本發(fā)明屬于導(dǎo)航接收機設(shè)備領(lǐng)域，具體涉及一種GNSS信號載波跟蹤和導(dǎo)航解算緊組合的濾波方法，其可運用在衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)中接收終端類設(shè)備的研制中。

背景技術(shù)：

隨著衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)應(yīng)用范圍的不斷擴大，導(dǎo)航接收機可能面臨特殊應(yīng)用環(huán)境，如叢林，復(fù)雜城區(qū)等，這就對導(dǎo)航信號的接收提出了更高的要求，目前對導(dǎo)航信號的接收跟蹤方法主要有基于標(biāo)量結(jié)構(gòu)的信號跟蹤方法和基于矢量結(jié)構(gòu)的信號跟蹤方法，標(biāo)量信號跟蹤方法對利用本地信號跟蹤濾波器對每顆衛(wèi)星進(jìn)行單獨跟蹤，其跟蹤性能靈敏度及連續(xù)性不如矢量跟蹤方法，矢量跟蹤方法將所有可以收到的衛(wèi)星信號在一個跟蹤環(huán)路中進(jìn)行聯(lián)合跟蹤，可以看作是一種特殊的本地信號跟蹤濾波器和導(dǎo)航接收機中的導(dǎo)航濾波器間的一種深組合方法，這種深組合方式僅僅保留了本地信號跟蹤濾波器中的誤差估計環(huán)節(jié)，并將其作為導(dǎo)航解算濾波器的輸入，對導(dǎo)航信號進(jìn)行聯(lián)合跟蹤處理，該方法可以有效提高跟蹤門限，并且可以對較弱信號進(jìn)行連續(xù)跟蹤，該方法的穩(wěn)健性較差，且系統(tǒng)復(fù)雜度較高，不利于接收機的實現(xiàn)。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述介紹的兩種方法不能較好的解決導(dǎo)航接收機對弱信號跟蹤性能與系統(tǒng)復(fù)雜性及穩(wěn)健性間的矛盾，本發(fā)明提供了一種GNSS信號載波跟蹤和導(dǎo)航解算緊組合的濾波方法，可以在提高導(dǎo)航接收機對弱信號跟蹤性能的同時，保留接收機中的本地載波跟蹤濾波器，有效降低系統(tǒng)的復(fù)雜性，提高接收機的穩(wěn)健性。具體技術(shù)方案如下：

一種GNSS信號載波跟蹤和導(dǎo)航解算緊組合的濾波方法，包括以下步驟：

步驟1，接收機通過天線接收到GNSS信號后，GNSS信號經(jīng)過接收機中的射頻前端、AD轉(zhuǎn)換器后變?yōu)閿?shù)字中頻信號r(t)，t表示接收時刻；

步驟2，接收機中為每顆衛(wèi)星分配一個跟蹤通道，N顆衛(wèi)星對應(yīng)N個跟蹤通道，每個跟蹤通道中均含有一個本地載波生成裝置NCO(NCO:Numerically Controlled Oscillator)，用于生成頻率控制字為f_NCO的兩路正交信號，分別為同相信號s_I(t)和正交信號s_Q(t)，以其中任意一個通道為例，上述兩路信號具體為：

s_I(t)＝cos(2πf_NCO·t)

s_Q(t)＝-sin(2πf_NCO·t)

將進(jìn)入該通道的數(shù)字中頻信號分為相同的兩路信號，一路信號與同相信號相乘混合為s_I(t)·r(t)，另一路信號與正交信號相乘混合為s_Q(t)·r(t)；

步驟3，接收機跟蹤通道中的相關(guān)器，用于將本地復(fù)制生成的信號和接收信號進(jìn)行相干積累，相干積分時間為T_c，k表示跟蹤環(huán)路中第k個跟蹤歷元，每個歷元對應(yīng)的時長為T_c，故輸出信號的積分區(qū)間為(k-1)·T_c到k·T_c，得到相關(guān)值I_k和Q_k，具體為：

步驟4，接收機跟蹤通道中的鑒頻器裝置，用于獲得本地復(fù)制信號和接收信號間的誤差估計參數(shù)，其鑒頻器輸出結(jié)果ε_k為：

其中atan2表示四象限反正切函數(shù)；

步驟5，接收機中的本地載波跟蹤濾波器進(jìn)行濾波，其步驟如下：

本地載波跟蹤濾波器的系統(tǒng)方程為

Y_k+1＝Φ_Y·Y_k+w_k

其中Y_k＝[f_k,α_k]^T為本地載波跟蹤濾波器的系統(tǒng)狀態(tài)向量，f_k,α_k分別表示信號的多普勒和多普勒變化率，單位分別為Hz，Hz/s；T表示向量或矩陣的轉(zhuǎn)置符號，w_k＝[ω_rf·w_d；(ω_rf/c)·w_a]^T為系統(tǒng)噪聲，w_d為由接收機中晶體振蕩器引起的頻率噪聲，其噪聲譜密度為q_d；w_a是系統(tǒng)頻率變化率噪聲，其功率譜密度為q_a，ω_rf是載波頻率，c為光速；Φ_Y是本地載波跟蹤濾波器的系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣，具體為：

