本發(fā)明屬于基于變換域通信系統(tǒng)(TransformDomainCommunicationSystem，TDCS)的雷達(dá)發(fā)射方式的雷達(dá)通信一體化方案，引入TDCS系統(tǒng)，特別適用在需要自適應(yīng)頻率變換及主動(dòng)抗干擾和低截獲率的超分辨雷達(dá)通信一體化系統(tǒng)中。
背景技術(shù)：
：隨著科技的不斷發(fā)展，為了滿足新戰(zhàn)場(chǎng)環(huán)境下的軍事需求，同一作戰(zhàn)平臺(tái)上安裝的電子裝備逐漸增多，造成系統(tǒng)體積、能耗和重量增大，操作復(fù)雜，冗余加大，設(shè)備間的電磁干擾加重，系統(tǒng)性能下降等諸多問題。采用多功能綜合一體化電子系統(tǒng)是解決上述問題的有效途徑，提出了復(fù)用方式和信號(hào)共用方式，采用信號(hào)共用方式可實(shí)現(xiàn)雷達(dá)和通信共享系統(tǒng)資源。OFDM雷達(dá)是目前應(yīng)用比較廣泛的雷達(dá),被視為雷達(dá)通信一體化中一項(xiàng)潛在的候選技術(shù)?；谡J(rèn)知無線電架構(gòu)的TDCS系統(tǒng)的核心思想是，首先利用頻譜感知模塊掃描外部的電磁環(huán)境，并通過頻譜判決模塊篩選出空閑的頻譜資源，然后在空閑頻譜資源上分配偽隨機(jī)多相序列進(jìn)行頻域軟擴(kuò)頻。一方面，系統(tǒng)的頻譜感知模塊能夠?qū)崟r(shí)掃頻，從而得到能夠動(dòng)態(tài)適應(yīng)外界電磁環(huán)境變化的頻譜效用序列，在提高頻譜利用率的同時(shí)，主動(dòng)避開了信號(hào)干擾；另一方面，由于CCSK(CyclicCodeShiftKeying)調(diào)制僅僅改變偽隨機(jī)頻譜效用序列中每個(gè)元素的相位特性，因此調(diào)制后的數(shù)據(jù)仍然具有平坦的功率譜特征，具有低捕獲概率。用一幀TDCS符號(hào)替代傳統(tǒng)OFDM雷達(dá)一個(gè)脈沖重復(fù)周期內(nèi)的發(fā)射脈沖，使用同一信號(hào)即可同時(shí)實(shí)現(xiàn)通信與雷達(dá)功能。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：本發(fā)明的目的是提出一種基于TDCS的雷達(dá)發(fā)射方式的超分辨雷達(dá)通信一體化方案。傳統(tǒng)的使用OFDM雷達(dá)的一體化系統(tǒng)在具備高分辨探測(cè)與較快速通信優(yōu)點(diǎn)的同時(shí)，也存在問題，主要是實(shí)現(xiàn)高分辨距離和速度的測(cè)量需要的運(yùn)算量極大，而且無法解決多載波系統(tǒng)抗干擾能力低的問題。而TDCS系統(tǒng)的發(fā)射信號(hào)能夠自適應(yīng)調(diào)整發(fā)射頻率，在提高頻譜利用率的同時(shí)，主動(dòng)避開了信號(hào)干擾，同時(shí)由于CCSK調(diào)制，也滿足了低捕獲概率的需求。傳統(tǒng)的OFDM雷達(dá)的一體化方案是在脈沖雷達(dá)(PulseRadar)的基礎(chǔ)上改進(jìn)而來，其發(fā)射信號(hào)結(jié)構(gòu)如圖1所示，即在一個(gè)脈沖重復(fù)周期內(nèi)，用一個(gè)OFDM符號(hào)替代原本的發(fā)射脈沖。本發(fā)明的發(fā)射信號(hào)結(jié)構(gòu)如圖2所示，在一個(gè)脈沖重復(fù)周期內(nèi)，每一個(gè)發(fā)射脈沖由多個(gè)子脈沖構(gòu)成，每個(gè)子脈沖是一個(gè)完整的TDCS符號(hào)，即一個(gè)脈沖就由多個(gè)TDCS符號(hào)構(gòu)成，這些TDCS信號(hào)構(gòu)成1幀或1復(fù)幀。