本發(fā)明屬于流量測量技術領域。設計一種氣體超聲波流量計。

背景技術：

超聲流量計作為新興的流量儀表近十幾年發(fā)展迅速，在大型水利水電項目以及天然氣貿(mào)易結算領域已有廣泛應用，其中時差法超聲流量計作為計量儀表應用最多。對于時差法超聲波流量計而言，當所測的介質靜止時，流量計測得的順逆流傳播時間應該相同，順逆流的傳播時間差應該為零。但是在實際應用中，由于超聲波換能器的性能不完全一致等原因，在靜態(tài)時，超聲波流量計所測得的順逆流傳播時間差不總是為零，導致流量計在零流速時的測量值也不為零，造成零點誤差問題。此外，超聲換能器的性能往往會因為老化或者外界環(huán)境因素如溫度、壓力等變化而改變，而不同換能器性能的變化往往是不一致的，這就導致了超聲換能器性能的差異會隨著外界環(huán)境變化而變化，從而導致超聲波流量計的測量零點隨外界環(huán)境變化，造成零點漂移現(xiàn)象。在測量過程中，超聲波流量計的零點誤差和零點漂移會疊加在流量計測量結果上，嚴重影響流量計在低流速時的測量精度和測量可靠性，限制超聲波流量計的精度等級。目前，國內(nèi)外解決超聲波流量計零點問題的方法主要是“干”標定法和溫度修正法，這類方法實現(xiàn)起來成本高，周期長，普遍適用性差。利用電聲互易理論設計互易性收發(fā)電路，使超聲波測量系統(tǒng)工作在互易模式下是解決零點漂移問題的有效途徑。

專利申請者認為，超聲波流量計的零點漂移與順逆流接收信號的一致性密切相關，是一個測量系統(tǒng)的互易性問題。根據(jù)電聲互易理論，若系統(tǒng)工作在互易模式下，則在零流速下，順逆流接收信號的幅值和相位將會完全一致，故而系統(tǒng)的零點誤差和零點漂移也會被完全消除^[1]。接收電路和發(fā)射電路的等效阻抗匹配是實現(xiàn)超聲波流量計測量系統(tǒng)互易性的有效方法，即若流量計的信號發(fā)射電路與接收電路等效阻抗相等則流量計工作在互易模式下，此時流量計測得的靜態(tài)值必定為零^[2]。雖然已有學者曾嘗試過使用阻抗匹配的互易性收發(fā)電路設計來消除超聲波流量計的零點問題，但是該收發(fā)電路僅適用于液體超聲波流量計。對于氣體超聲波流量計來說，超聲波信號在聲道傳播過程中的衰減更為嚴重，已有方法不能直接應用于氣體超聲波流量計。

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[2]Lunde P,Vestrheim M,Bo R,et al.5d-4reciprocal operation of ultrasonic flow meters:Criteria and applications[C]//Ultrasonics Symposium,2007.IEEE.IEEE,2007:381-386.

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是提供一種可以消除零點誤差和零點漂移，提高超聲流量計測量精度的阻抗匹配的氣體超聲波流量計信號收發(fā)電路。本發(fā)明的技術方案如下：

一種氣體超聲波流量計信號收發(fā)電路，包括發(fā)射電路和接收電路，其特征在于，

發(fā)射電路包括兩個控制信號源V1、V2；變比為1:3的高頻變壓器T1；四個功率MOSFET：M1,M2,M3,M4，其中,M1、M3為P溝道增強型MOSFET，稱為第一組MOSFET，M2、M4為N溝道增強型MOSFET，稱為第二組MOSFET；兩組MOSFET導通時的導通阻值之和是相同的；V1與M1、M4管的g端口連接，V2與M2、M3管的g端口連接；M1、M3管的s端口與電源正極相連接，d端口連接在高頻變壓器T1的兩端，M2、M4管的s端口接地，d端口連接至高頻變壓器T1；通過控制信號源V1、V2輸出電平的高低，控制四個功率MOSFET管的導通情況；發(fā)射匹配電阻R_S、第一模擬開關S以及換能器串聯(lián)連接在變壓器副邊；第一模擬開關S開關狀態(tài)由處理器輸出信號V₀控制；

