一種連續(xù)調頻波制雷達水位計測量方法與流程
本發(fā)明屬液體液位觀測技術領域，涉及一種連續(xù)調頻波制雷達水位計測量方法。
背景技術：
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目前國內大量程大變率水位測量的雷達水位計主要依賴進口，以德國品牌為主，且價格昂貴。國產雷達水位計多從工業(yè)物位計改裝而來，其采用的主要方法是脈沖雷達體制，利用時差法實現(xiàn)水位測量。根據現(xiàn)代雷達理論，雷達測距的分辨率正比于發(fā)送信號的帶寬或時寬。由于發(fā)射功率限制，不可能同時獲得較大的時寬和帶寬,在大量程和水位變率較大的水位測量時，由于反射信號變得很弱，相位信息會淹沒在噪聲中，影響了大量程水位的測量精度和穩(wěn)定性,其測量精度大多為1.0cm或2.0cm,不能滿足大量程大變幅水位測量的準確度和穩(wěn)定性要求。
為克服上述問題，需要進行技術改進，使國產雷達水位計的測量精度和穩(wěn)定性達到或超過進口雷達水位計水平。
技術實現(xiàn)要素：
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本發(fā)明針對現(xiàn)有技術狀況，設計一種連續(xù)調頻波制雷達水位計測量方法，該方法基于連續(xù)調頻制雷達調制方式，采用Chirp-Z+FFT算法結合自動增益控制方法實現(xiàn)大量程、大變率情況下水位的測量，具有精度高、穩(wěn)定性高、功耗低的特點。
為了實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用具體技術方案如下：
一種連續(xù)調頻波制雷達水位計測量方法，該水位計主要包括主控模塊、雷達調制波發(fā)射模塊、兩路雷達信號接收模塊、自動增益控制模塊和平面微帶天線，兩路雷達信號接收模塊設置形成兩個接收通道，該方法的主要步驟如下：
(1)系統(tǒng)進行水位測量前，首先設定自動增益控制模塊的設定兩個接收通道的一級和二級放大器的增益比例因子；
(2)雷達調制波發(fā)射模塊連續(xù)發(fā)出一段雷達調制波信號A1，通過平面微帶天線產生檢測水位的連續(xù)調頻波掃頻信號S1，該連續(xù)調頻波掃頻信號S1經待測水面反射后形成微波回波信號R1，回波信號R1被接收后分別輸入到兩路雷達信號接收模塊；
(3)經雷達信號接收單處理后輸出兩組(幅度相同、頻率相等、相位相差90°)正交離 散數(shù)字信號x1(nTs)和x2(nTs)給主控模塊；
(4)主控模塊按下式將上述二組離散數(shù)字信號轉換成復數(shù)x(nTs)形式，然后對x(nTs)進行FFT快速傅里葉變換，求出每個信號極大頻譜點對應的頻率值，再經求模，剔除無用的頻譜點，得到對應的水位距離頻譜數(shù)據，并得到最大頻譜點；
x(nTs)＝x1(nTs)+j x2(nTs)
其中Ts表示采樣周期，n表示采樣點數(shù)，j表示復數(shù)的虛部；
(5)上述水位距離頻譜數(shù)據經相干累積算法多次累積處理，求出每個信號極大頻譜點的水位距離頻譜數(shù)據平均值；并與門限比較，剔除小于門限的壞值，再進一步求得最大頻譜點的頻率值；
(6)再通過Chirp-Z擬合算法圍繞相干累積算法求得的最大頻譜點進行Chirp-Z變換并擬合處理求出對應真實水位的頻率值；
(7)將上述對應真實的水位值的頻譜值經頻譜轉換公式轉換成水位值，該值可作為實測值輸出。
本發(fā)明的進一步設計在于：
步驟(5)中，以求得的每個信號極大頻譜點的水位距離頻譜數(shù)據平均值的4倍值作為門限值。
步驟(5)中，相干累積算法累積次數(shù)設為100次。
