方法、系統(tǒng)及設(shè)備，特別是涉及一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法、系統(tǒng)及設(shè)備。
背景技術(shù)：
：當(dāng)前，民用的船用雷達(dá)絕大部分是基于磁控管的脈沖雷達(dá)，雷達(dá)發(fā)射短時(shí)間的X波段(9410MHz)或者S波段(3050MHz)微波信號(hào)，一般采用一個(gè)低噪聲的接收前端來對接收到的微波信號(hào)進(jìn)行下變頻，變換至易于處理的中頻信號(hào)(60MHz)，再進(jìn)行放大、檢波等處理，最后送至顯示器顯示。為了抑制額外噪聲，而且受放大器的帶寬限制，中頻信號(hào)的處理帶寬非常有限。另一方面，磁控管的微波輸出并不十分穩(wěn)定，會(huì)隨著溫度、調(diào)制、老化等因素表現(xiàn)出較大的頻率漂移，為了跟蹤磁控管振蕩源的這種不穩(wěn)定變化，接收前端提供一個(gè)調(diào)諧控制端，通過控制調(diào)諧電壓的不同，改變本振的頻率，從而保證輸出中頻的穩(wěn)定。一般對調(diào)諧電壓的自動(dòng)控制采用模擬法，即首先對中頻信號(hào)檢波，從檢波包絡(luò)的極值來獲得最優(yōu)值控制。由于雷達(dá)信號(hào)是持續(xù)時(shí)間極短的脈沖信號(hào)，因此模擬法往往要利用積分電路來累積檢波結(jié)果，為了消除脈沖影響，往往積分時(shí)間較長，該模擬方法存在“入鎖”時(shí)間緩慢與容易“鎖偏”等現(xiàn)象，而且入鎖范圍也非常有限。因此，如何提供一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法、系統(tǒng)及設(shè)備，以解決當(dāng)前技術(shù)中采用模擬法調(diào)諧電壓為消除脈沖影響，而使得積分時(shí)間較長，而產(chǎn)生存在“入鎖”時(shí)間緩慢與容易“鎖偏”等現(xiàn)象，且入鎖范圍有限等缺陷，實(shí)已成為本領(lǐng)域從業(yè)者亟待解決的技術(shù)問題。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：鑒于以上所述現(xiàn)有技術(shù)的缺點(diǎn)，本發(fā)明的目的在于提供一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法、系統(tǒng)及設(shè)備，用于解決現(xiàn)有技術(shù)中采用模擬法調(diào)諧電壓為消除脈沖影響，而使得積分時(shí)間較長以產(chǎn)生存在“入鎖”時(shí)間緩慢與容易“鎖偏”等現(xiàn)象，且入鎖范圍有限的問題。為實(shí)現(xiàn)上述目的及其他相關(guān)目的，本發(fā)明一方面提供一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法，應(yīng)用于其特征在于，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法包括以下步驟：發(fā)射脈沖信號(hào)；所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)；將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻脈沖信號(hào)；對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理；以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。于本發(fā)明的一實(shí)施例中，所述對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理的步驟包括：將所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行濾波。于本發(fā)明的一實(shí)施例中，所述對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理還包括：采用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)處理濾波后的中頻脈沖信號(hào)以形成第一數(shù)字信號(hào)。于本發(fā)明的一實(shí)施例中，所述以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)的步驟具體包括：將所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行低通濾波；采用對低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行離散傅里葉變換以測算低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值；將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值進(jìn)行比較，計(jì)算測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值；根據(jù)誤差值執(zhí)行與所述誤差值對應(yīng)的頻偏調(diào)節(jié)直至所述誤差值為0。于本發(fā)明的一實(shí)施例中，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法還包括：將頻偏調(diào)節(jié)后的第一數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成控制電壓，并將所述控制電壓進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換形成模擬電壓，將所述模擬電壓驅(qū)動(dòng)成符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。于本發(fā)明的一實(shí)施例中，所述脈沖信號(hào)還包括第二脈沖信號(hào)；所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法還包括將所述第二脈沖信號(hào)以天線方式發(fā)射。本發(fā)明另一方面還提供一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)包括：發(fā)射模塊，用于發(fā)射脈沖信號(hào)；所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)；轉(zhuǎn)換模塊，與所述發(fā)射模塊連接，用于將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻脈沖信號(hào)；預(yù)處理模塊，與所述轉(zhuǎn)換模塊連接，用于對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理；調(diào)諧模塊，與所述預(yù)處理模塊連接，用于以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。于本發(fā)明的一實(shí)施例中，所述預(yù)處理模塊包括：濾波單元，用于將所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行濾波；模數(shù)轉(zhuǎn)換單元，與所述濾波單元連接，用于采用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)處理濾波后的中頻脈沖信號(hào)以形成第一數(shù)字信號(hào)。于本發(fā)明的一實(shí)施例中，所述調(diào)諧模塊包括：低通濾波單元，用于將所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行低通濾波；測頻單元，與所述低通濾波單元連接，用于采用對低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行離散傅里葉變換以測算低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值；調(diào)諧控制單元，與所述測頻單元連接，用于將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值進(jìn)行比較，計(jì)算測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值；根據(jù)誤差值執(zhí)行與所述誤差值對應(yīng)的頻偏調(diào)節(jié)直至所述誤差值為0。