Q_Y是w_k對應(yīng)的過程噪聲協(xié)方差矩陣，具體為：

鑒頻器的輸出結(jié)果ε_k為本地載波跟蹤濾波器的新息，其協(xié)方差矩陣為R_Y，具體為：

其中C/N₀為信號載噪比，表示信號強度的大??；π為圓周率。

本地載波跟蹤濾波器的量測矩陣為H_Y，具體為：

H_Y＝[1 -T_c/2]

本地載波跟蹤濾波器的具體實施步驟描述為：

Step 51：計算系統(tǒng)狀態(tài)向量預(yù)測值Y_k^-及其預(yù)測協(xié)方差矩陣

其中，P_Y,k-1表示Y_k-1對應(yīng)的協(xié)方差矩陣；

Step 52：計算本地載波跟蹤濾波器增益矩陣K_Y：

Step 53：根據(jù)新息更新系統(tǒng)狀態(tài)向量及其協(xié)方差矩陣：

其中I表示單位矩陣；

最終第k個歷元NCO的控制參數(shù)為：

f_NCO,k＝Y(jié)_k(1)

其中Y_k(1)表示系統(tǒng)狀態(tài)向量的第一個元素；

步驟6，提取觀測量，即從N個通道中獲取導(dǎo)航解算所需要的多普勒測量結(jié)果，生成觀測矢量其中為衛(wèi)星i在第k個歷元的多普勒頻率測量結(jié)果，N為衛(wèi)星總數(shù)，i取值范圍為1,2,…,N；的協(xié)方差矩陣為R_z，具體為：

其中為第i顆衛(wèi)星信號本地載波跟蹤濾波器中的系統(tǒng)狀態(tài)協(xié)方差矩陣，通過步驟5中的step 53獲取，其第一行第一列對應(yīng)的元素為多普勒測量結(jié)果的精度，diag表示對角矩陣符號；

步驟7，導(dǎo)航解算濾波器，導(dǎo)航解算濾波器通常采用一個Extend Kalman Filter(EKF)實現(xiàn)，其系統(tǒng)方程為

X_k+1＝Φ·X_k+ω_k

其中X_k＝[v_x,a_x,v_y,a_y,v_z,a_z,δf]為第k個歷元時刻接收機的運動狀態(tài)矢量，v_x,v_y,v_z為ECEF坐標(biāo)系下的三維速度結(jié)果，a_x,a_y,a_z為ECEF(Earth-Centered,Earth-Fixed)坐標(biāo)系下的三維加速度結(jié)果，δf為接收機上時鐘的頻率誤差，狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣為Φ，具體表示為：

其中，

T_b是導(dǎo)航解算濾波器的解算間隔；

ω_k是系統(tǒng)過程噪聲，其協(xié)方差矩陣為Q，具體為：

其中

Q_f＝S_f·T_b

S_a為加速度噪聲功率譜密度，S_f為時鐘頻率變化噪聲功率譜密度。根據(jù)觀測量步驟6中的觀測量得到系統(tǒng)的測量方程為：

其中H為測量矩陣，它由接收機到衛(wèi)星的空間幾何構(gòu)型決定，為第k個歷元時刻衛(wèi)星的運動狀態(tài)，上標(biāo)s表示所有衛(wèi)星的集合，其中為所有衛(wèi)星在x方向上的速度值的集合，其元素個數(shù)為N個，同理可獲得δf^S為衛(wèi)星上時鐘的頻率誤差；

導(dǎo)航解算濾波器測速解算的具體過程描述如下：

Step 71,計算接收機的運動狀態(tài)矢量預(yù)測結(jié)果及其協(xié)方差矩陣

其中P_k-1表示X_k-1的協(xié)方差矩陣。

Step 72，計算導(dǎo)航解算濾波器的增益矩陣G_k：

Step 73，更新接收機的運動狀態(tài)矢量及其協(xié)方差矩陣：

步驟8，通道NCO預(yù)測器，根據(jù)接收機中導(dǎo)航濾波器的解算結(jié)果，預(yù)測下一時刻各個通道中的NCO控制字，具體為：

其中，X_k-1為第k-1個歷元時刻的接收機的運動狀態(tài)矢量。

計算預(yù)測精度為：

這樣對于第i顆衛(wèi)星而言，下一時刻NCO參數(shù)的預(yù)測結(jié)果及精度為：

其中表示向量的第i個元素，表示矩陣的第i行第i列元素值；

步驟9，本地載波跟蹤濾波器的濾波結(jié)果和導(dǎo)航解算濾波器的預(yù)測值進(jìn)行緊組合，即將步驟5所得結(jié)果Y_k(1)和步驟8所得結(jié)果進(jìn)行線性加權(quán)，從而獲得最終通道NCO的控制參數(shù)f_NCO,k，具體為