與傳統(tǒng)的OFDM雷達(dá)相比，在相同的信號(hào)帶寬下，通過將1個(gè)脈沖劃分為多個(gè)TDCS符號(hào)的方式，提高了通信的數(shù)據(jù)率，同時(shí)更易于同步。在本一體化方案中，子載波數(shù)目為N，載波間隔為Δf＝1/T，一個(gè)脈沖含有Ns個(gè)TDCS符號(hào)，脈沖重復(fù)周期為Tr，載波頻率為fc，相干處理時(shí)間為Np個(gè)脈沖重復(fù)周期時(shí)間，調(diào)制階數(shù)為M_ary，則將log2M_ary比特映射成數(shù)據(jù)Si，設(shè)用戶發(fā)送數(shù)據(jù)為S＝[S1,S2,…SK]。基于TDCS的雷達(dá)發(fā)射方式的雷達(dá)通信一體化方案的發(fā)射端結(jié)構(gòu)示意圖如圖3所示，一種超分辨TDCSRAD通信一體化設(shè)計(jì)方法,具體步驟如下：發(fā)送端的數(shù)據(jù)處理過程如下1)頻譜感知模塊將整個(gè)信號(hào)帶寬分成N個(gè)子載波，然后根據(jù)預(yù)設(shè)定門限確定所有子載波的可用性，即如果該子載波功率譜幅度超過門限值，則認(rèn)為該子載波已經(jīng)被占用，并將其標(biāo)記為0；如果該子載波功率譜幅度沒有超過門限值，則認(rèn)為該子載波未被占用，并將其標(biāo)記為1，得到的頻譜效用序列均為A＝[A0,A1,...,Ak,...,AN-1]。2)通過隨機(jī)相位映射器產(chǎn)生偽隨機(jī)多相序列，設(shè)為然后將偽隨機(jī)多相序列與頻譜效用序列A進(jìn)行逐元素相乘，得到基礎(chǔ)調(diào)制波形(FundamentalModulationWaveform，F(xiàn)MW)頻域表達(dá)式B＝A·P，即B=[B0,B1,...Bk,...,BN-1]Bk=Akejmk,k∈{0,N-1}---(1)]]>逐元素乘法的目的是為了給每個(gè)可用頻點(diǎn)加載一個(gè)隨機(jī)相位，以便于系統(tǒng)抗截獲特性的實(shí)現(xiàn)。3)將頻域序列B進(jìn)行逆傅里葉變換得到時(shí)域序列b，即：b=[b0,b1,...,bN-1]=IFFT{B}⇔bn=1NΣk=0N-1Bkej2πknN=1NΣk=0N-1Akejmkej2πknN---(2)]]>再乘以歸一化因子εs為發(fā)射一個(gè)碼元所需要的能量，NA為頻譜效用序列中“1”的個(gè)數(shù)。4)接下來為CCSK調(diào)制，由于CCSK操作實(shí)際上是對(duì)時(shí)域信號(hào)的循環(huán)移位，根據(jù)傅里葉變換的性質(zhì)可得，在頻域相當(dāng)于實(shí)現(xiàn)如下映射：式中，M_ary為調(diào)制階數(shù)。因?yàn)閺念l域給出CCSK調(diào)制的表達(dá)式更加容易，因此如圖3所示，先給出發(fā)射信號(hào)的頻域表達(dá)式，再通過IFFT得到數(shù)據(jù)Sj對(duì)應(yīng)的時(shí)域表達(dá)式為：xj[n]=λΣk=0N-1Akej2πmkMe-j2πSjkM_aryej2πknΔfN,n=0,1,...,N-1---(4)]]>5)將TDCS信號(hào)x[n]進(jìn)行脈沖調(diào)制，在一個(gè)脈沖重復(fù)周期Tr開始時(shí)，先發(fā)射Ns個(gè)TDCS符號(hào)，即一幀TDCS信號(hào)，然后剩下的時(shí)間為間隔時(shí)間，即不發(fā)送信號(hào)。