本發(fā)明涉及一種雷達(dá)裝置和一種用于運(yùn)行雷達(dá)裝置的方法。

背景技術(shù)：

在機(jī)動車中越來越多地使用雷達(dá)裝置，例如用來檢測機(jī)動車環(huán)境以便控制機(jī)動車裝備。因此例如可設(shè)有駕駛輔助系統(tǒng)，其基于雷達(dá)裝置的數(shù)據(jù)例如在制動過程中或變換車道時輔助駕駛員。

在此對于例如24ghz雷達(dá)裝置——其發(fā)射24ghz范圍內(nèi)的發(fā)射信號——的目標(biāo)檢測而言至關(guān)重要的是如何設(shè)計(jì)發(fā)射信號的頻率響應(yīng)曲線。通常，發(fā)射信號的發(fā)射頻率在此以近似線性的、所謂啁啾的形式掃過200mhz的預(yù)規(guī)定帶寬、即具有上升發(fā)射頻率的頻率斜坡。在現(xiàn)代雷達(dá)裝置中這些啁啾的斜率相對小，用于掃過200mhz所需的時間因此在現(xiàn)代雷達(dá)裝置中大約為40ms。

但總的來說可以觀察到斜率顯著提高的明顯趨勢。一個啁啾持續(xù)時間減小至約75μs結(jié)合1mhz數(shù)量級的更高采樣率能實(shí)現(xiàn)顯著改善的目標(biāo)檢測。但為了即使在啁啾的這種高斜率下也實(shí)現(xiàn)發(fā)射頻率的線性響應(yīng)曲線，對于24ghz-vco、也稱為壓控振蕩器的調(diào)諧電壓的變化曲線的要求非常高。

在現(xiàn)有技術(shù)中使用所謂的可編程pll、鎖相環(huán)或控制回路級用來產(chǎn)生調(diào)諧電壓，使得結(jié)合vco振蕩器產(chǎn)生閉合控制電路。但這種鎖相環(huán)帶來附加成本，其應(yīng)被避免。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

因此，本發(fā)明的任務(wù)在于提供一種雷達(dá)裝置和一種用于運(yùn)行雷達(dá)裝置的方法，借助其即使在具有高斜率的啁啾中也能實(shí)現(xiàn)低成本制造和低成本運(yùn)行并確保頻率響應(yīng)曲線的高度線性，因此可改善目標(biāo)檢測的質(zhì)量。

本發(fā)明關(guān)于雷達(dá)裝置的任務(wù)利用根據(jù)權(quán)利要求1的特征來解決。

本發(fā)明的一種實(shí)施例涉及用于在頻帶內(nèi)發(fā)射信號的雷達(dá)裝置，包括控制器件；振蕩器，所述振蕩器的輸入端通過轉(zhuǎn)換器與控制器件連接，振蕩器可借助控制器件操控以用于生成信號，并且借助振蕩器生成的信號可在振蕩器輸出端上截?。恢辽僖粋€用于發(fā)射存在于振蕩器輸出端上的信號的發(fā)射天線，其中，該發(fā)射天線與振蕩器輸出端連接；至少一個用于接收接收信號、用于處理接收信號并且用于將經(jīng)處理的接收信號傳輸給控制器件的接收信道，其中，所述接收信道包括至少一個接收天線和用于將接收信號與存在于振蕩器輸出端的信號混合的混頻器，其中，該混頻器與振蕩器輸出端連接，其中，設(shè)有分頻器，所述分頻器將振蕩器的信號供應(yīng)給頻率計(jì)數(shù)器，至少所述振蕩器和分頻器構(gòu)造為單片微波集成電路。由此確?？稍跍y量技術(shù)上檢測并補(bǔ)償基本上所有在數(shù)字序列轉(zhuǎn)換為24ghz時的頻率響應(yīng)曲線時出現(xiàn)的非線性。所產(chǎn)生的快速啁啾的線性顯著增加，這可改善目標(biāo)檢測。這更低成本地借助以硬件技術(shù)實(shí)現(xiàn)快速啁啾進(jìn)行，從而無需使用可編程pll模塊。