步驟(6)中對應真實水位的頻譜值通過以下方式確定：以相干累積算法計算出的最大頻譜點作為主瓣位置，圍繞主瓣鄰近位置取M個點進行Chirp-Z變換，得到對應各極值點Zr(r＝0,1，…，M-1)的頻譜X(zr)；|X(zr)|的最大值對應的頻率值即對應真實的水位值。上述M取9，水位的測量的絕對誤差小于0.1％。
步驟(7)中，實測值輸出設置累積N次，取平均值作為真正水位值。上述N取100，耗時大約20s。
本發(fā)明相比現(xiàn)有技術具有如下優(yōu)點：
1、本發(fā)明的方法連續(xù)調頻制雷達調制方式，采用Chirp-Z+FFT方法結合自動增益控制方法實現(xiàn)大量程、大變率情況下水位的測量，具有精度高、穩(wěn)定性高、功耗低、強抗干擾能力及可重復性強等特點。
2、本發(fā)明可獨立作為高精度水位測量使用，傳感器使用，也可和采集終端組成智能一體化監(jiān)測裝置實現(xiàn)水位預警及無人值守自動化水位監(jiān)測。
附圖說明:
圖1為本發(fā)明的電路原理圖。
圖2為水位計測量原理圖。
圖3為本發(fā)明的主控流程圖。
圖4為本發(fā)明中相干累積算法流程圖。
圖5為本發(fā)明中水位轉換計算流程圖。
圖6自動增益控制模塊流程圖。
具體實施方式：
下面結合附圖對本發(fā)明的控制過程及硬件結構原理圖進行詳細描述。
實施例一：
如圖1所示，本發(fā)明連續(xù)調頻波制雷達水位計測量的硬件設計如下：
主要包括主控模塊、雷達調制波發(fā)射模塊、兩路雷達信號接收模塊及其自動增益控制模塊、平面微帶天線。
雷達調制波發(fā)射模塊包括依次連接的(DDS)三角波發(fā)生器、(MOD)調制器、(VCO)壓控震蕩器和(DISP)環(huán)形器；雷達信號接收模塊包括依次連接的(MIX)高頻混頻器、(AMP)一級放大器、(LPF)低通濾波器、(AMP)二級放大器和A/D轉換器；主控模塊采用TMS320F28M35雙核處理器，包括DSP處理器、CPU處理器、FPU浮點運算器、程序存儲器FLASH和RAM存儲器。
主控模塊分別與雷達調制波發(fā)射模塊和雷達信號接收模塊連接；平面微帶天線的發(fā)射端與雷達調制波發(fā)射模塊的環(huán)形器相連，接收端與雷達信號接收模塊的高頻混頻器相連，所述環(huán)形器的輸出端還分別與兩路雷達信號接收模塊的高頻混頻器的輸入端相連，每個雷達信號接收模塊配有自動增益控制模塊，自動增益控制模塊分別一級、二級放大器連接。
本發(fā)明中，雷達信號接收模塊并行布置兩組，形成兩個通道。兩組雷達信號接收模塊的輸入端分別與平面微帶天線的接收端連接，輸出端分別與主控模塊連接，環(huán)形器的輸出端分別與兩組高頻混頻器連接。兩路輸出幅度相同、頻率相等、相位相差90°的正交信號。
本發(fā)明的控制流程大體如下：
如圖3所示，主控模塊調用控制線性三角調制波產生，啟動A/D采集完成差頻信號的采集，采集的周期和頻率可編程；主控模塊CPU調用FFT模塊對采集的正交的雙通道差頻信號作變換處理，求出各個極大頻譜點對應的頻率值，調用求頻譜模塊，剔除無用目標的頻譜點，求得對 應的水位距離譜；實踐中考慮FFT變換固有的頻譜泄漏效應和頻譜疊加效應影響以及信號傳輸過程中的白噪聲影響，對應最大頻譜的距離譜可能偏離真實距離值；為減小測量誤差，提高檢測精度，本發(fā)明設計和采用了水位檢測相干累積算法和Chirp-Z擬合算法；相干累積算法經過N次累積，提高了信噪比，基本消除了白噪聲的影響；Chirp-Z擬合算法圍繞相干累積算法求得的最大頻譜點進行Chirp-Z變換并擬合處理求出對應真實水位的頻率值；該經頻譜轉換公式轉換成水位值，可作為實測值輸出。