那么，發(fā)射第p個(gè)脈沖，第n個(gè)有效TDCS符號(hào)的信號(hào)形式可表示為st(t-nT-pTr)=λΣk=0N-1Akej2πmkMe-j2πSjkM_aryej2πknΔfNej2πfc(t-pTr)rect[t-nT-pTrT]---(5)]]>其中，T為TDCS符號(hào)持續(xù)時(shí)間，n＝0,...,Ns-1，p＝0,...,Np-1，6)將上訴一體化信號(hào)經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換器，功率放大器等射頻前端，最終通過發(fā)射天線發(fā)射，即完成了發(fā)送端工作。接收端的數(shù)據(jù)處理過程如下(如圖4所示)：1)通過接收天線接收到一體化信號(hào)之后，將其分別送到通信處理端和雷達(dá)處理端兩個(gè)端口，分別進(jìn)行通信信號(hào)的解調(diào)和雷達(dá)對(duì)目標(biāo)的速度和距離信息的超分辨聯(lián)合估計(jì)。2)通信端口處理，首先進(jìn)行脈沖解調(diào)，將TDCS符號(hào)幀sr從脈沖信號(hào)中提取出來。由于接收端已知發(fā)射波形，于是將sr通過FFT變換到頻域Sr，乘以頻域序列的共軛消除隨機(jī)相位。將上述結(jié)果通過一個(gè)IFFT模塊，得到時(shí)域的矢量y，用于檢測(cè)判決：y＝[y0,y1,…,yN-1]＝IFFT{FFT(sr)×(B)*}(6)其第p項(xiàng)元素為：yp=λAk2Σk=0N-1e-j2πSjkM_aryej2πkpN---(7)]]>根據(jù)FFT變換的性質(zhì)可知，其在時(shí)域的波形類似沖激函數(shù)。在解調(diào)檢測(cè)模塊中，取y的實(shí)部，找到最大值的下標(biāo)即為估計(jì)的數(shù)據(jù)將反映射，得到log2M_ary位比特?cái)?shù)據(jù)，即完成了判決解調(diào)。通信端處理完成。3)雷達(dá)端口處理，將接收到的回波信號(hào)進(jìn)行脈沖壓縮處理，得到對(duì)目標(biāo)距離的粗略估計(jì)而此時(shí)目標(biāo)的最大無模糊估計(jì)距離Rmax＝cTr/2，脈沖重復(fù)周期Tr一般為毫秒級(jí)，因此對(duì)目標(biāo)估計(jì)的最大無模糊距離達(dá)到百公里級(jí)，可滿足雷達(dá)對(duì)一般目標(biāo)距離探測(cè)的要求。4)由于接收端發(fā)射波形已知，先將信號(hào)變換到頻域，再根據(jù)已知的發(fā)射信息，補(bǔ)償相位編碼，得到y(tǒng)(n,p)，則第n個(gè)TDCS符號(hào)的回波數(shù)據(jù)相當(dāng)于陣列的一次快拍采樣；5)再將接收數(shù)據(jù)重新排列，將每個(gè)脈沖的第n個(gè)TDCS符號(hào)的數(shù)據(jù)排成一排，得到y(tǒng)(n)，則接收到的數(shù)據(jù)類似于陣元數(shù)為Nc的均勻線陣接收到的Ns次快拍采樣數(shù)據(jù)。6)然后，由于不同目標(biāo)間的相關(guān)性非常高，對(duì)y(n,p)與y(n)分別進(jìn)行解相干處理。