也有利的是，此外，接收信道的至少一個混頻器集成到單片微波集成電路中。由此可實(shí)現(xiàn)簡單的制造并且同時進(jìn)行簡單的信號分析。

在此也有利的是，此外，接收信道的至少一個放大器和/或?yàn)V波器集成到單片微波集成電路中。

特別有利的是，為了借助于借助頻率計(jì)數(shù)器的頻率計(jì)數(shù)進(jìn)行校準(zhǔn)可使用如下校準(zhǔn)周期，所述校準(zhǔn)周期使用與雷達(dá)測量周期中相同的調(diào)諧電壓變化曲線或vco頻率響應(yīng)曲線。由此有利的可以是，即使在快速啁啾下也能可靠進(jìn)行頻率計(jì)數(shù)。

特別有利的是，為了操控分頻器而設(shè)有操控裝置，借助所述操控裝置可規(guī)定集成的分頻器在至少兩個不同的分頻因子之間切換。由此可進(jìn)行匹配以改善精度。

在此有利的是，所述操控裝置構(gòu)造為數(shù)字信號處理器的接口。由此可通過數(shù)字信號處理器進(jìn)行有針對性的操控。

本發(fā)明關(guān)于方法的任務(wù)利用根據(jù)權(quán)利要求7的特征來解決。

本發(fā)明的一種實(shí)施例涉及用于運(yùn)行雷達(dá)傳感器的方法，其中，為了借助頻率計(jì)數(shù)器進(jìn)行校準(zhǔn)，設(shè)有如下校準(zhǔn)周期，所述校準(zhǔn)周期規(guī)定與常規(guī)雷達(dá)測量周期相同的調(diào)諧電壓曲線或vco頻率變化。

附圖說明

本發(fā)明的有利擴(kuò)展方案在從屬權(quán)利要求和下述對附圖的說明中描述。

圖1為發(fā)射信號作為時間函數(shù)的示意性視圖；

圖2為雷達(dá)裝置的示意圖；

圖3為用于說明本發(fā)明的圖表；

圖4為用于示出快速啁啾的圖表；

圖5為用于說明發(fā)射信號生成的視圖；

圖6為本發(fā)明雷達(dá)裝置的示意圖；

圖7為用于說明本發(fā)明的圖表；以及

圖8為用于說明本發(fā)明的圖表。

具體實(shí)施方式

圖1示出雷達(dá)裝置發(fā)射信號的圖表，其示意性示出正啁啾、即具有上升發(fā)射頻率的發(fā)射信號的上升斜坡。在此在當(dāng)前雷達(dá)裝置中發(fā)射信號具有斜率較小的頻率啁啾，在規(guī)定的24ghz頻帶內(nèi)200mhz掃描持續(xù)時間是38.4ms。一個啁啾內(nèi)的頻率響應(yīng)曲線由lfmsk調(diào)制方法確定，該方法具有如下表示的曲線。發(fā)射三個嵌套的信號a、b、c。對于分別約25μs的持續(xù)時間——即在具有固定振動次數(shù)和預(yù)定義的持續(xù)時間的一個脈沖(burst)或信號期間——在此發(fā)射恒定頻率，該頻率對于三個信號的每一個通過下述公式得出：

fabc,i＝fabc,0+i·δfabc，其中i＝0,…,n-1

對于每個信號a、b或c，脈沖數(shù)量為n＝512。在頻率增量δfabc>0時，稱為正啁啾(upchirp)，當(dāng)頻率增量δfabc<0時，稱為負(fù)啁啾(upchirp)。多普勒啁啾(dopplerchirp)具有δfabc＝0的特點(diǎn)。正啁啾、負(fù)啁啾和多普勒啁啾在此交替發(fā)射。