實施例二：
雷達測位原理如圖2所示，F(xiàn)坐標深色線表示三角波發(fā)射信號，淺色線表示接收器檢波后中頻接收信號；Fb坐標表示的是收發(fā)差頻信號，可見由于射頻傳播延遲的存在，導致收發(fā)頻率有一個頻率差Fb，這個頻率值和目標距離正比變化；
如果使用fbup表示在圖2中三角波掃頻的上升段收發(fā)雷達信號的頻率差值(簡稱上掃頻頻差)，fbdown表示圖2中三角波掃頻的下降段收發(fā)射頻的頻率差值(簡稱下掃頻頻差)；根據現(xiàn)代雷達理論可以證明上掃頻頻差fbup和下掃頻頻差fbdown有如下關系:
Fb＝fbup-fbdown＝(4μR)/C+(2vμT)/C (1)
式中：T是調頻周期、μ為調頻斜率為常數(shù)、C為光速因子也是常量、R是目標到雷達天線平面的距離；式中第一項(4μR)/C表示距離延遲產生的頻率,第二項(2vμT)/C表示在下掃頻段以v速度運動的目標徑向移動了vT的間距,水位變化(小于6m/s)與光速相比是很小的,第二項可以忽略不計，則得到目標距離:
R＝(C/4μ)Fb＝(CT/4B)Fb (2)
其中B標識掃頻的頻帶寬度。
本發(fā)明采用優(yōu)化算法設計，并通過準確的檢測Fb得到準確的水位測量值。
實施例三：
如圖3所示，本發(fā)明連續(xù)調頻波制雷達水位計測量方法，該水位計主要包括主控模塊、雷達調制波發(fā)射模塊、雷達信號接收模塊、自動增益控制模塊和平面微帶天線，該方法的主要步驟如下：
步驟1)，主控模塊實際水位測量前，首先調用自動增益控制模塊(該模塊可采用軟件實現(xiàn))，按最優(yōu)原則和實時性要求設定跟蹤的次數(shù)(時間)和跟蹤的步幅，輸出數(shù)字化的增益比例因子；控制兩個接收通道的一級和二級放大器的增益，使得回波信號小時，增大增益；信號 大時減小增益；在很寬的范圍內維持信號工作在運放線性區(qū)和響應速度，保證系統(tǒng)水位測量的精度和穩(wěn)定性。運放的增益設置好后，開始進行實際的水位監(jiān)測。
本發(fā)明中，我們通過硬件和軟件相結合的方式在接收模塊中設計采用數(shù)字式負反饋式自動增益控制模塊，可以根據輸入信號的大小自動調整接收運放的增益較好地解決了大量程大變幅高精度水位檢測問題，方法如下：
實際水位測量前，調用自動增益控制模塊，按最優(yōu)原則和實時性要求設定跟蹤的最大次數(shù)Nmax(時間)和運放允許輸出的最大幅值Vomax，自動增益控制模塊允許的最大數(shù)字增益值Kmax，跟蹤的步幅Step＝Kmax/Nmax，輸出數(shù)字化的增益比例因子K；
如圖6所示，初始化，首先接收通道的回波信號經ADC采樣，接著調用FFT算法估算出初步的水位值，并將其轉換成運放的輸出值Vo，其幅值反映了水位的大小。當信號小時，即運放輸出Vo小于最大幅值Vomax時，依據最大數(shù)字增益值和跟蹤的步幅，增大一級和/或二級放大器的增益；當信號太大時，即運放輸出大于最大幅值Vomax時，依據最大數(shù)字增益值和跟蹤的步幅，減小一級和/或二級放大器的增益；如此確定合適增益比例因子。在很寬的范圍內維持信號工作在運放線性區(qū)和響應速度，保證系統(tǒng)水位測量的精度和穩(wěn)定性。
這種方法可實現(xiàn)0-35m變幅的水位監(jiān)測，誤差小于2mm；水位變率大于40cm/min小于100cm/min時能夠實現(xiàn)水位穩(wěn)定的測量。
步驟2)，雷達調制波發(fā)射模塊連續(xù)發(fā)出一段(周期和幅度可調)雷達調制波信號A1，通過平面微帶天線產生檢測水位的連續(xù)調頻波掃頻信號S1，該連續(xù)調頻波掃頻信號S1經待測水面反射后形成微波回波信號R1，微波回波信號R1被接收后輸入到雷達信號接收模塊；
