本發(fā)明屬于衛(wèi)星導(dǎo)航領(lǐng)域，介紹了ADC采樣信號(hào)中的直流偏置消除方法。

背景技術(shù)：

衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)在軍事和民用領(lǐng)域應(yīng)用越來(lái)越廣泛。以GPS衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)為例，其到地面的信號(hào)功率僅為-130dBm，這么微弱的信號(hào)非常容易受到干擾通常采用空域?yàn)V波的方法抑制導(dǎo)航系統(tǒng)的干擾信號(hào)。但是在給定的抗干擾指標(biāo)下，A/D量化誤差會(huì)帶來(lái)衛(wèi)星信號(hào)信噪比的損耗，并限制自適應(yīng)天線(xiàn)的干擾抑制能力。

以10bits ADC為例具體分析ADC的精度對(duì)抗干擾性能指標(biāo)的影響，如圖1所示。衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)進(jìn)行定位解算需要2bit量化噪聲，為了防止ADC采樣飽和，最高位預(yù)留給符號(hào)保護(hù)位，所以預(yù)留給抗干擾處理的有效位數(shù)是7bits。ADC采樣每位對(duì)應(yīng)的量化功率為6dBm，因此抗干擾信號(hào)處理的功率動(dòng)態(tài)范圍為6dBm*7＝42dBm。另外，信號(hào)噪聲功率本身比衛(wèi)星信號(hào)大30dBm，所以10位ADC的理論抗干信比達(dá)到42dB+30dB＝72dB的干擾。

由以上分析可以看出，ADC的精度會(huì)直接影響抗干擾能力的大小。而ADC的直流偏置會(huì)引起ADC的量化誤差，導(dǎo)致精度下降。假設(shè)進(jìn)入ADC量化器的信號(hào)為單頻正弦信號(hào)，該信號(hào)疊加了一個(gè)幅度為-A的直流分量后，信號(hào)將整體下移，如圖2所示。從圖2中可以看出，當(dāng)信號(hào)達(dá)到量化負(fù)向最小電平時(shí)，量化器正向量化電平值仍將無(wú)法取到，相當(dāng)于量化電平數(shù)減少，同時(shí)也等效于量化位數(shù)的減少。假設(shè)量化器量化位數(shù)為N，最大量化電平值為X_m，則；量化間隔為：

當(dāng)信號(hào)沒(méi)有限幅時(shí)由直流偏置引起的量化電平數(shù)為：

直流偏置量引起的量化器量化電平數(shù)的減小量為：

由式(3)可知，直流偏置量直接影響ADC的有效位數(shù)。如果直流偏置量為量化器最大量化電平值的一半，則ADC的有效位數(shù)將減少1位。假設(shè)ADC量化比特?cái)?shù)為16位，則量化器最大電平值為32768，根據(jù)式(3)可以得到ADC有效位數(shù)減小量與直流偏置之間的關(guān)系如圖3所示。

造成ADC直流偏置的原因有很多，諸如電路中的有源器件、信號(hào)調(diào)制的非理想性、ADC本身的誤差以及編碼器的編碼方式等都會(huì)產(chǎn)生直流信號(hào)分量。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了克服現(xiàn)有技術(shù)的不足，本發(fā)明提供一種基于帶通濾波器的直流偏置量消除方法，通過(guò)帶通濾波器對(duì)信號(hào)進(jìn)行直流偏置量的抑制。

本發(fā)明解決其技術(shù)問(wèn)題所采用的技術(shù)方案包括以下步驟：

步驟1，根據(jù)衛(wèi)星導(dǎo)航抗干擾天線(xiàn)中頻工作的中心頻率f₀、帶寬B、模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣頻率F_s以及通帶與阻帶之間的過(guò)渡帶寬D計(jì)算FIR濾波器歸一化的通帶第一頻率點(diǎn)通帶第二頻率點(diǎn)阻帶第一頻率點(diǎn)和阻帶第二頻率點(diǎn)

步驟2，設(shè)計(jì)FIR濾波器在歸一化頻率范圍內(nèi)的期望幅度響應(yīng)向量a＝[a₀,a_stop1,a_pass1,a_pass2,a_stop2,a₁]，其中，a₀表示在歸一化頻率點(diǎn)0上的期望幅度響應(yīng)值；a_stop1表示在歸一化頻率點(diǎn)f_stop1上的期望幅度響應(yīng)值；a_pass1表示在歸一化頻率點(diǎn)f_pass1上的期望幅度響應(yīng)值；a_pass2表示在歸一化頻率點(diǎn)f_pass2上的期望幅度響應(yīng)值；a_stop2表示在歸一化頻率點(diǎn)f_stop2上的期望幅度響應(yīng)值；a₁表示在歸一化頻率點(diǎn)1上的期望幅度響應(yīng)值；a₀、a_stop1、a_pass1、a_pass2、a_stop2和a₁的取值范圍均為0～1；