圖1中示出正啁啾的lfmsk信號的局部。

在38.4ms的啁啾持續(xù)時間內(nèi)通過信號a、b、c分別掃過的頻率范圍通常為190mhz，其頻率差fb,i-fa,i以及fc,i-fb,i分別約為1.2mhz。

該參數(shù)的選擇除了對24ghz占用帶寬的管理規(guī)定外主要由目標(biāo)檢測要求所決定。

圖2示出雷達(dá)裝置1的結(jié)構(gòu)，如關(guān)于發(fā)射信號生成和接收信號記錄的雷達(dá)傳感器。雷達(dá)裝置1為此包括發(fā)射分支2和接收信道3、4。發(fā)射信號5、也被稱為tx信號的生成在圍繞24ghz的頻率范圍內(nèi)通過由發(fā)射分支2中的數(shù)模轉(zhuǎn)換器8(dac)操控壓控振蕩器7(voltagecontrolledoscillator/vco)來進(jìn)行。

與通過數(shù)模轉(zhuǎn)換器8產(chǎn)生的模擬電壓變化曲線等效地，出現(xiàn)具有相應(yīng)頻率序列的24ghz信號。該信號一方面構(gòu)成發(fā)射信號5(tx信號)并且另一方面同時也構(gòu)成供應(yīng)給接收信道3、4的混頻器9、10的lo信號11。通過該lo信號11由接收天線12、13接收的信號14、15被混入基帶中。這些信號在此之前借助放大器16、17(lna)放大。在混合之后，借助濾波器18、19對其進(jìn)行濾波并且通過集成在數(shù)字信號處理器20(dsp)中的模數(shù)轉(zhuǎn)換器21(adc)進(jìn)行采樣并且隨后在數(shù)字信號處理器20(dsp)中通過數(shù)字信號處理進(jìn)行目標(biāo)檢測。

在這種雷達(dá)裝置1中，裝置或者說傳感器的控制通過數(shù)字信號處理器20(dsp)進(jìn)行。該控制還包括發(fā)射信號生成并且在時間上與此耦合地包括多個接收天線12、13的接收信號14、15的采樣。此外，還可通過數(shù)字信號處理器處理接收信號以及對大部分傳感器硬件進(jìn)行診斷。

從發(fā)射信號生成和接收信號14，15的采樣角度看，頻率響應(yīng)曲線的階梯形狀對于lfmsk方法是典型的。在設(shè)定新的發(fā)射頻率后，該發(fā)射頻率保持為25μs的脈沖持續(xù)時間，從而在vco環(huán)境中可出現(xiàn)穩(wěn)態(tài)振動并且在脈沖結(jié)束時進(jìn)行對出現(xiàn)的接收信號14、15進(jìn)行采樣。

lfmsk發(fā)射信號5的生成及其在接收側(cè)的處理在圖2中示例性針對雷達(dá)裝置示出。

通過對dac、即數(shù)模轉(zhuǎn)換器8編程，借助16位字產(chǎn)生相應(yīng)模擬電壓，該模擬電壓用作24ghz-vco7的調(diào)諧電壓。通過這種方式產(chǎn)生具有相應(yīng)于16位字的固定頻率的24ghz信號。圖1中所示的發(fā)射信號的生成因此通過順序dac編程借助3*512個16位值實(shí)現(xiàn)，其存儲在dac表中。

為了不離開規(guī)定的24ghz范圍內(nèi)的頻帶，所述dac表并非僅計(jì)算一次，而是在持續(xù)運(yùn)行中定期更新，因?yàn)榉駝t有可能例如通過溫度和老化漂移引起頻帶損傷。