7)最后將解相干處理之后的信號(hào)，采用MUSIC算法，利用陣列信號(hào)處理中的信號(hào)子空間類超分辨處理方法，實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)距離的估計(jì)和對(duì)目標(biāo)速度v超分辨估計(jì)，然后使用模糊次數(shù)對(duì)目標(biāo)距離估計(jì)進(jìn)行最終計(jì)算，即為對(duì)目標(biāo)距離的超分辨估計(jì)，即完成雷達(dá)端處理。本發(fā)明的有益效果是：本發(fā)明是在傳統(tǒng)的OFDM通信雷達(dá)一體化方案上提出的一種基于TDCS的具有主動(dòng)抗干擾能力和低截獲率的超分辨雷達(dá)通信一體化方案。該方案是在傳統(tǒng)的OFDM雷達(dá)基礎(chǔ)上，發(fā)送端首先進(jìn)行頻譜感知，選出可用頻段，將待發(fā)送的數(shù)據(jù)通過TDCS調(diào)制成為TDCS符號(hào)幀，用一幀TDCS符號(hào)替換一個(gè)脈沖重復(fù)周期內(nèi)的單個(gè)脈沖，從而實(shí)現(xiàn)變頻域通信和主動(dòng)抗干擾，并且提高數(shù)據(jù)傳輸速率。在接收端，將接收波形脈沖解調(diào)之后，將信號(hào)按照TDCS接收機(jī)結(jié)構(gòu)進(jìn)行解調(diào)，即可解調(diào)出數(shù)據(jù)；而由于發(fā)射波形已知，對(duì)接收的回波進(jìn)行脈沖壓縮處理，通信信息補(bǔ)償后，可通過解相干處理和MUSIC算法，即可完成對(duì)目標(biāo)的距離和速度的超分辨估計(jì)。TDCS系統(tǒng)由于其頻譜感知主動(dòng)抗干擾能力和具有低截獲性能的優(yōu)點(diǎn)，結(jié)合脈沖發(fā)射方式，和基于通信信息補(bǔ)償?shù)奶幚斫Y(jié)束，即可實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)距離和速度的超分辨估計(jì)和提高信息傳輸速率。附圖說明圖1為傳統(tǒng)OFDM雷達(dá)通信一體化方案發(fā)送端波形結(jié)構(gòu)圖。圖2為本發(fā)明的基于TDCS雷達(dá)通信一體化方案發(fā)送端波形結(jié)構(gòu)圖。圖3為本發(fā)明的基于TDCS雷達(dá)通信一體化方案發(fā)送端結(jié)構(gòu)圖。圖4為本發(fā)明的基于TDCS雷達(dá)通信一體化方案接收端結(jié)構(gòu)圖。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖，對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步地詳細(xì)描述。在發(fā)送端，首先將二進(jìn)制比特流映射成十進(jìn)制數(shù)據(jù)Si，同時(shí)感知周圍的電磁環(huán)境得到一組頻率能效序列，這組序列將被占用頻段設(shè)為0，故能夠主動(dòng)避開干擾頻段。按照上述內(nèi)容介紹的方法產(chǎn)生所需的隨機(jī)相位，與頻譜能效序列相乘，再經(jīng)過縮放和IFFT即可得到所需的基礎(chǔ)調(diào)制波形FMW；然后再利用CCSK方式將數(shù)據(jù)調(diào)制到FMW上。然后將TDCS信號(hào)幀進(jìn)行脈沖調(diào)制，用一幀TDCS符號(hào)替換一個(gè)脈沖重復(fù)周期內(nèi)的單個(gè)脈沖。最后通過發(fā)射天線將生成的信號(hào)發(fā)射出去。在接收端，通過接收天線和射頻前端之后，將接收到的信號(hào)分成兩路處理。