本發(fā)明另一方面還提供一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備包括：收發(fā)天線，用于發(fā)射脈沖信號(hào)；所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)；雷達(dá)接收前端，用于將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻脈沖信號(hào)；濾波器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器，用于對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理；調(diào)諧器，用于以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。如上所述，本發(fā)明的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法、系統(tǒng)及設(shè)備，具有以下有益效果：本發(fā)明所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法、系統(tǒng)及設(shè)備中提供的數(shù)字法調(diào)諧與模擬法調(diào)諧相比，具有抗干擾能力強(qiáng)，閉環(huán)控制響應(yīng)速度快，調(diào)諧精度高等優(yōu)點(diǎn)，雷達(dá)接收前端穩(wěn)定輸出理想的中頻信號(hào)，且回波圖像清晰，飽滿，目標(biāo)與雜波層次分明，目標(biāo)識(shí)別率得到了有效的提高。附圖說明圖1顯示為本發(fā)明雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法于一實(shí)施例中的流程示意圖。圖2顯示為本發(fā)明雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法中步驟S4的具體流程示意圖。圖3顯示為本發(fā)明DFT頻譜分析的原理框圖。圖4顯示為本發(fā)明雷達(dá)射頻接收前端的原理圖。圖5顯示為本發(fā)明雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)于一實(shí)施例中的原理結(jié)構(gòu)示意圖。圖6顯示為本發(fā)明雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)中調(diào)諧模塊的原理結(jié)構(gòu)示意圖。圖7顯示為本發(fā)明雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備于一實(shí)施例中的結(jié)構(gòu)示意圖。元件標(biāo)號(hào)說明1雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)11信號(hào)產(chǎn)生模塊12調(diào)制模塊13發(fā)射模塊14轉(zhuǎn)換模塊15預(yù)處理模塊16調(diào)諧模塊17后處理單元161低通濾波單元162測頻單元163調(diào)諧控制單元2雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備21脈沖調(diào)制器22磁控管23環(huán)形器24收發(fā)天線25接收前端26濾波器27模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)28調(diào)諧器29數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)20放大驅(qū)動(dòng)器S1～S5步驟具體實(shí)施方式以下通過特定的具體實(shí)例說明本發(fā)明的實(shí)施方式，本領(lǐng)域技術(shù)人員可由本說明書所揭露的內(nèi)容輕易地了解本發(fā)明的其他優(yōu)點(diǎn)與功效。本發(fā)明還可以通過另外不同的具體實(shí)施方式加以實(shí)施或應(yīng)用，本說明書中的各項(xiàng)細(xì)節(jié)也可以基于不同觀點(diǎn)與應(yīng)用，在沒有背離本發(fā)明的精神下進(jìn)行各種修飾或改變。需說明的是，在不沖突的情況下，以下實(shí)施例及實(shí)施例中的特征可以相互組合。需要說明的是，以下實(shí)施例中所提供的圖示僅以示意方式說明本發(fā)明的基本構(gòu)想，遂圖式中僅顯示與本發(fā)明中有關(guān)的組件而非按照實(shí)際實(shí)施時(shí)的組件數(shù)目、形狀及尺寸繪制，其實(shí)際實(shí)施時(shí)各組件的型態(tài)、數(shù)量及比例可為一種隨意的改變，且其組件布局型態(tài)也可能更為復(fù)雜。本發(fā)明所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法、系統(tǒng)及設(shè)備的技術(shù)原理如下：脈沖雷達(dá)的工作原理：脈沖信號(hào)產(chǎn)生發(fā)射脈沖，經(jīng)過調(diào)制后激發(fā)磁控管發(fā)出高強(qiáng)度微波信號(hào)，經(jīng)過環(huán)形器，由A->B通道經(jīng)過天線向外發(fā)射?；夭▌t通過B->C通道接收至接收前端，變換至中頻IF。數(shù)字化調(diào)諧的原理如下：利用磁控管發(fā)射時(shí)，環(huán)形器A->C泄露的信號(hào)，經(jīng)過前端變換至中頻IF，經(jīng)過濾波后，由ADC欠采樣為數(shù)字信號(hào)，利用數(shù)字頻率測量，測量平臺(tái)可以是FPGA，DSP甚至一般的MCU如ARM，計(jì)算出所采集的頻率，再與理想的中頻信號(hào)比如60MHZ比對，求出頻偏誤差；將誤差信號(hào)對應(yīng)成相應(yīng)的控制電壓，由DAC轉(zhuǎn)換成模擬電壓，再放大驅(qū)動(dòng)到符合接收前端電氣特性的TUNE控制信號(hào)，從而改變本振頻率，使得輸出保持理想中頻(60MHz)信號(hào)不變；由頻偏誤差到產(chǎn)生TUNE信號(hào)是一個(gè)閉環(huán)的穩(wěn)定最優(yōu)控制過程。實(shí)施例一本實(shí)施例提供一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法包括以下步驟：發(fā)射脈沖信號(hào)；所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)；將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻脈沖信號(hào)；對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理；以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。以下將結(jié)合圖示對本實(shí)施例所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法。本實(shí)施例所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法，請參閱圖1，顯示為雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法于一實(shí)施例中的流程示意圖。如圖1所示，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法具體包括以下幾個(gè)步驟：S1，產(chǎn)生脈沖信號(hào)，并對所述脈沖信號(hào)進(jìn)行調(diào)制之后發(fā)射所述脈沖信號(hào)。所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)和第二脈沖信號(hào)。所述第一脈沖信號(hào)為回波，也就是說在發(fā)射過程中泄露的脈沖信號(hào)。所述第二脈沖信號(hào)為通過天線向外發(fā)射的脈沖信號(hào)。因此，本步驟中還包括將所述第二脈沖信號(hào)以天線方式發(fā)射。S2，將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換成中頻脈沖信號(hào)。S3，對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理。在本實(shí)施例中，對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理具體包括將所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行濾波和利用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)處理濾波后的中頻脈沖信號(hào)以形成第一數(shù)字信號(hào)。