dac表的所述更新通過定期在單獨(dú)的校準(zhǔn)周期內(nèi)的傳感器內(nèi)部頻率計(jì)數(shù)進(jìn)行。該構(gòu)思的核心是直接在傳感器內(nèi)部反饋測量所設(shè)定的24ghz-vco頻率。為此目的，將24ghz頻率設(shè)定約1ms的持續(xù)時間。如圖2可見，被分為多個頻率級的信號被反饋至數(shù)字信號處理器20。為此借助分頻器22反饋信號，該信號由頻率計(jì)數(shù)器23分析。在此例如通過捕獲比較單元對分頻信號的周期時間進(jìn)行高精度計(jì)數(shù)。該周期時間測量的分辨率和因此絕對精度等于6.67ns即150mhzdsp時鐘的倒數(shù)。用于所設(shè)定24ghz頻率的總分頻因子在選擇的雷達(dá)裝置中為16*23136*26＝9624576，因此對于所設(shè)定的24.15ghz頻率產(chǎn)生頻率為24.15/9624576＝2509khz的計(jì)數(shù)信號。

借助測得的周期時間和已知的分頻因子因此可計(jì)算實(shí)際出現(xiàn)24ghz頻率。該計(jì)算的精度產(chǎn)生于khz范圍內(nèi)周期時間測量的相對精度，該相對精度由6.67ns/(1/2.509khz)＝1.6735*10^-5得出。在24.15ghz的24ghz頻率下由此產(chǎn)生約404khz的絕對精度。

為了更新dac表、即數(shù)模轉(zhuǎn)換器8表，特別有利的是，近似計(jì)算非線性的vco特征曲線，其描述所設(shè)定dac值和所產(chǎn)生24ghz頻率之間的關(guān)系。為此目的，根據(jù)圖3所示的圖表對21個單個的、等距分布在待掃描的24ghz頻帶上的頻率進(jìn)行頻率計(jì)數(shù)。圖3在此示出校準(zhǔn)期間的vco頻率序列。借助21個所設(shè)定的dac值和對此測量或計(jì)算出的24ghz頻率計(jì)算回歸函數(shù)，借助于該回歸函數(shù)為了lfmsk啁啾的希望的24ghz頻率更新dac表。

借助快速、線性啁啾的雷達(dá)目標(biāo)檢測相對于慢速啁啾具有明顯優(yōu)勢。圖4中示出快速啁啾這種常見的發(fā)射信號變化曲線。圖4示意性示出一組256個快速啁啾，它們在85μs內(nèi)線性上升并且此后又幾乎垂直下降。啁啾上升的起點(diǎn)和終點(diǎn)伴有短的平臺，但也可省去其。

通過比較圖1和4立即清楚頻率啁啾斜率的差異。如圖4所示，快速啁啾的高斜率和同時頻率響應(yīng)曲線的高線性度對于硬件技術(shù)生成發(fā)射信號提出特殊要求。

因此，由于數(shù)量級為10μs的過長等待時間例如借助通過spi接口編程的dac數(shù)模轉(zhuǎn)換器8產(chǎn)生vco調(diào)諧電壓不是太實(shí)用。

然而，為了實(shí)現(xiàn)短的、快速且陡峭的啁啾，上述用于調(diào)制慢速啁啾提出的方案，即通過順序設(shè)定存儲在dac表中的值實(shí)現(xiàn)希望的調(diào)諧電壓變化曲線并且在傳感器的持續(xù)運(yùn)行中定期通過自校準(zhǔn)更新該dac表對于實(shí)現(xiàn)快速啁啾十分有意義。

為此要解決一個問題，即應(yīng)找到用于頻率校準(zhǔn)的有效方法，借助該方法可這樣定期更新dac表，使得由此產(chǎn)生的快速啁啾具有希望的線性頻率響應(yīng)曲線。

調(diào)諧電壓和由此產(chǎn)生的發(fā)射信號28的生成如圖5所示進(jìn)行。通過數(shù)字信號處理器20中的一個模塊從內(nèi)部dac表產(chǎn)生高速率的數(shù)字信號，其高電平的局部頻率相應(yīng)于dac表的相應(yīng)值或在該時刻希望的調(diào)諧電壓的電壓電平。