通信端進(jìn)行常規(guī)的接收，同時(shí)完成信道估計(jì)和均衡，然后將均衡后的信號(hào)由FFT變換到頻域；同時(shí)，與發(fā)送端同步生成本地FMW，將變換后的頻域信號(hào)與本地FMW序列的共軛逐點(diǎn)相乘，并反變換到時(shí)域，這就得到了用于檢測(cè)判決的時(shí)域矢量。對(duì)此時(shí)域矢量進(jìn)行取實(shí)操作，檢測(cè)其最大值的位置即是估計(jì)值再反映射成log2M_ary比特?cái)?shù)據(jù)，就完成了通信判決解調(diào)。雷達(dá)端處理過程，首先將接收到的回波信號(hào)進(jìn)行脈沖壓縮處理，再用已知的通信相位信息補(bǔ)償，之后進(jìn)行解相干處理，將得到的信號(hào)采用MUSIC算法進(jìn)行距離和速度的超分辨估計(jì)，最終得到了目標(biāo)的距離和速度信息，實(shí)現(xiàn)了通信雷達(dá)一體化。一種超分辨TDCSRAD通信一體化設(shè)計(jì)方法,具體步驟如下：發(fā)送端的數(shù)據(jù)處理過程如下1)頻譜感知模塊將整個(gè)信號(hào)帶寬分成N個(gè)子載波，然后根據(jù)預(yù)設(shè)定門限確定所有子載波的可用性，即如果該子載波功率譜幅度超過門限值，則認(rèn)為該子載波已經(jīng)被占用，并將其標(biāo)記為0；如果該子載波功率譜幅度沒有超過門限值，則認(rèn)為該子載波未被占用，并將其標(biāo)記為1，得到的頻譜效用序列均為A＝[A0,A1,...,Ak,...,AN-1]。2)通過隨機(jī)相位映射器產(chǎn)生偽隨機(jī)多相序列，設(shè)為然后將偽隨機(jī)多相序列與頻譜效用序列A進(jìn)行逐元素相乘，得到基礎(chǔ)調(diào)制波形(FundamentalModulationWaveform，F(xiàn)MW)頻域表達(dá)式B＝A·P，即B=[B0,B1,...Bk,...,BN-1]Bk=Akejmk,k∈{0,N-1}---(8)]]>逐元素乘法的目的是為了給每個(gè)可用頻點(diǎn)加載一個(gè)隨機(jī)相位，以便于系統(tǒng)抗截獲特性的實(shí)現(xiàn)。3)將頻域序列B進(jìn)行逆傅里葉變換得到時(shí)域序列b，即：b=[b0,b1,...,bN-1]=IFFT{B}⇔bn=1NΣk=0N-1Bkej2πknN=1NΣk=0N-1Akejmkej2πknN---(9)]]>再乘以歸一化因子εs為發(fā)射一個(gè)碼元所需要的能量，NA為頻譜效用序列中“1”的個(gè)數(shù)。4)接下來為CCSK調(diào)制，由于CCSK操作實(shí)際上是對(duì)時(shí)域信號(hào)的循環(huán)移位，根據(jù)傅里葉變換的性質(zhì)可得，在頻域相當(dāng)于實(shí)現(xiàn)如下映射：式中，M_ary為調(diào)制階數(shù)。因?yàn)閺念l域給出CCSK調(diào)制的表達(dá)式更加容易，因此如圖3所示，先給出發(fā)射信號(hào)的頻域表達(dá)式，再通過IFFT得到數(shù)據(jù)Sj對(duì)應(yīng)的時(shí)域表達(dá)式為：xj[n]=λΣk=0N-1Akej2πmkMe-j2πSjkM_aryej2πknΔfN,n=0,1,...,N-1---(11)]]>5)將TDCS信號(hào)x[n]進(jìn)行脈沖調(diào)制，在一個(gè)脈沖重復(fù)周期Tr開始時(shí)，先發(fā)射Ns個(gè)TDCS符號(hào)，即一幀TDCS信號(hào)，然后剩下的時(shí)間為間隔時(shí)間，即不發(fā)送信號(hào)。