步驟3)，經兩路雷達信號接收模塊處理，處理過程包括混頻檢波、移相處理后消除高頻載波，送出正交的兩路差頻模擬信號IQ和IF，差頻信號IQ和IF是幅度相同、頻率相等、相位相差90°的正交信號，自然構成后繼DFT變換所需復數(shù)信號，以便實現(xiàn)頻譜的快速的運算。IQ和IF經一級運算放大器、低通濾波器、二級運算放大器處理后送到后級的AD轉換器，兩路差頻模擬信號經A/D轉換后分別輸出離散數(shù)字信號x1(nTs)和x2(nTs)給主控模塊；
其中，n表示采樣序列數(shù)(0,1……N-1)，Ts表示采樣周期；N表示最大采樣點數(shù)，本例中取2048點。
步驟4)，主控模塊將上述兩組離散數(shù)字信號x1(nTs)和x2(nTs)轉換為復數(shù)形式x(nTs)，然后對x(nTs)進行FFT快速傅里葉變換，求出每個信號極大頻譜點對應的頻率值，再經頻譜模塊，剔除無用目標的頻譜點，得到對應頻譜數(shù)據，并得最大頻譜點；
主控模塊將其轉換為復數(shù)即：x(nTs)＝x1(nTs)+j x2(nTs)。
其中，Ts表示采樣周期，n表示采樣序列數(shù)(0,1……N-1)，j代表復數(shù)的虛部；
離散數(shù)字信號x(nTs)，對Ts作歸一化處理后設為1，由傅里葉變換理論可知，離散序列x(n)的傅里葉(DFT)變換可表示為：
式中X(k)表示差頻信號的頻譜，WN＝e-j2π/N表示碟形因子；k表示采樣點，k＝0,1,…,N/2；對(3)式利用快速FFT變換求得頻譜；
根據下式求得頻譜A(k)：
A(k)＝1/N(ReX(k)2+ImX(k)2) (4)
式(4)中，A(k)是采樣點k的頻譜函數(shù)；N表示最大采樣點數(shù)；
根據fk＝kfs/N，求得對應采樣點k＝0,1,…,N/2各點的頻率；
其中fs是采樣頻率，與Ts是采樣周期相對應，N是最大采樣點數(shù)；
由現(xiàn)代雷達理論可知，頻譜的最大值處即fk＝Fb點對應目標的距離點，根據(2)式可以直接計算得一個最大頻譜對應的水位值R。
R＝(C/4μ)Fb＝(CT/4B)Fb (2)
步驟5)，頻譜數(shù)據經相干累積算法多次累積處理，基本消除FFT變換固有的頻譜泄漏效應和信號傳輸過程中的白噪聲影響。
圖4所示，本發(fā)明設計了水位檢測相干累積算法，以減小噪聲對水位檢測精度的影響，相干累積算法本質上是對式(4)作N/2點抽樣得到頻譜的樣值A(k)(k＝0,1…N/2-1)，對應每一個k點值累加M次，累加后求出平均值，其結果提高了信號的信噪比。具體實現(xiàn)如下：
模塊先初始化累積數(shù)N＝0，頻譜累積量L(k)＝0，模塊對每一個頻譜樣點累加M次，M的取值可據實際需要設定，本項目取M＝100，模塊判斷累積過程是否完成，模塊對累加完成的各點頻譜值計算平均功率，并設4倍的平均功率作為判決門限值，判決距離目標是否存在或是否超出了檢測范圍。根據判決門限值剔除小于門限的壞值，對累積的頻譜求得的最大頻譜點的頻率值，該頻率值其信噪比提高了M倍，噪聲引入的測量誤差減小了M倍。
步驟6)，再通過Chirp-Z擬合算法圍繞上述最大頻譜點作M點Chirp-Z變換并擬合處理求出對應更精確水位的頻率值；
本發(fā)明針對FFT變換固有的頻譜泄漏效應和頻譜疊加效應影響造成的頻率測量誤差設計 和采用Chirp-Z變換軟件算法，實現(xiàn)過程如下：