以下將詳細(xì)描述利用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)處理濾波后的中頻脈沖信號(hào)。本實(shí)施例中所述帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)是指Nyquist采樣定律。Nyquist采樣定律指出，對一個(gè)信號(hào)帶寬為[fL,fH]的模擬信號(hào)進(jìn)行采樣，要想使得采樣后的數(shù)字信號(hào)能夠不失真地還原模擬信號(hào)，則必須滿足采樣率fs≥2fH。采樣過程可以表征為輸入信號(hào)和采樣信號(hào)的相乘。因此，對于帶寬為BW＝[fL,fH]的帶通信號(hào)，根據(jù)Nyquist采樣定律，采樣率須為fs≥2fH，然而當(dāng)fH遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號(hào)的帶寬時(shí)，采樣率響應(yīng)會(huì)大大的提高，數(shù)據(jù)量劇增，這不僅對A/D器件的要求提高，而且對采樣之后的數(shù)據(jù)處理速度也帶來了更高的要求與負(fù)擔(dān)。因此，采用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)，即fs≤2fH。帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)所需的采樣頻率比Nyquist低通采樣頻率要低得多，可以使用大于信號(hào)帶寬而非最高頻率2倍的采樣頻率。如果信號(hào)為頻帶有限信號(hào)，其頻帶限制在[fL,fH]，則采樣率只需滿足：公式(1)且無混疊均勻，采樣頻率需滿足公式(2)N*fs≥2fH公式(3)其中，n為大于等于2小于等于N的整數(shù)倍。帶通信號(hào)欠采樣的處理過程為：適當(dāng)?shù)剡x擇采樣頻率fs，通過下變頻，將頻譜搬移至接近零頻的零中頻，使得搬移后的零中頻信號(hào)與采樣頻率之間滿足Nyquist采樣定律，從而使用較低的采樣頻率，以保證信號(hào)不失真。在本實(shí)施例中，中心頻率fc＝60MHz，帶寬30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，如下進(jìn)行采樣頻率fs的選取，設(shè)f1為采樣頻率的下限，f2為采樣頻率的上限。根據(jù)公式(1)，n取2，3，4，5時(shí)，如表1所列采樣頻率表。表1：采樣頻率表n2345f1755037.530f290453022.5表1中上限大于下限的只有n＝2的時(shí)候，且將n代入公式(2)，fs≥80MHz，所以本實(shí)施例中的fs選取范圍為80MHz≤fs≤90MHz。由于采樣率越大，AD轉(zhuǎn)換之后的數(shù)據(jù)量越多，綜合考慮，選擇fs＝80MHz，輸入的中頻信號(hào)fc＝60MHz，與fs混頻之后，我們只需要關(guān)注的是fc'＝20MHz，帶寬30MHz，即本實(shí)施例中輸入的60MHz中頻信號(hào)對應(yīng)20MHz頻點(diǎn)，通過測量該頻點(diǎn)的頻偏，來獲得跟蹤的誤差信號(hào)。S4，以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。請參閱圖2，顯示為步驟S4的具體流程示意圖。如圖2所示，所述步驟S4包括：S41，將所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行低通濾波。在本實(shí)施例中，采用FIR低通濾波器對所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行濾波。由于經(jīng)過上述預(yù)處理后輸出的第一數(shù)字信號(hào)的中心頻率fc'＝20MHz，帶寬30MHz，即BW＝[5，35]，中頻輸入的信號(hào)中心頻率fc＝60MHz，帶寬30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，所以FIR低通濾波器的截止頻率可以設(shè)置在35MHz到45MHz之間，本實(shí)施例將截止頻率設(shè)置為40MHz。以下將詳細(xì)闡述如何將所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行低通濾波。首先選擇合適的窗函數(shù)，需滿足：窗譜主瓣盡可能地窄，以獲得較陡的過渡帶；旁瓣相對值盡可能小，數(shù)量盡可能少，因此，本實(shí)施例采用Kaiser窗設(shè)計(jì)低通濾波器，阻帶衰減為As＝-30dB，帶內(nèi)波動(dòng)小于Ap<1dB。Kaiser窗函數(shù)定義為：公式(4)函數(shù)的冪級數(shù)展開式為：公式(5)根據(jù)Kaiser的公式(4)計(jì)算出濾波器沖激響應(yīng)時(shí)長(Δω為過度帶)和參數(shù)β。通過相關(guān)計(jì)算N選取20，β為2.116。所以低通濾波器函數(shù)公式為：公式(6)其中，濾波系數(shù)如表2所示。表2：濾波系數(shù)表h(0)＝h(19)＝0.0119156132h(1)＝h(18)＝-0.0028900172h(2)＝h(17)＝-0.01758719058h(3)＝h(16)＝-0.0326257706h(4)＝h(15)＝-0.019868524h(5)＝h(14)＝-0.0260659639h(6)＝h(13)＝0.0798828213h(7)＝h(12)＝-0.084327920h(8)＝h(11)＝-0.0321694414h(9)＝h(10)＝0.5590254849S42，采用對低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行離散傅里葉(DFT)變換以測算低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。在本實(shí)施例中，測頻采用DFT快速頻譜分析算法進(jìn)行快速頻譜分析以便得到更高精度的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。FFT算法是所有頻域再從結(jié)果中分析得到的所需數(shù)值，可能會(huì)出現(xiàn)硬件資源不足或芯片容量的限制，而使用DFT算法進(jìn)行計(jì)算，只需計(jì)算所需頻域點(diǎn)數(shù)值，而再從結(jié)果中分析所需的數(shù)值，相比較而言DFT更省資源。根據(jù)DFT算法的公式：公式(7)其中，x(n)是時(shí)域信號(hào)，X(k)是頻域信號(hào)，通過該公式便可以得到時(shí)域信號(hào)的頻譜，根據(jù)公式，DFT頻譜分析的原理請參閱圖3。XS’在式(7)中的控制下，依次數(shù)據(jù)加窗，數(shù)據(jù)下變頻、累加、平方、求和、平方運(yùn)算，最終輸出頻點(diǎn)對應(yīng)的幅度值，即頻譜也就是所述第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。圖3中NCO作用是實(shí)現(xiàn)數(shù)字下變頻，NCO實(shí)時(shí)計(jì)算當(dāng)前頻點(diǎn)所需的正余弦表，節(jié)省了ROM的存儲(chǔ)，NCO使用FPGA內(nèi)部提供的NCOIP核設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)，不占用芯片的存儲(chǔ)資源。NCO的精度會(huì)大大的影響頻譜分析的精度，當(dāng)NCO的輸入精度(位數(shù))越高，NCO控制的步進(jìn)值加入時(shí)，NCO輸出的正余弦能夠比較精準(zhǔn)的輸出相應(yīng)的頻率。相應(yīng)的，頻點(diǎn)對應(yīng)的幅值能夠相對精確到表示出信號(hào)頻譜，頻譜中，幅值最大的頻點(diǎn)即為測頻的輸出值。在本實(shí)施例中，脈沖信號(hào)作為門限信號(hào)，當(dāng)脈沖信號(hào)有效時(shí)，發(fā)射脈沖信號(hào)，且會(huì)泄露到接收前端的第一脈沖信號(hào)與TUNE調(diào)諧電壓控制的本振進(jìn)行混頻，輸出中頻信號(hào)，當(dāng)脈沖信號(hào)無效過程即為回波接收的過程，此過程內(nèi)是不做TUNE調(diào)諧的。所以測頻僅在脈沖信號(hào)有效狀態(tài)下進(jìn)行。S43，將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值進(jìn)行比較，計(jì)算測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值。所述預(yù)定頻率值為理想的中頻信號(hào)，即頻率值為60MHz的信號(hào)。S44，根據(jù)誤差值執(zhí)行與所述誤差值對應(yīng)的頻偏調(diào)節(jié)直至所述誤差值為0(所述誤差值為零為理想值。