其中λ為組合權(quán)重，它由兩者的精度決定，具體為：

P_Y,k(1,1)為對應(yīng)的通道中本地載波跟蹤濾波器的系統(tǒng)狀態(tài)向量第1行第1列元素值，若是第i個通道，則為

需要說明的是緊組合的結(jié)果f_NCO,k再控制通道NCO的同時，還需要同步反饋到本地載波跟蹤濾波器中，以保持本地載波跟蹤濾波器的狀態(tài)和通道NCO參數(shù)的一致性。

上述步驟中描述了本地載波跟蹤濾波器和導(dǎo)航解算濾波器更新頻度一致的情況，實際上，兩者的更新頻度可能出現(xiàn)不一致，但通常情況為導(dǎo)航解算濾波器的更新間隔為本地載波跟蹤濾波器更新間隔的M倍，M為整數(shù)，在這種情況下，本方法中本地載波跟蹤濾波器和導(dǎo)航解算濾波器的緊組合將發(fā)生導(dǎo)航解算濾波器進(jìn)行更新的時刻，即二者緊組合的間隔和導(dǎo)航解算濾波器的間隔保持一致。

本發(fā)明的有益技術(shù)效果是：1、提高信號的跟蹤精度，相比傳統(tǒng)僅利用本地載波跟蹤濾波器的情況，通過本地載波跟蹤濾波器和導(dǎo)航解算濾波器間的緊組合，可以有效提高對導(dǎo)航信號的載波頻率跟蹤精度。2、提高弱信號下的跟蹤能力，相比傳統(tǒng)僅利用本地載波跟蹤濾波器的情況，通過本地載波跟蹤濾波器和導(dǎo)航解算濾波器間的緊組合，可以利用導(dǎo)航解算濾波器對本地載波跟蹤濾波器進(jìn)行輔助，提高對弱信號的連續(xù)跟蹤能力。

附圖說明

圖1為本發(fā)明方法在接收機結(jié)構(gòu)中的流程示意圖；

圖2為本發(fā)明實施例中仿真所用的GPS星空圖；

圖3為不同緊組合間隔和無緊組合條件下的跟蹤精度仿真結(jié)果；

圖4為不同緊組合間隔和無緊組合條件下對弱信號的跟蹤仿真結(jié)果。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合附圖及實施例，對本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實施例僅用于解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

考慮到存在本地載波跟蹤濾波器的更新頻度和導(dǎo)航解算濾波器的更新頻度不一致的情況，因此他們之間的緊組合只會發(fā)生在兩個濾波器同時進(jìn)行更新的時刻，因此使前、后兩次緊組合的間隔和兩種濾波器中更新間隔慢的一種濾波器保持一致，通常導(dǎo)航解算濾波器的更新頻度較慢，因此實施例中，將緊組合間隔設(shè)置為與導(dǎo)航解算濾波器的更新間隔一致。

如圖1所示，為本發(fā)明方法在接收機結(jié)構(gòu)中的流程示意圖；本地載波生成裝置NCO用于產(chǎn)生兩路正交信號；相關(guān)器，用于將本地復(fù)制生成的信號和接收信號進(jìn)行相干積累；鑒頻器裝置，用于獲得本地復(fù)制信號和接收信號間的誤差估計參數(shù)；本地載波跟蹤濾波器和導(dǎo)航解算濾波器用于濾波處理；觀測量提取裝置用于從各個通道中獲取導(dǎo)航解算所需要的多普勒測量結(jié)果，生成觀測矢量；NCO預(yù)測器的作用是根據(jù)接收機中導(dǎo)航濾波器的解算結(jié)果，預(yù)測下一時刻各個通道中的NCO控制字；緊組合裝置用于將本地載波跟蹤濾波器的濾波結(jié)果和導(dǎo)航解算濾波器的預(yù)測值進(jìn)行緊組合。

本發(fā)明公開了一種GNSS信號載波跟蹤和導(dǎo)航解算緊組合的濾波方法，包括以下步驟：

步驟1，接收機通過天線接收到GNSS信號后，GNSS信號經(jīng)過接收機中的射頻前端、AD轉(zhuǎn)換器后變?yōu)閿?shù)字中頻信號r(t)，t表示接收時刻；