通過借助低通濾波器26對數(shù)字信號29進(jìn)行低通濾波實(shí)現(xiàn)希望的調(diào)諧電壓30變化曲線。對此有利的是，該電壓變化曲線和因此數(shù)字信號的頻率分布可包含預(yù)失真，該預(yù)失真可補(bǔ)償vco的非線性特征曲線，從而在發(fā)送信號28的產(chǎn)生的頻率響應(yīng)曲線中正好產(chǎn)生線性曲線。

類似于在如圖1所示的生成慢速頻率啁啾時有利的是，即使在生成快速啁啾時也執(zhí)行定期的校準(zhǔn)周期的構(gòu)思，在所述校準(zhǔn)周期中對一些24ghz頻率進(jìn)行直接計(jì)數(shù)。

由計(jì)數(shù)結(jié)果通過計(jì)算內(nèi)部dac表來計(jì)算高速率的數(shù)字序列，其局部振幅頻率代表希望的電壓變化曲線，該電壓變化曲線隨后通過借助低通濾波器26的低通濾波實(shí)現(xiàn)。

頻率恒定的計(jì)數(shù)校準(zhǔn)方案也可能在快速啁啾中導(dǎo)致問題。恒定頻率設(shè)定為相對高的1ms持續(xù)時間、其計(jì)數(shù)和由此計(jì)算出的dac表對于所產(chǎn)生的雷達(dá)測量啁啾發(fā)射信號而言僅在這樣的情況下有代表性，即在設(shè)定每個單個發(fā)射頻率后實(shí)現(xiàn)關(guān)于調(diào)諧電壓和所產(chǎn)生的vco頻率的穩(wěn)態(tài)振動。這對于圖2中所示的慢速啁啾發(fā)射信號來說是滿足的。在根據(jù)圖4的快速啁啾中該模擬也可能不存在。調(diào)諧電壓范圍或相應(yīng)vco頻率范圍的快速通過可阻礙穩(wěn)態(tài)振動的實(shí)現(xiàn)。

因此希望一種備選的校準(zhǔn)方案，其規(guī)定直接借助快速啁啾進(jìn)行頻率計(jì)數(shù)。為了在測量技術(shù)上檢測在快速啁啾通過時對于調(diào)諧電壓變化曲線造成的所有瞬態(tài)效應(yīng)，對于校準(zhǔn)周期建立與常規(guī)雷達(dá)測量周期中相同的調(diào)諧電壓變化曲線或vco頻率響應(yīng)曲線。頻率響應(yīng)曲線因此正好相應(yīng)于圖4所示的曲線，但在校準(zhǔn)周期中嘗試通過求頻率計(jì)數(shù)的平均值在測量技術(shù)上檢測多個快速啁啾內(nèi)頻率的實(shí)際響應(yīng)曲線并且必要時調(diào)整基礎(chǔ)的高速率數(shù)字序列。

用于所提出方法的雷達(dá)裝置100是一種新型mmic101(單片微波集成電路)，如在圖6中所使用的。在該mmic101中除了本來的24ghz-vco振蕩器102外也集成了所有其它相關(guān)的24ghz部件、如混頻器103、帶通濾波器104、lna或者說放大器105和分頻器106。

mmic可通過數(shù)字信號處理器108的spi接口107進(jìn)行配置。尤其是spi接口107允許集成的分頻器106在兩個不同的分頻因子之間進(jìn)行轉(zhuǎn)換。例如2²⁰＝1048576的第一分頻因子如上所述能夠?qū)?4ghz信號向下劃分為頻率約為23khz的信號。目前的恒定頻率計(jì)數(shù)方案以該配置為基礎(chǔ)。其規(guī)定恒定24ghz頻率設(shè)定約為1ms并且對所向下劃分23khz信號的每十個連續(xù)周期時間計(jì)數(shù)，類似于上面所描述的。