然而在實(shí)際操作中，該誤差值是趨近于零)。在本實(shí)施例中，脈沖信號(hào)有效期間，測頻開始，且輸出值與理想的中頻信號(hào)(本方案60MHz)比對，求出頻偏誤差；將誤差信號(hào)對應(yīng)成相應(yīng)的數(shù)字量，通過DAC轉(zhuǎn)換成模擬電壓，再放大驅(qū)動(dòng)到符合接收前端電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)，從而改變接收前端的本振頻率，使得接收前端的輸出保持理想中頻信號(hào)不變，該閉環(huán)控制響應(yīng)時(shí)間快，調(diào)諧精度高。具體在本實(shí)施例中，步驟S42具體包括初始化調(diào)諧和雷達(dá)運(yùn)行中自動(dòng)調(diào)諧。所述初始化調(diào)諧是指：當(dāng)雷達(dá)安裝完畢或雷達(dá)工作一段時(shí)間，需要初始化調(diào)諧，根據(jù)接收前端模塊允許的調(diào)諧電壓范圍[Vtmin，Vtmax]，調(diào)諧器接收到調(diào)諧初始化命令后，在脈沖信號(hào)有效的門限內(nèi)，控制DA的輸出調(diào)諧電壓從Vtmin到Vtmax逐漸升高，并記錄測頻輸出為理想中頻信號(hào)時(shí)的DA控制值Dtune，即第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，過程中有可能會(huì)測量到出現(xiàn)2個(gè)或兩個(gè)以上的理想中頻信號(hào)，則選擇幅值最大的，輸出該第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，并記錄Dtune。所述雷達(dá)運(yùn)行中自動(dòng)調(diào)諧：將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值進(jìn)行比較，計(jì)算測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值。當(dāng)測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值小于預(yù)定頻率值，將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值進(jìn)行增大調(diào)諧，即逐漸增大測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，直到測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值基本為0，輸出調(diào)諧好的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值；當(dāng)測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值大于預(yù)定頻率值，將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值進(jìn)行減小調(diào)諧，即逐漸減小測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，直到測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值基本為0。在本實(shí)施例中，為了達(dá)到更快地?cái)?shù)字化調(diào)諧閉環(huán)響應(yīng)，測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值進(jìn)行調(diào)諧增大或減小的步進(jìn)值，要根據(jù)測量值與理想值之間的誤差值來確定，當(dāng)誤差值較大時(shí)，步進(jìn)值適當(dāng)調(diào)大，調(diào)節(jié)過程中誤差值逐漸減小，步進(jìn)也隨之逐漸減小，直至誤差值基本為0。S5，將頻偏調(diào)節(jié)后的第一數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成控制電壓，并將所述控制電壓進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換形成模擬電壓，將所述模擬電壓驅(qū)動(dòng)成符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。在本實(shí)施例中，所述將所述模擬電壓驅(qū)動(dòng)成符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)具體是指將所述模擬電壓再放大驅(qū)動(dòng)到符合接收前端TUNE電壓控制范圍的調(diào)諧控制信號(hào)。在本實(shí)施例中雷達(dá)射頻接收前端的原理圖如圖4所示。根據(jù)雷達(dá)射頻接收前端的原理圖，所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法的具體計(jì)算原理如下：如圖4所示，正常X波段回波為Fin＝9410MHz，VCO輸出Flo＝9350MHz,則，中頻輸出Fif＝Fin-Flo＝9410-9350＝60MHz；FPGA求得差頻為Δf＝0MHz,對應(yīng)V為0V，對應(yīng)的Flo＝9.35GHz。假如Fin升高為Fin＝9415MHz，則Fif＝Fin-Flo＝9415-9350＝65MHz，對應(yīng)的V上升0.2V，引起VCO本振蕩器上升為Flo＝9355MHz，則Fif＝Fin-Flo＝9415-9355＝60MHz，從而實(shí)現(xiàn)了調(diào)諧。不同的VCO壓控靈敏度不同，只需要在FPGA里對應(yīng)不同的控制斜率即可。本實(shí)施例所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法與模擬法調(diào)諧相比，具有抗干擾能力強(qiáng)，閉環(huán)控制響應(yīng)速度快，調(diào)諧精度高等優(yōu)點(diǎn)，雷達(dá)接收前端穩(wěn)定輸出理想的中頻信號(hào)，且回波圖像清晰，飽滿，目標(biāo)與雜波層次分明，目標(biāo)識(shí)別率得到了有效的提高。實(shí)施例二本實(shí)施例提供一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)包括：發(fā)射模塊，用于發(fā)射脈沖信號(hào)；所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)；轉(zhuǎn)換模塊，與所述發(fā)射模塊連接，用于將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻脈沖信號(hào)；預(yù)處理模塊，與所述轉(zhuǎn)換模塊連接，用于對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理；調(diào)諧模塊，與所述預(yù)處理模塊連接，用于以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。以下將結(jié)合圖示對本實(shí)施例所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)進(jìn)行詳細(xì)闡述。本實(shí)施例提供雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)1，請參閱圖5，顯示為雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)于一實(shí)施例中的原理結(jié)構(gòu)示意圖。如圖5所示，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)1包括：信號(hào)產(chǎn)生模塊11、調(diào)制模塊12、發(fā)射模塊13、轉(zhuǎn)換模塊14、預(yù)處理模塊15、調(diào)諧模塊16、及后處理單元17。信號(hào)產(chǎn)生模塊11用于產(chǎn)生脈沖信號(hào)。與所述信號(hào)產(chǎn)生模塊11連接的調(diào)制模塊12用于對產(chǎn)生的脈沖信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，與所述調(diào)制模塊12連接的發(fā)射模塊13用于發(fā)射所述脈沖信號(hào)。所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)和第二脈沖信號(hào)。所述第一脈沖信號(hào)為回波，也就是說在發(fā)射過程中泄露的脈沖信號(hào)。所述第二脈沖信號(hào)為以天線方式發(fā)射的脈沖信號(hào)。