步驟2，接收機中為每顆衛(wèi)星分配一個跟蹤通道，N顆衛(wèi)星對應(yīng)N個跟蹤通道，每個跟蹤通道中均含有一個本地載波生成裝置NCO，生成頻率控制字為f_NCO的兩路正交信號，分別為同相信號s_I(t)和正交信號s_Q(t)；

步驟3，接收機跟蹤通道中的相關(guān)器進(jìn)行相干積累；每個跟蹤通道中均有對應(yīng)的相關(guān)器；

步驟4，將相關(guān)器的輸出結(jié)果輸至跟蹤通道中的鑒頻器進(jìn)行處理；每個跟蹤通道中均有對應(yīng)的鑒頻器。

步驟5，本地載波跟蹤濾波器進(jìn)行濾波處理；每個跟蹤通道中均有對應(yīng)的本地載波跟蹤濾波器，實施例中c取值為3×10⁸m/s；q_d通常取q_d＝2×10^-15；q_a為加速度動態(tài)值，取值為1m/s²。

步驟6，提取觀測量，從各個通道中獲取導(dǎo)航解算所需要的多普勒測量結(jié)果，生成觀測矢量。

步驟7，導(dǎo)航解算濾波器進(jìn)行濾波，實施例中導(dǎo)航解算濾波器通常采用一個Extend Kalman Filter(簡稱為：EKF)實現(xiàn)。

步驟8，根據(jù)接收機中導(dǎo)航濾波器的解算結(jié)果，預(yù)測下一時刻各個通道中的NCO控制字。

步驟9，將本地載波跟蹤濾波器的濾波結(jié)果與導(dǎo)航解算濾波器的預(yù)測值進(jìn)行緊組合，具體為將步驟5所得系統(tǒng)狀態(tài)向量的第一個元素Y_k(1)和步驟8所得結(jié)果進(jìn)行線性加權(quán)，從而獲得最終通道NCO的控制參數(shù)，將緊組合的結(jié)果用于控制通道NCO，并同步反饋到本地載波跟蹤濾波器中，保持本地載波跟蹤濾波器的狀態(tài)和通道NCO參數(shù)的一致性。

圖2為仿真所用的GPS星空圖，(圖中網(wǎng)格在經(jīng)度0°～360°上間隔30°劃分、在緯度0°～90°上間隔15°劃分)，圖中共有12顆可見衛(wèi)星，圖中衛(wèi)星上的數(shù)字表示衛(wèi)星號即PRN(pseudo-random noise，縮寫：PRN)號，圖中衛(wèi)星號顯示為22、32、14、19、29、24、27、21、4、30、18、9。

圖3為不同緊組合間隔下的跟蹤精度對信號強度的仿真結(jié)果，其中4號衛(wèi)星的信號強度從24dBHz到35dBHz變化，其他衛(wèi)星的信號強度均比4號衛(wèi)星高10dBHz，本地載波跟蹤濾波器的更新間隔為20ms，仿真緊組合間隔為20ms，40ms和100ms及不組合情況下的跟蹤精度，圖中FLL(Frequency Locked Loop)表示不組合的情況，即僅采用本地頻率鎖定環(huán)路對信號進(jìn)行跟蹤。(a)圖給出了4號衛(wèi)星的頻率跟蹤精度，(b)圖給出了9號衛(wèi)星的頻率跟蹤精度，其中橫坐標(biāo)為信號載噪比C/N₀，單位為dBHz。從結(jié)果可以看出，組合間隔越小，跟蹤精度越好，并且緊組合的跟蹤精度高于不組合情況下的跟蹤精度。

圖4為不同緊組合間隔下對弱信號跟蹤能力的仿真結(jié)果，其中4號衛(wèi)星信號強度在30s～70s之間為10dBHz，其余時間為35dBHz，且其他衛(wèi)星信號強度在整個仿真過程中保持在35dBHz。本地載波跟蹤濾波器的更新間隔為20ms，仿真緊組合間隔為20ms，40ms和100ms及不組合情況下對4號衛(wèi)星的頻率跟蹤結(jié)果。從結(jié)果可以看出，當(dāng)不進(jìn)行緊組合時，在30s之后信號很快就失鎖，已經(jīng)無法進(jìn)行信號跟蹤，但是當(dāng)采用本發(fā)明緊組合方式后，可以實現(xiàn)對4號衛(wèi)星的連續(xù)跟蹤，并且組合間隔越長，對弱信號的跟蹤誤差越大，組合間隔越短，多弱信號的跟蹤誤差越小。

綜上所述，雖然本發(fā)明已以較佳實施例揭露如上，然其并非用以限定本發(fā)明，任何本領(lǐng)域普通技術(shù)人員，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，當(dāng)可作各種更動與潤飾，因此本發(fā)明的保護(hù)范圍當(dāng)視權(quán)利要求書界定的范圍為準(zhǔn)。