在接收電路中使用的模擬開關，稱為第二模擬開關，與發(fā)射電路使用的第一模擬開關相同；接收電路包括第二模擬開關S和后續(xù)的電壓跟隨電路，換能器與第二模擬開關S串聯(lián)后和接收匹配電阻R_L一起并聯(lián)連接在運算放大器的正向輸入端。第二模擬開關S的開關狀態(tài)由處理器輸出信號V₃控制，用以切換換能器；運算放大器的輸出端通過反饋電阻R連接至運算放大器的反向輸入端，形成負反饋；接收電路中使用的第二模擬開關與發(fā)射電路使用的第一模擬開關相同；發(fā)射匹配電阻R_S與接收匹配電阻R_L相等。

本發(fā)明基于超聲波流量計的電聲互易理論，提供一種阻抗匹配的氣體超聲波流量計信號收發(fā)電路，實現(xiàn)測量系統(tǒng)的互易性，達到消除零點誤差和零點漂移問題，可以提高超聲流量計測量精度。

附圖說明

圖1時差法超聲波流量計系統(tǒng)框圖

圖2發(fā)射電路原理圖

圖3初級接收電路原理圖

圖4互易和非互易測量系統(tǒng)結構框圖

圖5換能器對比實驗測量結果

圖6溫度實驗測量結果

圖7 DN100互易性測量系統(tǒng)實流標定實驗結果

圖8 DN100非互易性測量系統(tǒng)實流標定實驗結果

具體實施方式

一般時差法超聲波流量計的系統(tǒng)框圖如圖1所示。本發(fā)明針對其中的發(fā)射電路和初級接收電路進行設計改進。

一：設計氣體超聲波流量計互易性發(fā)射電路，原理圖如圖2所示。

超聲波在氣體中的衰減比較嚴重，為了得到信噪比比較高的接收信號，需要給換能器比較大幅值的脈沖激勵。圖中，T1為高頻變壓器，變比為1:3，M1,M2,M3,M4為功率MOSFET，依次通過信號源V₁，V₂控制(M1，M3)和(M2，M4)兩組MOSFET導通即可通過推挽，在變壓器原邊得到峰峰值為30V的方波信號。S為模擬開關，其開關狀態(tài)由處理器輸出信號V₀控制，導通電阻為R_A，用以切換換能器。變壓器的使用會使電路原本在變壓器原邊的等效阻抗換算到變壓器副邊后變?yōu)樵瓉淼?倍。兩組MOSFET導通時的導通阻值之和是相同的為0.108Ω。則可計算其在變壓器副邊的等效阻抗為R_M＝9×0.108≈1Ω。R_S為設計的匹配電阻。因此發(fā)射電路的等效阻抗Z_S可由下式計算得。

Z_S＝R_M+R_A+R_S

二：設計氣體超聲波流量計互易性接收電路，原理圖如圖3所示；

該電路主要由一個模擬切換開關和一個電壓跟隨電路組成。接收電路中使用的模擬開關與發(fā)射電路使用的模擬開關相同，其導通阻值可以完全抵消。在電壓跟隨電路中，運算放大器的放大倍數(shù)足夠大，在分析電路時可以認為，運放兩輸入端的電位近似相等，流過運放輸入端的電流近似為零。這樣接收電路的等效阻抗就可以看成模擬開關的導通阻值與匹配電阻R_L的和，而與后續(xù)的放大處理等電路無關。即接收電路的等效阻抗可以由下式計算得。

Z_L＝R_A+R_L

三：設置匹配電阻阻值。對比上述兩式可以發(fā)現(xiàn)，只要設置合適的值使R_S+R_M與R_L的值相等，即可滿足互易性測量的阻抗匹配條件，實現(xiàn)阻抗匹配。在一般情況下，R_M不足1Ω的阻值對結果的影響可以忽略，因此只要匹配合適的R_S與R_L的值使其相等即可實現(xiàn)理論上的阻抗匹配。