因此，本步驟中還包括將所述第二脈沖信號(hào)以天線方式發(fā)射。與所述發(fā)射模塊13連接的轉(zhuǎn)換模塊14用于將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換成中頻脈沖信號(hào)。與所述轉(zhuǎn)換模塊14連接的預(yù)處理模塊15用于對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理。在本實(shí)施例中，所述預(yù)處理模塊15包括濾波單元151和模數(shù)轉(zhuǎn)換單元152。其中，所述濾波單元151用于將所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行濾波。所述模數(shù)轉(zhuǎn)換單元152用于利用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)處理濾波后的中頻脈沖信號(hào)以形成第一數(shù)字信號(hào)。以下將詳細(xì)描述利用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)處理濾波后的中頻脈沖信號(hào)。本實(shí)施例中所述帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)是指Nyquist采樣定律。Nyquist采樣定律指出，對一個(gè)信號(hào)帶寬為[fL,fH]的模擬信號(hào)進(jìn)行采樣，要想使得采樣后的數(shù)字信號(hào)能夠不失真地還原模擬信號(hào)，則必須滿足采樣率fs≥2fH。采樣過程可以表征為輸入信號(hào)和采樣信號(hào)的相乘。因此，對于帶寬為BW＝[fL,fH]的帶通信號(hào)，根據(jù)Nyquist采樣定律，采樣率須為fs≥2fH，然而當(dāng)fH遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號(hào)的帶寬時(shí)，采樣率響應(yīng)會(huì)大大的提高，數(shù)據(jù)量劇增，這不僅對A/D器件的要求提高，而且對采樣之后的數(shù)據(jù)處理速度也帶來了更高的要求與負(fù)擔(dān)。因此，采用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)，即fs≤2fH。帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)所需的采樣頻率比Nyquist低通采樣頻率要低得多，可以使用大于信號(hào)帶寬而非最高頻率2倍的采樣頻率。如果信號(hào)為頻帶有限信號(hào)，其頻帶限制在[fL,fH]，則采樣率只需滿足：公式(1)且無混疊均勻，采樣頻率需滿足公式(2)N*fs≥2fH公式(3)其中，n為大于等于2小于等于N的整數(shù)被。帶通信號(hào)欠采樣的處理過程為：適當(dāng)?shù)剡x擇采樣頻率fs，通過下變頻，將頻譜搬移至接近零頻的零中頻，使得搬移后的零中頻信號(hào)與采樣頻率之間滿足Nyquist采樣定律，從而使用較低的采樣頻率，以保證信號(hào)不失真。在本實(shí)施例中，中心頻率fc＝60MHz，帶寬30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，如下進(jìn)行采樣頻率fs的選取，設(shè)f1為采樣頻率的下限，f2為采樣頻率的上限。根據(jù)公式(1)，n取2，3，4，5時(shí)，如表1所列采樣頻率表。表1：采樣頻率表n2345f1755037.530f290453022.5表1中上限大于下限的只有n＝2的時(shí)候，且將n代入公式(2)，fs≥80MHz，所以本實(shí)施例中的fs選取范圍為80MHz≤fs≤90MHz。由于采樣率越大，AD轉(zhuǎn)換之后的數(shù)據(jù)量越多，綜合考慮，選擇fs＝80MHz，輸入的中頻信號(hào)fc＝60MHz，與fs混頻之后，我們只需要關(guān)注的是fc'＝20MHz，帶寬30MHz，即本實(shí)施例中輸入的60MHz中頻信號(hào)對應(yīng)20MHz頻點(diǎn)，通過測量該頻點(diǎn)的頻偏，來獲得跟蹤的誤差信號(hào)。與所述預(yù)處理模塊15連接的調(diào)諧模塊16用于以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。請參閱圖6，顯示為調(diào)諧模塊于一實(shí)施例中的原理結(jié)構(gòu)示意圖。如圖6所示，所述調(diào)諧模塊16包括：低通濾波單元161、測頻單元162、及調(diào)諧控制單元163。低通濾波單元161用于將所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行低通濾波。在本實(shí)施例中，采用FIR低通濾波器對所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行濾波。由于經(jīng)過上述預(yù)處理后輸出的第一數(shù)字信號(hào)的中心頻率fc'＝20MHz，帶寬30MHz，即BW＝[5，35]，中頻輸入的信號(hào)中心頻率fc＝60MHz，帶寬30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，所以FIR低通濾波器的截止頻率可以設(shè)置在35MHz到45MHz之間，本實(shí)施例將截止頻率設(shè)置為40MHz。以下將詳細(xì)闡述所述低通濾波單元161如何將所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行低通濾波。首先選擇合適的窗函數(shù)，需滿足：窗譜主瓣盡可能地窄，以獲得較陡的過渡帶；旁瓣相對值盡可能小，數(shù)量盡可能少，因此，本實(shí)施例采用Kaiser窗設(shè)計(jì)低通濾波器，阻帶衰減為As＝-30dB，帶內(nèi)波動(dòng)小于Ap<1dB。Kaiser窗函數(shù)定義為：公式(4)函數(shù)的冪級數(shù)展開式為：公式(5)根據(jù)Kaiser的公式(4)計(jì)算出濾波器沖激響應(yīng)時(shí)長(Δω為過度帶)和參數(shù)β。通過相關(guān)計(jì)算N選取20，β為2.116。所以低通濾波器函數(shù)公式為：公式(6)其中，濾波系數(shù)如表2所示。表2：濾波系數(shù)表h(0)＝h(19)＝0.0119156132h(1)＝h(18)＝-0.0028900172h(2)＝h(17)＝-0.01758719058h(3)＝h(16)＝-0.0326257706h(4)＝h(15)＝-0.019868524h(5)＝h(14)＝-0.0260659639h(6)＝h(13)＝0.0798828213h(7)＝h(12)＝-0.084327920h(8)＝h(11)＝-0.0321694414h(9)＝h(10)＝0.5590254849與所述低通濾波單元161連接的測頻單元162用于采用對低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行離散傅里葉(DFT)變換以測算低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。在本實(shí)施例中，測頻采用DFT快速頻譜分析算法進(jìn)行快速頻譜分析以便得到更高精度的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。FFT算法是所有頻域再從結(jié)果中分析得到的所需數(shù)值，可能會(huì)出現(xiàn)硬件資源不足或芯片容量的限制，而使用DFT算法進(jìn)行計(jì)算，只需計(jì)算所需頻域點(diǎn)數(shù)值，而再從結(jié)果中分析所需的數(shù)值，相比較而言DFT更省資源。根據(jù)DFT算法的公式：公式(7)其中，x(n)是時(shí)域信號(hào)，X(k)是頻域信號(hào)，通過該公式便可以得到時(shí)域信號(hào)的頻譜，根據(jù)公式，所述測頻單元162執(zhí)行的DFT頻譜分析如圖3所示，XS’在式(7)中的控制下，依次數(shù)據(jù)加窗，數(shù)據(jù)下變頻、累加、平方、求和、平方運(yùn)算，最終輸出頻點(diǎn)對應(yīng)的幅度值，即頻譜也就是所述第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。圖3中NCO作用是實(shí)現(xiàn)數(shù)字下變頻，NCO實(shí)時(shí)計(jì)算當(dāng)前頻點(diǎn)所需的正余弦表，節(jié)省了ROM的存儲(chǔ)，NCO使用FPGA內(nèi)部提供的NCOIP核設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)，不占用芯片的存儲(chǔ)資源。