步驟3，采用Parks-McClellan算法設(shè)計(jì)階數(shù)為N階的濾波系數(shù)，得到FIR濾波器系數(shù)向量h(n)；

Y(z)＝H(z)X(z)

步驟4：將h(n)帶入中進(jìn)行卷積運(yùn)算，成對(duì)輸入信號(hào)中直流信號(hào)的濾波處理；其中，x(n)表示濾波器的輸入向量，y(n)表示濾波器的輸出向量，h(n)表示濾波器的系數(shù)向量，N表示濾波器的階數(shù)，k表示濾波器系數(shù)向量的下標(biāo)，X(z)、Y(z)、H(z)分別表示x(n)、y(n)、z(n)對(duì)應(yīng)的Z變換。

本發(fā)明的有益效果是：

(1)本方法簡(jiǎn)單易行，適用于各類(lèi)衛(wèi)星導(dǎo)航抗干擾天線(xiàn)ADC采樣信號(hào)的直流偏置去除，具有通用性。

(2)本發(fā)明所設(shè)計(jì)的濾波器是在FPGA或DSP中通過(guò)數(shù)字信號(hào)處理方法實(shí)現(xiàn)的，處理的效果可以通過(guò)數(shù)據(jù)提取分析、判斷以及調(diào)整，從而克服硬件方式去除直流偏置缺乏靈活性的缺點(diǎn)。

(3)本文提出的去除直流偏置的方法可以降低硬件設(shè)計(jì)的復(fù)雜性和成本，可廣泛應(yīng)用于工程實(shí)踐中。

附圖說(shuō)明

圖1是ADC精度對(duì)抗干擾性能指標(biāo)的影響示意圖；

圖2是直流偏置示意圖；

圖3是ADC有效位數(shù)減小量隨直流偏置量的變化關(guān)系示意圖；

圖4是濾波法消除直流偏置處理過(guò)程示意圖；

圖5是期望幅度響應(yīng)向量與歸一化頻率點(diǎn)對(duì)應(yīng)關(guān)系示意圖；

圖6是平穩(wěn)寬帶干擾時(shí)，四單元抗干擾天線(xiàn)ADC采樣原始數(shù)據(jù)頻譜示意圖；

圖7是FIR濾波器期望幅度響應(yīng)示意圖；

圖8是FIR濾波器系數(shù)示意圖；

圖9是FIR濾波器幅度響應(yīng)示意圖；

圖10是四單元抗干擾天線(xiàn)均值法去除直流偏置后的數(shù)據(jù)頻譜示意圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)一步說(shuō)明，本發(fā)明包括但不僅限于下述實(shí)施例。

本發(fā)明提供一種基于帶通濾波器的直流偏置量消除方法，直流偏置量在頻譜上表現(xiàn)為信號(hào)的零頻分量較大。因此，可以通過(guò)帶通濾波器對(duì)信號(hào)進(jìn)行直流偏置量的抑制(簡(jiǎn)稱(chēng)濾波消除法)?？紤]到FIR濾波器具有線(xiàn)性相位響應(yīng)特性，因此本文采用FIR帶通濾波器對(duì)ADC采樣信號(hào)進(jìn)行直流偏置量抑制，濾波法消除直流偏置處理過(guò)程如圖4所示，F(xiàn)IR濾波器在FPGA或DSP中實(shí)現(xiàn)。

濾波器最終輸出可以通過(guò)以下卷積的形式表示為：

通過(guò)Z變化可以進(jìn)一步表示為：

Y(z)＝H(z)X(z)

其中，x(n)表示濾波器的輸入向量，y(n)表示濾波器的輸出向量，h(n)表示濾波器的系數(shù)向量，N表示濾波器的階數(shù)，k表示濾波器系數(shù)向量的下標(biāo)，X(z)、Y(z)、H(z)分別表示x(n)、y(n)、z(n)對(duì)應(yīng)的Z變換。

由(5)式可見(jiàn)，F(xiàn)IR濾波器是由一個(gè)“抽頭延遲線(xiàn)”、加法器和乘法器的集合構(gòu)成，每個(gè)乘法器的系數(shù)就是一個(gè)FIR系數(shù)。

FIR濾波器設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)步驟如下：

步驟1：根據(jù)衛(wèi)星導(dǎo)航抗干擾天線(xiàn)中頻工作的中心頻率f₀、帶寬B、模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣頻率F_s以及通帶與阻帶之間的過(guò)渡帶寬D(通常取2MHz～4MHz)計(jì)算FIR濾波器歸一化的通帶第一頻率點(diǎn)f_pass1、通帶第二頻率點(diǎn)f_pass2、阻帶第一頻率點(diǎn)f_stop1和阻帶第二頻率點(diǎn)f_stop2，計(jì)算表達(dá)式如下：