通過在雷達(dá)裝置中使用新型mmic101備選地可設(shè)定例如2¹⁴＝16384的第二分頻因子。該分頻因子使得分頻器輸出信號具有約1.47mhz的頻率。該頻率的測量信號的一大優(yōu)點(diǎn)是明顯減少的約δtm＝0.68μs＝1/1.474mhz的測量時間。由此產(chǎn)生這樣的時間分辨率，借助其可在根據(jù)圖4的快速啁啾序列內(nèi)測量頻率響應(yīng)曲線。另一方面單次測量的相對精度要低得多。由于在雷達(dá)裝置中使用具有200mhz時鐘的計(jì)數(shù)單元，因此對于δtm測量時間產(chǎn)生(1/200mhz)/δtm＝7.353*10^-3的相對精度。關(guān)于24.15ghz的系統(tǒng)中間頻率產(chǎn)生177.57mhz的絕對精度。這表示，只有通過適當(dāng)?shù)亟M合大量單次測量才可實(shí)現(xiàn)可接受的精度。但這正是通過持續(xù)時間短的單次測量才能實(shí)現(xiàn)。

圖7為此示出發(fā)射頻率的具體變化曲線及其測量技術(shù)檢測。在此圖7實(shí)際示出測量情況。實(shí)線表示在無預(yù)失真時啁啾1和啁啾256的發(fā)射頻率響應(yīng)曲線，其通過圖5所示的、對調(diào)諧電壓的低通濾波平滑。該曲線也稱為“真實(shí)濾波”。

虛線曲線示出通過理想、但不可實(shí)現(xiàn)的濾波產(chǎn)生的線性頻率響應(yīng)曲線。實(shí)際頻率響應(yīng)曲線的清楚可見的暫態(tài)響應(yīng)產(chǎn)生于圖5所示用于vco調(diào)諧電壓的低通濾波器26的極限頻率，其必須處于100khz數(shù)量級中，以便在濾波器輸入端上足夠好地抑制高速率數(shù)字信號的100mhz時鐘頻率。

由濾波器的極限頻率所決定，其暫態(tài)周期處于10μs數(shù)量級中。這能實(shí)現(xiàn)用于提高頻率測量精度的第一措施。圖7中所示的第m個快速啁啾在位置n處的測量時間tm,n選擇為5*δtm并且因此提高到約3.4μs。這表示，并非確定分頻器輸出信號的一個周期時間，而是五個連續(xù)周期時間之和。該測量的絕對精度雖然只有1/2000mhz，但其相對精度改善為(1/200mhz)/(5*δtm)＝1,471*10^-3。對于24.15ghz的系統(tǒng)中間頻率，這使得這種單次測量的絕對精度改善為35.51mhz。

雖然從該測量時間上的計(jì)數(shù)計(jì)算出的頻率僅表示所述間隔上的平均值，但可通過與測量時間相比更高的發(fā)射濾波器的暫態(tài)周期假設(shè)嚴(yán)格單調(diào)的發(fā)射頻率響應(yīng)曲線和因此測量時間內(nèi)待測量的周期時間。這又允許近似假設(shè)，如此計(jì)算出的平均頻率作為瞬時頻率存在于測量間隔的中間。

除了計(jì)算出的位置n處第m個啁啾的頻率，可借助計(jì)數(shù)器計(jì)算其時間位置，計(jì)數(shù)器在每個快速啁啾開始時啟動并且其以100mhz的時鐘速率增加計(jì)數(shù)。在頻率計(jì)數(shù)信號的第一邊沿的時間中——其觸發(fā)第m個啁啾的第一測量間隔tm,1，計(jì)數(shù)器值相應(yīng)于持續(xù)時間δtm。相對于啁啾開始，計(jì)算出的頻率fmn的時間位置tm,n如下產(chǎn)生:

tm,n＝δtm+i之和，i＝1至n-1(tm,i)+0.5tm,n

在此應(yīng)注意，用于不同啁啾的相應(yīng)持續(xù)時間＝δtm是不同的，因?yàn)?4ghz信號的相位和因此由其導(dǎo)出的頻率計(jì)數(shù)信號的相位與數(shù)字信號處理器內(nèi)生成的啁啾起始時刻不同步。