為驗證本發(fā)明電路設計對于氣體超聲波流量計零點誤差和零點漂移問題的抑制性，開展了靜態(tài)下的換能器配對實驗、溫度實驗和實流標定對比實驗。在實驗中使用了互易(系統(tǒng)1)和非互易(系統(tǒng)2)兩套測量系統(tǒng)來驗證互易電路設計的有效性。如圖4所示，在系統(tǒng)1中，發(fā)射電路和接收電路均采用前文設計的電路，匹配阻值設置為R_S＝R_L＝2KΩ。系統(tǒng)2使用的發(fā)射電路為去掉匹配電阻即R_S＝0后的發(fā)射電路，在接收電路模塊，將換能器接收直接與一級放大電路相連接。其他模塊系統(tǒng)2與系統(tǒng)1完全一致。測量系統(tǒng)使用4個頻率為125Khz的方波作為激勵信號。

換能器的差異是產(chǎn)生零點誤差問題的直接原因。在換能器配對實驗中，一共使用了4個AIRMAR公司的AT120系列的超聲換能器組成了6種不同的配對情況。在不同換能器配對的情況下，系統(tǒng)1和系統(tǒng)2在室溫下(20℃)的靜態(tài)測量流速值如圖5所示。

結果表明，在不同換能器配對的情況下，系統(tǒng)1的零點測量值要比系統(tǒng)2的測量值小的多。系統(tǒng)1在不同換能器配對情況下所測得的零點流速均小于0.002m/s。根據(jù)超聲流量計檢定規(guī)程JJG 1030-2007的規(guī)定，氣體超聲波流量計的零點誤差不能超過0.012m/s,1級精度的氣體超聲波流量計在分界流量以下的測量誤差不能超過2％。氣體超聲波流量計一般可以測量的最小流速為0.3m/s，則根據(jù)鑒定規(guī)程，在此流速下超聲波流量計的最大可允許測量誤差為±0.006m/s。實驗中，系統(tǒng)1的零點測量誤差值小于流量計的最大可允許測量誤差，滿足測量的精度要求。

溫度是在超聲波流量計的實際應用過程中影響換能器性能的重要因素，也是造成零點漂移問題的原因之一。在溫度實驗中，系統(tǒng)1和系統(tǒng)2兩測量系統(tǒng)使用同樣的管節(jié)和同一對已經(jīng)配對的換能器，測量管節(jié)被放置在恒溫溫箱中，通過改變溫箱的設定溫度來改變測量管節(jié)所處的溫度。不同溫度下，系統(tǒng)1和系統(tǒng)2的靜態(tài)測量流速值如圖6所示。

溫度實驗結果表明，在不同溫度下，系統(tǒng)1測量值的變化范圍為-0.0026m/s～0.0001m/s，系統(tǒng)2測量值的變化范圍為-0.0026m/s～0.0033m/s。系統(tǒng)1測量值的變化范圍比系統(tǒng)2小了一倍，體現(xiàn)出系統(tǒng)1對于溫度漂移問題的抑制性。

零點誤差和零點漂移問題最終反映在測量誤差和測量穩(wěn)定性上。最后進行實流標定實驗以驗證互易性超聲波流量測量系統(tǒng)的測量穩(wěn)定性及測量準確度。實流實驗對DN100互易性(系統(tǒng)1)和非互易性(系統(tǒng)2)超聲波流量計進行了標定。標定過程中前后直管段的長度分別為10D和5D。每個流速點進行三次標定測量，每次標定時間為120s。標定實驗3m/s為分界流速，分別測量了流速為0.3m/s、0.5m/s、1m/s、3m/s、5m/s、10m/s、20m/s以及30m/s時兩測量系統(tǒng)的測量誤差。在不同時間段內(nèi)一共進行了五次標定實驗。兩測量系統(tǒng)的五次標定實驗的誤差測量結果分別如表1和表2所示。結果對比圖如圖7和圖8所示。