用FFT方式獲取的頻譜(即距離譜)為數(shù)字譜，表現(xiàn)為在距離軸上有固定的距離采樣間隔。通過增大采樣點數(shù)N，可以使距離間隔減小，提高水位測量精度；受實際數(shù)字信號處理水平和運算速度的限制，N的值不可能太大，因此實際的雷達距離譜上總是有一定的采樣間隔。由于FFT的“柵欄效應”和頻譜疊加效應，使得直接采用FFT所獲得的頻譜有固定的采樣間隔△f，對應在距離域有固定的采樣間隔ΔR，從而可能產生最大ΔR/2的測距誤差。
為提高頻率估計精度進而提高水位檢測精度，本發(fā)明設計采用Chirp--Z變換算法。該方法能夠在FFT點數(shù)不必增加很大的情況下，顯著提高水位的檢測精度而不影響檢測系統(tǒng)運算速度。
其步驟為：根據相干累積算法計算出的最大頻譜點即主瓣位置，圍繞主瓣鄰近位置取M個點進行Chirp-Z變換，其算法如下式：
其中n＝0,1，…，N-1 (6)
式中A、W為相關復數(shù)參量，CZT表示Chirp-Z變換，θ0是起始幅角φ0＝2π/N為幅角增量。
本例中取A0＝W0＝1時，上式的Chirp-Z變換的X(zr)即為Z平面單位圓上對應的極值點Zr(r＝0,1，…，M-1)的頻譜；|X(zr)|的最大值對應的更精確頻率值，即對應真實的水位值。仿真試驗表明取適當?shù)腗值，兼顧實時性和檢測精度要求，取適當?shù)腗值，可使檢測精度提高1-2個數(shù)量級。本發(fā)明取M＝9使得水位檢測的絕對誤差小于0.1％。
步驟7)，利用求得的頻率值利用水位轉換模塊，轉換成精確的水位值，如圖5所示。水位值以數(shù)字形式通過RS485輸出，同時以模擬量形式輸出4-20mA的水位信號。
圖5是水位轉換模塊算法流程，這個模塊利用上述|X(zr)|最大值對應的頻率值作為精確頻率值，利用式(2)將頻率轉換成水位值，該值可作為實測值。
實際應用中，為考慮波浪或水面漂浮物對測量的影響，也可通過距離的均值算法消除這些影響。模塊完成一定時間測距值累加，可以根據需要設置累積次數(shù)N值。水位轉換模塊計算距離N點均值作為需測的真正水位值，將實測的水位值通過RS485通信接口輸出到用戶端。R＝(C/4μ)Fb＝(CT/4B)Fb (2)
本發(fā)明取N＝100次，大約耗時20秒，經仿真驗證基本消除了波浪和水面漂浮物對水位檢測的影響。
測試實例一:
本發(fā)明中工程樣機的測試方法，及測試波形和檢測數(shù)據表如下：利用安裝在可移動的標尺上的面目標模擬水位，以激光測距儀測量數(shù)據作為真值。多次重復測試，分辨力檢測時，在5m、10m、20m、30m不同水位+0.4m范圍分別按步距50mm移動面目標，這里選列出10m、20m重復5次的測量數(shù)據，求得最大絕對誤差和平均誤差。量程變化范圍0～20m、水位變率1m/min條件下進行準確度檢測。
圖2中上方為調制三角波，三角波的上升沿為上掃頻波，下降沿為下掃頻波；圖2下方為上掃頻和下掃頻接收差頻波。
表1水位10m步距50mm的五次檢測表
表2水位20m步距50mm的五次檢測表
多次檢測結果表明，0～20m范圍時最大絕對誤差為2mm，平均誤差不大于1mm，分辨力優(yōu)于1mm。
本發(fā)明主要性能和技術指標：
(1)信號輸出：RS485+4-20mA輸出。
(2)量程范圍：0.8～35m。
(3)穩(wěn)定性：<0.2％FS/年。
(4)綜合誤差(包括：線性、遲滯、重復性)：0.2％FS。
(5)測量精度：±3mm(0.8—35m)
(6)測量時間：20s
(7)波束角≤10°
(8)電源：9-16VDC
(9)功耗：5mA
(10)環(huán)境溫度：-25°--+60°
(11)環(huán)境濕度：0-90H
(12)絕緣強度：UDC 500V≥200MΩ
(13)防護等級：IP55。
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