為了在一個快速啁啾內(nèi)最大化頻率測量次數(shù)，使用重疊的測量間隔，從而測得的第m個啁啾頻率fm,n以間隔δtm＝0.68ps產(chǎn)生。這對于一個75μs啁啾長度產(chǎn)生約110個精度分別為35.51mhz的頻率數(shù)量。

圖8示出該原理。在其中頻率計(jì)數(shù)信號作為矩形信號示出，而頻率響應(yīng)曲線作為上升信號示出。由此從頻率計(jì)數(shù)信號和由其導(dǎo)出的測量間隔得到一個快速啁啾的頻率測量點(diǎn)。

在此應(yīng)注意，相鄰測量間隔的頻率誤差是彼此獨(dú)立的，盡管它們重疊，因?yàn)闉榇藘H在相應(yīng)測量間隔開始和結(jié)束時對測量信號邊沿的檢測是重要的。這也在圖8中示出。

另一用于提高一個快速啁啾內(nèi)頻率響應(yīng)曲線檢測精度的步驟在于：適當(dāng)?shù)亟M合所有256個快速啁啾的所有各個頻率測量點(diǎn)。這產(chǎn)生110*256＝28160個頻率測量點(diǎn)。除了以35.51mhz精度測得的頻率外，也可為第m個啁啾的第n個頻率測量點(diǎn)的時間位置tm,n配置內(nèi)部dac表的相應(yīng)值，該值在此在發(fā)射信號生成時是重要的。因此產(chǎn)生(dacm,nfm,n)形式的頻率測量點(diǎn)。

這些數(shù)量的測量點(diǎn)可以多種方式用來計(jì)算更新的dac表，其相應(yīng)于具有足夠精度的、希望的線性頻率響應(yīng)曲線。

例如也可通過三次回歸由多個單個頻率測量點(diǎn)來計(jì)算如下函數(shù)，該函數(shù)作為希望頻率的函數(shù)提供dac值。于是三次多項(xiàng)式以下述形式表示：

dac＝a*f³+b*f²+c*f+d

回歸系數(shù)a、b、c和d可根據(jù)已知方法由頻率測量點(diǎn)確定。在此特征曲線測量精度通過大量單次測量明顯提高。近似地在此可給出因子sqrt(n*m)，在此所觀察的具體示例中對于計(jì)算出的特征曲線改善了167.8倍至約212khz。

因此，精度——關(guān)于200mhz帶寬——約為千分之一并且因此足夠用于基于特征曲線或系數(shù)a、b、c和d的重新測量可計(jì)算更新的dac表和由此產(chǎn)生的新的高速率比特序列，其補(bǔ)償?shù)侥壳盀橹谷怨逃械姆蔷€性。

應(yīng)注意，所描述的補(bǔ)償不僅用于發(fā)送濾波器的暫態(tài)過程，而且也一同檢測并相應(yīng)補(bǔ)償vco特征曲線的非線性。

附圖標(biāo)記列表

1雷達(dá)裝置

2發(fā)射分支

3接收信道

4接收信道

5發(fā)射信號

7振蕩器

8數(shù)模轉(zhuǎn)換器

9混頻器

10混頻器

11lo信號

12接收天線

13接收天線

14信號

15信號

16放大器

17放大器

18濾波器

19濾波器

20數(shù)字信號處理器

21模數(shù)轉(zhuǎn)換器

22分頻器

23頻率計(jì)數(shù)器

26低通濾波器

27振蕩器、vco

28發(fā)射信號

29數(shù)字信號

30調(diào)諧電壓

100雷達(dá)裝置

101mmic

102振蕩器

103混頻器

104濾波器和放電器

105放大器

106分頻器

107spi接口

108信號處理器