NCO的精度會(huì)大大的影響頻譜分析的精度，當(dāng)NCO的輸入精度(位數(shù))越高，NCO控制的步進(jìn)值加入時(shí)，NCO輸出的正余弦能夠比較精準(zhǔn)的輸出相應(yīng)的頻率。相應(yīng)的，頻點(diǎn)對應(yīng)的幅值能夠相對精確到表示出信號(hào)頻譜，頻譜中，幅值最大的頻點(diǎn)即為測頻的輸出值。在本實(shí)施例中，脈沖信號(hào)作為門限信號(hào)，當(dāng)脈沖信號(hào)有效時(shí)，發(fā)射脈沖信號(hào)，且會(huì)泄露到接收前端的第一脈沖信號(hào)與TUNE調(diào)諧電壓控制的本振進(jìn)行混頻，輸出中頻信號(hào)，當(dāng)脈沖信號(hào)無效過程即為回波接收的過程，此過程內(nèi)是不做TUNE調(diào)諧的。所以測頻僅在脈沖信號(hào)有效狀態(tài)下進(jìn)行。與所述測頻單元162連接的調(diào)諧控制單元163用于將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值進(jìn)行比較，計(jì)算測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值。所述預(yù)定頻率值為理想的中頻信號(hào)，即頻率值為60MHz的信號(hào)。所述調(diào)諧控制單元163還用于根據(jù)誤差值執(zhí)行與所述誤差值對應(yīng)的頻偏調(diào)節(jié)直至所述誤差值為0。在本實(shí)施例中，脈沖信號(hào)有效期間，測頻開始，且輸出值與理想的中頻信號(hào)(本方案60MHz)比對，求出頻偏誤差；將誤差信號(hào)對應(yīng)成相應(yīng)的數(shù)字量，通過DAC轉(zhuǎn)換成模擬電壓，再放大驅(qū)動(dòng)到符合接收前端電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)，從而改變接收前端的本振頻率，使得接收前端的輸出保持理想中頻信號(hào)不變，該閉環(huán)控制響應(yīng)時(shí)間快，調(diào)諧精度高。具體在本實(shí)施例中，所述調(diào)諧控制單元163在執(zhí)行頻偏調(diào)節(jié)時(shí)具體包括初始化調(diào)諧和雷達(dá)運(yùn)行中自動(dòng)調(diào)諧。所述初始化調(diào)諧是指：當(dāng)雷達(dá)安裝完畢或雷達(dá)工作一段時(shí)間，需要初始化調(diào)諧，根據(jù)接收前端模塊允許的調(diào)諧電壓范圍[Vtmin，Vtmax]，調(diào)諧器接收到調(diào)諧初始化命令后，在脈沖信號(hào)有效的門限內(nèi)，控制DA的輸出調(diào)諧電壓從Vtmin到Vtmax逐漸升高，并記錄測頻輸出為理想中頻信號(hào)時(shí)的DA控制值Dtune，即第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，過程中有可能會(huì)測量到出現(xiàn)2個(gè)或兩個(gè)以上的理想中頻信號(hào)，則選擇幅值最大的，輸出該第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，并記錄Dtune。所述雷達(dá)運(yùn)行中自動(dòng)調(diào)諧：將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值進(jìn)行比較，計(jì)算測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值。當(dāng)測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值小于預(yù)定頻率值，將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值進(jìn)行增大調(diào)諧，即逐漸增大測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，直到測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值基本為0，輸出調(diào)諧好的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值；當(dāng)測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值大于預(yù)定頻率值，將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值進(jìn)行減小調(diào)諧，即逐漸減小測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，直到測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值基本為0。在本實(shí)施例中，為了達(dá)到更快地?cái)?shù)字化調(diào)諧閉環(huán)響應(yīng)，所述調(diào)諧控制單元163將所述測頻單元162測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的與預(yù)存在所述調(diào)諧控制單元163中的頻率值進(jìn)行調(diào)諧增大或減小的步進(jìn)值，要根據(jù)測量值與理想值之間的誤差值來確定，當(dāng)誤差值較大時(shí)，步進(jìn)值適當(dāng)調(diào)大，調(diào)節(jié)過程中誤差值逐漸減小，步進(jìn)也隨之逐漸減小，直至誤差值基本為0。與所述調(diào)諧模塊16連接的后處理單元17用于將頻偏調(diào)節(jié)后的第一數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成控制電壓，并將所述控制電壓進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換形成模擬電壓，將所述模擬電壓驅(qū)動(dòng)成符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)，并傳輸至所述轉(zhuǎn)換模塊14。所述后處理單元17包括數(shù)模轉(zhuǎn)換單元171和放大驅(qū)動(dòng)單元172，所述數(shù)模轉(zhuǎn)換單元171用于將將頻偏調(diào)節(jié)后的第一數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成控制電壓，并將所述控制電壓進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換形成模擬電壓，所述放大驅(qū)動(dòng)單元172用于將所述模擬電壓驅(qū)動(dòng)成符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。在本實(shí)施例中，對模擬電壓的放大驅(qū)動(dòng)可采用現(xiàn)有技術(shù)中放大驅(qū)動(dòng)技術(shù)。本實(shí)施例所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧系統(tǒng)采用數(shù)字調(diào)諧法，該數(shù)字調(diào)諧方法與模擬法調(diào)諧相比，具有抗干擾能力強(qiáng)，閉環(huán)控制響應(yīng)速度快，調(diào)諧精度高等優(yōu)點(diǎn)，雷達(dá)接收前端穩(wěn)定輸出理想的中頻信號(hào)，且回波圖像清晰，飽滿，目標(biāo)與雜波層次分明，目標(biāo)識(shí)別率得到了有效的提高。實(shí)施例三本實(shí)施例提供一種雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備包括：收發(fā)天線，用于發(fā)射脈沖信號(hào)；所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)；雷達(dá)接收前端，用于將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換為中頻脈沖信號(hào)；濾波器和模數(shù)轉(zhuǎn)換器，用于對所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行預(yù)處理；調(diào)諧器，用于以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。以下將結(jié)合圖示對本實(shí)施例所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備進(jìn)行詳細(xì)闡述。