步驟2：設(shè)計(jì)FIR濾波器在歸一化頻率范圍內(nèi)的期望幅度響應(yīng)向量a，表達(dá)式如下：

a＝[a₀,a_stop1,a_pass1,a_pass2,a_stop2,a₁] (10)

其中，a₀表示在歸一化頻率點(diǎn)0上的期望幅度響應(yīng)值；a_stop1表示在歸一化頻率點(diǎn)f_stop1上的期望幅度響應(yīng)值；a_pass1表示在歸一化頻率點(diǎn)f_pass1上的期望幅度響應(yīng)值；a_pass2表示在歸一化頻率點(diǎn)f_pass2上的期望幅度響應(yīng)值；a_stop2表示在歸一化頻率點(diǎn)f_stop2上的期望幅度響應(yīng)值；a₁表示在歸一化頻率點(diǎn)1上的期望幅度響應(yīng)值。a₀、a_stop1、a_pass1、a_pass2、a_stop2和a₁的取值范圍在0～1之間。圖5所示為期望幅度響應(yīng)向量與歸一化頻率點(diǎn)的對(duì)應(yīng)關(guān)系。

步驟3：根據(jù)第一步計(jì)算得到的歸一化頻率點(diǎn)和第二步設(shè)計(jì)得到的期望幅度響應(yīng)向量，采用Parks-McClellan算法設(shè)計(jì)階數(shù)為N階的濾波系數(shù)，得到FIR濾波器系數(shù)向量h(n)。

步驟4：將步驟3得到的濾波器系數(shù)向量，帶入公式(5)中進(jìn)行卷積運(yùn)算，即可完成對(duì)輸入信號(hào)中直流信號(hào)的濾波處理。

以BDS B3系統(tǒng)為例說(shuō)明基于FIR濾波器進(jìn)行直流分量去除在抗干擾信號(hào)處理中的實(shí)施步驟和效果?？垢蓴_天線(xiàn)采用4陣元天線(xiàn)陣列，BD2B3頻點(diǎn)抗干擾天線(xiàn)中頻中心頻率f₀＝15.52MHz、采樣率F_s＝62MHz、工作帶寬B＝20MHz。干擾射頻信號(hào)采用π/4DQPSK調(diào)制的寬帶壓制式信號(hào)，中心頻率為1268.52MHZ，帶寬為20MHz。

圖6所示為ADC中頻采樣信號(hào)的頻譜，可以看出，每個(gè)通道信號(hào)中均存在約0dB的直流偏置量。

步驟1：設(shè)計(jì)FIR濾波器，其過(guò)渡帶寬D＝1MHz，將頻率相關(guān)參數(shù)代入式(6)、式(7)、式(8)和式(9)分別計(jì)算FIR濾波器歸一化的通帶第一頻率點(diǎn)f_pass1、通帶第二頻率點(diǎn)f_pass2、阻帶第一頻率點(diǎn)f_stop1和阻帶第二頻率點(diǎn)f_stop2：

步驟2：設(shè)計(jì)FIR濾波器在歸一化頻率范圍內(nèi)的期望幅度響應(yīng)向量a：

a＝[a₀,a_stop1,a_pass1,a_pass2,a_stop2,a₁]＝[0,0,1,1,0,0] (15)

得到FIR濾波器期望幅度響應(yīng)如圖7所示。

步驟3：根據(jù)步驟1計(jì)算得到的歸一化頻率點(diǎn)和步驟2設(shè)計(jì)得到的期望幅度響應(yīng)向量a，采用Parks-McClellan算法設(shè)計(jì)階數(shù)為16階(K＝15)的FIR濾波器。具體實(shí)現(xiàn)采用Matlab軟件SignalProcessing工具箱的firpm函數(shù)得到濾波系數(shù)向量b：

b_even＝firpm(K,f,a) (16)

其中，f＝[0,0.1458,0.1781,0.8232,0.8555,1]為歸一化頻率向量，a＝[0,0,1,1,0,0]為與歸一化頻率向量對(duì)應(yīng)的期望幅度響應(yīng)向量。得到的FIR濾波器系數(shù)如圖8所示。所設(shè)計(jì)的FIR濾波器幅度響應(yīng)如圖9所示。

步驟4：采用所設(shè)計(jì)的濾波器對(duì)圖6所示，存在平穩(wěn)寬帶干擾時(shí)，四單元抗干擾天線(xiàn)ADC采樣原始數(shù)據(jù)進(jìn)行濾波處理。圖10所示為濾波處理后各通道信號(hào)的頻譜。對(duì)比圖6和圖10可以看出，采用濾波法處理后，ADC采樣信號(hào)中的直流偏置量得到了有效地抑制，從0dB降低至約-30dB。