那么，發(fā)射第p個(gè)脈沖，第n個(gè)有效TDCS符號(hào)的信號(hào)形式可表示為st(t-nT-pTr)=λΣk=0N-1Akej2πmkMe-j2πSjkM_aryej2πknΔfNej2πfc(t-pTr)rect[t-nT-pTrT]---(12)]]>其中，T為TDCS符號(hào)持續(xù)時(shí)間，n＝0,...,Ns-1，p＝0,...,Np-1，6)將上訴一體化信號(hào)經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換器，功率放大器等射頻前端，最終通過發(fā)射天線發(fā)射，即完成了發(fā)送端工作。接收端的數(shù)據(jù)處理過程如下(如圖4所示)：1)通過接收天線接收到一體化信號(hào)之后，將其分別送到通信處理端和雷達(dá)處理端兩個(gè)端口，分別進(jìn)行通信信號(hào)的解調(diào)和雷達(dá)對(duì)目標(biāo)的速度和距離信息的超分辨聯(lián)合估計(jì)。2)通信端口處理，首先進(jìn)行脈沖解調(diào)，將TDCS符號(hào)幀sr從脈沖信號(hào)中提取出來。由于接收端已知發(fā)射波形，于是將sr通過FFT變換到頻域Sr，乘以頻域序列的共軛消除隨機(jī)相位。將上述結(jié)果通過一個(gè)IFFT模塊，得到時(shí)域的矢量y，用于檢測(cè)判決：y＝[y0,y1,…,yN-1]＝IFFT{FFT(sr)×(B)*}(13)其第p項(xiàng)元素為：yp=λAk2Σk=0N-1e-j2πSjkM_aryej2πkpN---(14)]]>根據(jù)FFT變換的性質(zhì)可知，其在時(shí)域的波形類似沖激函數(shù)。在解調(diào)檢測(cè)模塊中，取y的實(shí)部，找到最大值的下標(biāo)即為估計(jì)的數(shù)據(jù)將反映射，得到log2M_ary位比特?cái)?shù)據(jù)，即完成了判決解調(diào)。通信端處理完成。3)雷達(dá)端口處理，將接收到的回波信號(hào)進(jìn)行脈沖壓縮處理，得到對(duì)目標(biāo)距離的粗略估計(jì)而此時(shí)目標(biāo)的最大無模糊估計(jì)距離Rmax＝cTr/2，脈沖重復(fù)周期Tr一般為毫秒級(jí)，因此對(duì)目標(biāo)估計(jì)的最大無模糊距離達(dá)到百公里級(jí)，可滿足雷達(dá)對(duì)一般目標(biāo)距離探測(cè)的要求。4)由于接收端發(fā)射波形已知，先將信號(hào)變換到頻域，再根據(jù)已知的發(fā)射信息，補(bǔ)償相位編碼，得到y(tǒng)(n,p)，則第n個(gè)TDCS符號(hào)的回波數(shù)據(jù)相當(dāng)于陣列的一次快拍采樣；5)再將接收數(shù)據(jù)重新排列，將每個(gè)脈沖的第n個(gè)TDCS符號(hào)的數(shù)據(jù)排成一排，得到y(tǒng)(n)，則接收到的數(shù)據(jù)類似于陣元數(shù)為Nc的均勻線陣接收到的Ns次快拍采樣數(shù)據(jù)。6)然后，由于不同目標(biāo)間的相關(guān)性非常高，對(duì)y(n,p)與y(n)分別進(jìn)行解相干處理。7)最后將解相干處理之后的信號(hào)，采用MUSIC算法，利用陣列信號(hào)處理中的信號(hào)子空間類超分辨處理方法，實(shí)現(xiàn)對(duì)目標(biāo)距離的估計(jì)和對(duì)目標(biāo)速度v超分辨估計(jì)，然后使用模糊次數(shù)對(duì)目標(biāo)距離估計(jì)進(jìn)行最終計(jì)算，即為對(duì)目標(biāo)距離的超分辨估計(jì)，即完成雷達(dá)端處理。當(dāng)前第1頁1 2 3