本實(shí)施例提供一種的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備2，請參閱圖7，顯示為雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備于一實(shí)施例中的結(jié)構(gòu)示意圖。如圖7所示，所述雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧設(shè)備2包括：信號(hào)源(未予圖示)，脈沖調(diào)制器21，磁控管22，環(huán)形器23，收發(fā)天線24，接收前端25，濾波器26，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)27，調(diào)諧器28，數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)29，放大驅(qū)動(dòng)器20。其中，所述信號(hào)源用于產(chǎn)生脈沖信號(hào)。所述脈沖調(diào)制器21用于對產(chǎn)生的脈沖信號(hào)進(jìn)行調(diào)制。與所述脈沖調(diào)制器21連接的磁控管22用于將所述脈沖信號(hào)激發(fā)成高強(qiáng)度信號(hào)。與磁控管22連接的環(huán)形器23用于提供兩個(gè)傳輸通道，如圖7上所顯示的A至B通道和B至C通道。所述脈沖信號(hào)包括第一脈沖信號(hào)和第二脈沖信號(hào)。所述第一脈沖信號(hào)為回波，也就是說在發(fā)射過程中泄露的脈沖信號(hào)。所述第二脈沖信號(hào)為以天線方式發(fā)射的脈沖信號(hào)。所述環(huán)形器23將第二脈沖信號(hào)經(jīng)A至B通道通過收發(fā)天線24向外發(fā)射。通過B至C通道將第一脈沖信號(hào)發(fā)送至所述接收前端25。所述接收前端25用于將所述第一脈沖信號(hào)轉(zhuǎn)換成中頻脈沖信號(hào)。與所述接收前端25連接的濾波器26用于將所述中頻脈沖信號(hào)進(jìn)行濾波。與所述濾波器26連接的模數(shù)轉(zhuǎn)換器27用于利用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)處理濾波后的中頻脈沖信號(hào)以形成第一數(shù)字信號(hào)。以下將詳細(xì)描述利用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)處理濾波后的中頻脈沖信號(hào)。本實(shí)施例中所述帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)是指Nyquist采樣定律。Nyquist采樣定律指出，對一個(gè)信號(hào)帶寬為[fL,fH]的模擬信號(hào)進(jìn)行采樣，要想使得采樣后的數(shù)字信號(hào)能夠不失真地還原模擬信號(hào)，則必須滿足采樣率fs≥2fH。采樣過程可以表征為輸入信號(hào)和采樣信號(hào)的相乘。因此，對于帶寬為BW＝[fL,fH]的帶通信號(hào)，根據(jù)Nyquist采樣定律，采樣率須為fs≥2fH，然而當(dāng)fH遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于信號(hào)的帶寬時(shí)，采樣率響應(yīng)會(huì)大大的提高，數(shù)據(jù)量劇增，這不僅對A/D器件的要求提高，而且對采樣之后的數(shù)據(jù)處理速度也帶來了更高的要求與負(fù)擔(dān)。因此，采用帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)，即fs≤2fH。帶通信號(hào)欠采樣技術(shù)所需的采樣頻率比Nyquist低通采樣頻率要低得多，可以使用大于信號(hào)帶寬而非最高頻率2倍的采樣頻率。如果信號(hào)為頻帶有限信號(hào)，其頻帶限制在[fL,fH]，則采樣率只需滿足：公式(1)且無混疊均勻，采樣頻率需滿足公式(2)N*fs≥2fH公式(3)其中，n為大于等于2小于等于N的整數(shù)被。帶通信號(hào)欠采樣的處理過程為：適當(dāng)?shù)剡x擇采樣頻率fs，通過下變頻，將頻譜搬移至接近零頻的零中頻，使得搬移后的零中頻信號(hào)與采樣頻率之間滿足Nyquist采樣定律，從而使用較低的采樣頻率，以保證信號(hào)不失真。在本實(shí)施例中，中心頻率fc＝60MHz，帶寬30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，如下進(jìn)行采樣頻率fs的選取，設(shè)f1為采樣頻率的下限，f2為采樣頻率的上限。根據(jù)公式(1)，n取2，3，4，5時(shí)，如表1所列采樣頻率表。表1：采樣頻率表n2345f1755037.530f290453022.5表1中上限大于下限的只有n＝2的時(shí)候，且將n代入公式(2)，fs≥80MHz，所以本實(shí)施例中的fs選取范圍為80MHz≤fs≤90MHz。由于采樣率越大，AD轉(zhuǎn)換之后的數(shù)據(jù)量越多，綜合考慮，選擇fs＝80MHz，輸入的中頻信號(hào)fc＝60MHz，與fs混頻之后，我們只需要關(guān)注的是fc'＝20MHz，帶寬30MHz，即本實(shí)施例中輸入的60MHz中頻信號(hào)對應(yīng)20MHz頻點(diǎn)，通過測量該頻點(diǎn)的頻偏，來獲得跟蹤的誤差信號(hào)。與所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器26連接的調(diào)諧器27用于以預(yù)定調(diào)諧方式將預(yù)處理后的所述中頻脈沖信號(hào)的頻率值進(jìn)行頻偏調(diào)節(jié)以獲取符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)。所述調(diào)諧器27可以為FPGA、DSP、ARM等芯片。在本實(shí)施例中，所述調(diào)諧器27采用FPGA芯片。所述FPGA中包括FIR低通濾波器，DFT測頻器，及TUNE調(diào)諧控制器。FIR低通濾波器用于將所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行低通濾波。在本實(shí)施例中，采用FIR低通濾波器對所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行濾波。由于經(jīng)過上述預(yù)處理后輸出的第一數(shù)字信號(hào)的中心頻率fc'＝20MHz，帶寬30MHz，即BW＝[5，35]，中頻輸入的信號(hào)中心頻率fc＝60MHz，帶寬30MHz，即BW＝(45MHz，75MHz)，所以FIR低通濾波器的截止頻率可以設(shè)置在35MHz到45MHz之間，本實(shí)施例將截止頻率設(shè)置為40MHz。以下將詳細(xì)闡述所述FIR低通濾波器如何將所述第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行低通濾波。首先選擇合適的窗函數(shù)，需滿足：窗譜主瓣盡可能地窄，以獲得較陡的過渡帶；旁瓣相對值盡可能小，數(shù)量盡可能少，因此，本實(shí)施例采用Kaiser窗設(shè)計(jì)低通濾波器，阻帶衰減為As＝-30dB，帶內(nèi)波動(dòng)小于Ap<1dB。Kaiser窗函數(shù)定義為：公式(4)函數(shù)的冪級數(shù)展開式為：公式(5)根據(jù)Kaiser的公式(4)計(jì)算出濾波器沖激響應(yīng)時(shí)長(Δω為過度帶)和參數(shù)β。通過相關(guān)計(jì)算N選取20，β為2.116。所以低通濾波器函數(shù)公式為：公式(6)其中，濾波系數(shù)如表2所示。表2：濾波系數(shù)表h(0)＝h(19)＝0.0119156132h(1)＝h(18)＝-0.0028900172h(2)＝h(17)＝-0.01758719058h(3)＝h(16)＝-0.0326257706h(4)＝h(15)＝-0.019868524h(5)＝h(14)＝-0.0260659639h(6)＝h(13)＝0.0798828213h(7)＝h(12)＝-0.084327920h(8)＝h(11)＝-0.0321694414h(9)＝h(10)＝0.5590254849與所述FIR低通濾波器連接的DFT測頻器用于采用對低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)進(jìn)行離散傅里葉(DFT)變換以測算低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。在本實(shí)施例中，測頻采用DFT快速頻譜分析算法進(jìn)行快速頻譜分析以便得到更高精度的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。