根據(jù)超聲流量計檢定規(guī)程JJG 1030-2007的規(guī)定，1級精度的氣體超聲波流量計在分界流速以上的測量誤差應在±1％以內(nèi)，分在界流速以下的測量誤差應在±2％以內(nèi)。實驗結果表明，在測量流速點為0.3m/s時，DN100互易性測量系統(tǒng)的測量誤差范圍為-1.25％～0.5％，變化幅度為1.75％；而DN100非互易測量系統(tǒng)的測量誤差范圍為-1％～2.2％，變化幅度為3.2％?；ヒ仔噪娐吩O計在小流速時對測量系統(tǒng)的測量穩(wěn)定性和準確度的改善效果明顯。DN100互易性超聲波測量系統(tǒng)在分界流速以下的測量誤差均小于±2％，在分界流速以上的測量誤差均小于±1％。測量系統(tǒng)在0.3m/s～30m/s的測量范圍內(nèi)測量精度滿足國家1級測量標準的要求。

表1 DN100互易性氣體超聲波流量計五次標定試驗結果

表2 DN100非互易性氣體超聲波流量計五次標定試驗結果(空白地方為當次標定未測量該流量點)

下面對收發(fā)電路進一步說明

發(fā)射電路說明：

圖中，T1為高頻變壓器，變比為1:3。M1,M2,M3,M4為功率MOSFET，其中,M1、M3為P溝道增強型MOSFET，M2、M4為N溝道增強型MOSFET。V1、V2為控制信號源，V1與M1、M4管的g端口連接，V2與M2、M3管的g端口連接。M1、M3管的s端口與+15V電源端口相連接，d端口與變壓器相連接，M2、M4管的s端口連接至地，d端口連接至變壓器。通過控制信號源V1、V2輸出電平的高低，即可控制MOSFET管的導通情況。這樣依次通過信號源V₁，V₂控制(M1，M3)和(M2，M4)兩組MOSFET導通即可通過推挽，在變壓器原邊得到峰峰值為30V的方波信號。匹配電阻R_S、模擬開關S以及換能器串聯(lián)連接在變壓器副邊。S為模擬開關，其開關狀態(tài)由處理器輸出信號V₀控制，導通電阻為R_A，用以切換換能器。變壓器的使用會使電路原本在變壓器原邊的等效阻抗換算到變壓器副邊后變?yōu)樵瓉淼?倍。兩組MOSFET導通時的導通阻值之和是相同的為0.108Ω。則可計算其在變壓器副邊的等效阻抗為R_M＝9×0.108≈1Ω。R_S為設計的匹配電阻。因此發(fā)射電路的等效阻抗Z_S可由下式計算得。

Z_S＝R_M+R_A+R_S

接收電路說明：

該電路主要由一個模擬切換開關S和后續(xù)的電壓跟隨電路組成。換能器與模擬切換開關S串聯(lián)后和匹配電阻R_L一起并聯(lián)連接在運算放大器的正向輸入端。模擬開關S的開關狀態(tài)由處理器輸出信號V₃控制，其作用同樣是切換換能器。運算放大器的輸出端通過電阻R連接至運算放大器的反向輸入端，形成負反饋，這樣整個運算放大器即構成一個電壓跟隨電路。接收電路中使用的模擬開關與發(fā)射電路使用的模擬開關相同，其導通阻值可以完全抵消。在電壓跟隨電路中，運算放大器的放大倍數(shù)足夠大，在分析電路時可以認為，運放兩輸入端的電位近似相等，流過運放輸入端的電流近似為零。這樣接收電路的等效阻抗就可以看成模擬開關的導通阻值與匹配電阻R_L的和，而與后續(xù)的放大處理等電路無關。即接收電路的等效阻抗可以由下式計算得。

Z_L＝R_A+R_L