FFT算法是所有頻域再從結(jié)果中分析得到的所需數(shù)值，可能會(huì)出現(xiàn)硬件資源不足或芯片容量的限制，而使用DFT算法進(jìn)行計(jì)算，只需計(jì)算所需頻域點(diǎn)數(shù)值，而再從結(jié)果中分析所需的數(shù)值，相比較而言DFT更省資源。根據(jù)DFT算法的公式：公式(7)其中，x(n)是時(shí)域信號(hào)，X(k)是頻域信號(hào)，通過該公式便可以得到時(shí)域信號(hào)的頻譜，根據(jù)公式，所述測頻單元162執(zhí)行的DFT頻譜分析如圖3所示，XS’在式(7)中的控制下，依次數(shù)據(jù)加窗，數(shù)據(jù)下變頻、累加、平方、求和、平方運(yùn)算，最終輸出頻點(diǎn)對應(yīng)的幅度值，即頻譜也就是所述第一數(shù)字信號(hào)的頻率值。圖3中NCO作用是實(shí)現(xiàn)數(shù)字下變頻，NCO實(shí)時(shí)計(jì)算當(dāng)前頻點(diǎn)所需的正余弦表，節(jié)省了ROM的存儲(chǔ)，NCO使用FPGA內(nèi)部提供的NCOIP核設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)，不占用芯片的存儲(chǔ)資源。NCO的精度會(huì)大大的影響頻譜分析的精度，當(dāng)NCO的輸入精度(位數(shù))越高，NCO控制的步進(jìn)值加入時(shí)，NCO輸出的正余弦能夠比較精準(zhǔn)的輸出相應(yīng)的頻率。相應(yīng)的，頻點(diǎn)對應(yīng)的幅值能夠相對精確到表示出信號(hào)頻譜，頻譜中，幅值最大的頻點(diǎn)即為測頻的輸出值。在本實(shí)施例中，脈沖信號(hào)作為門限信號(hào)，當(dāng)脈沖信號(hào)有效時(shí)，發(fā)射脈沖信號(hào)，且會(huì)泄露到接收前端的第一脈沖信號(hào)與TUNE調(diào)諧電壓控制的本振進(jìn)行混頻，輸出中頻信號(hào)，當(dāng)脈沖信號(hào)無效過程即為回波接收的過程，此過程內(nèi)是不做TUNE調(diào)諧的。所以測頻僅在脈沖信號(hào)有效狀態(tài)下進(jìn)行。與所述DFT測頻器連接的TUNE調(diào)諧控制器用于將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值進(jìn)行比較，計(jì)算測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值。所述預(yù)定頻率值為理想的中頻信號(hào)，即頻率值為60MHz的信號(hào)。所述TUNE調(diào)諧控制器還用于根據(jù)誤差值執(zhí)行與所述誤差值對應(yīng)的頻偏調(diào)節(jié)直至所述誤差值為0。在本實(shí)施例中，脈沖信號(hào)有效期間，測頻開始，且輸出值與理想的中頻信號(hào)(本方案60MHz)比對，求出頻偏誤差；將誤差信號(hào)對應(yīng)成相應(yīng)的數(shù)字量，通過DAC轉(zhuǎn)換成模擬電壓，再放大驅(qū)動(dòng)到符合接收前端電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)，從而改變接收前端的本振頻率，使得接收前端的輸出保持理想中頻信號(hào)不變，該閉環(huán)控制響應(yīng)時(shí)間快，調(diào)諧精度高。具體在本實(shí)施例中，所述TUNE調(diào)諧控制器在執(zhí)行頻偏調(diào)節(jié)時(shí)具體包括初始化調(diào)諧和雷達(dá)運(yùn)行中自動(dòng)調(diào)諧。所述初始化調(diào)諧是指：當(dāng)雷達(dá)安裝完畢或雷達(dá)工作一段時(shí)間，需要初始化調(diào)諧，根據(jù)接收前端模塊允許的調(diào)諧電壓范圍[Vtmin，Vtmax]，調(diào)諧器接收到調(diào)諧初始化命令后，在脈沖信號(hào)有效的門限內(nèi)，控制DA的輸出調(diào)諧電壓從Vtmin到Vtmax逐漸升高，并記錄測頻輸出為理想中頻信號(hào)時(shí)的DA控制值Dtune，即第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，過程中有可能會(huì)測量到出現(xiàn)2個(gè)或兩個(gè)以上的理想中頻信號(hào)，則選擇幅值最大的，輸出該第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，并記錄Dtune。所述雷達(dá)運(yùn)行中自動(dòng)調(diào)諧：將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值進(jìn)行比較，計(jì)算測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值。當(dāng)測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值小于預(yù)定頻率值，將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值進(jìn)行增大調(diào)諧，即逐漸增大測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，直到測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值基本為0，輸出調(diào)諧好的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值；當(dāng)測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值大于預(yù)定頻率值，將測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值進(jìn)行減小調(diào)諧，即逐漸減小測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值，直到測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的頻率值與預(yù)定頻率值之間的誤差值基本為0。在本實(shí)施例中，為了達(dá)到更快地?cái)?shù)字化調(diào)諧閉環(huán)響應(yīng)，所述TUNE調(diào)諧控制器將所述DFT測頻器測算的低通濾波后的第一數(shù)字信號(hào)的與預(yù)存在所述TUNE調(diào)諧控制器中的頻率值進(jìn)行調(diào)諧增大或減小的步進(jìn)值，要根據(jù)測量值與理想值之間的誤差值來確定，當(dāng)誤差值較大時(shí)，步進(jìn)值適當(dāng)調(diào)大，調(diào)節(jié)過程中誤差值逐漸減小，步進(jìn)也隨之逐漸減小，直至誤差值基本為0。與所述FPGA連接的DAC28用于將頻偏調(diào)節(jié)后的第一數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成控制電壓，并將所述控制電壓進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換形成模擬電壓。與所述DAC28連接的放大驅(qū)動(dòng)器29用于將所述模擬電壓驅(qū)動(dòng)成符合所述雷達(dá)接收前端的電氣特性的調(diào)諧控制信號(hào)，并傳輸至所述接收前端25。在本實(shí)施例中，對模擬電壓的放大驅(qū)動(dòng)可采用現(xiàn)有技術(shù)中放大驅(qū)動(dòng)技術(shù)。綜上所述，本發(fā)明所述的雷達(dá)接收前端的數(shù)字調(diào)諧方法、系統(tǒng)及設(shè)備中提供的數(shù)字法調(diào)諧與模擬法調(diào)諧相比，具有抗干擾能力強(qiáng)，閉環(huán)控制響應(yīng)速度快，調(diào)諧精度高等優(yōu)點(diǎn)，雷達(dá)接收前端穩(wěn)定輸出理想的中頻信號(hào)，且回波圖像清晰，飽滿，目標(biāo)與雜波層次分明，目標(biāo)識(shí)別率得到了有效的提高。所以，本發(fā)明有效克服了現(xiàn)有技術(shù)中的種種缺點(diǎn)而具高度產(chǎn)業(yè)利用價(jià)值。上述實(shí)施例僅例示性說明本發(fā)明的原理及其功效，而非用于限制本發(fā)明。任何熟悉此技術(shù)的人士皆可在不違背本發(fā)明的精神及范疇下，對上述實(shí)施例進(jìn)行修飾或改變。因此，舉凡所屬
技術(shù)領(lǐng)域：
中具有通常知識(shí)者在未脫離本發(fā)明所揭示的精神與技術(shù)思想下所完成的一切等效修飾或改變，仍應(yīng)由本發(fā)明的權(quán)利要求所涵蓋。當(dāng)前第1頁1 2 3