專利名稱：質心判決電路的制作方法
一種結構新穎的質心判決電路，它可應用于各種需要這種電路的場合，特別是可用于信道化測頻接收機中與信道頻率分路器級聯，以及用于聲光(布拉格小盒)測頻接收機中與光電檢測器陣配合使用，可消除頻率模糊，提高測頻精度。該電路具有性能價格比高、簡便易行的特點。尤其適合于制成集成電路，因而可作為測頻接收機的標準化部件生產和使用。
一、電路結構及工作原理，見附

圖1質心判決電路這種質心判決電路的結構特點是N路晶體管的發(fā)射極并聯在一起，聯接到一個公共恒流源Io(或用公共電阻Re代替)上。公共射極電位Ve由N路輸入信號V1，…，VN中最大者決定。其中，電路中的晶體管也可用MOS管、場效應管來代替。
記Vmax＝Max(V1，V2，…，VN)則有Ve＝VCQ+VbeT-Vmax當輸入信號取值為V1＞V2＞…＞VN時，Vmax＝V1，則有第j路的晶體管的b-e結電壓Vbej為Vbej＝VbeT-(Vmax-Vj)＝VbeT-(V1-Vj)，j＝1，2，…，N則有Vbel＝VbeT＞Vbe2＞…＞VbeN當電路參數對稱時有Ib1＞Ib2＞…＞IbN從而Vc1＞Vc2＞…＞VcN由于電路對差模信號的放大作用，使得Vc1，Vc2，…VCN間的差比V1，V2，…，VN間的差要大得多。當差大到一定程度時，就很容易分辨并加以判決。例如，當輸出值為Vc1≥Von，Vc2≤Voff，…，VCN≤Voff時，用這組輸出值去驅動邏輯電路就得到邏輯電路的輸出為1，0，0，……，0(對應輸入)V1，V2，V3，……，VN由此判出V1為最大。
1、基本公式由附圖1可知Vbej＝Ve+Vj-VCQ(1-1)Ve＝VCQ+VbeT-Vmax(1-2)Vmax＝Max(V1，V2，…，VN) (1-3)Iej＝Isj(1+βJ)(eVb e j/ φT - 1]]>) (1-4)Io＝Σj = 1N]]>Iej(1-5)Pj＝Iej/Io＝ 1/(1+Iek/Iej) (1-6)Σj = 1N]]>Pj＝1 (1-7)其中Isj-第j個晶體管的b-e結反向電流βj-第j個晶體管的共發(fā)電流放大系數φT＝ (KT)/(q) ，K，q為常數，T為絕對溫度，典型值為27℃，φT＝26mvVbeT-加有最大輸入電壓(Vmax)的晶體管的b-e結導通電壓。
本例中采用硅PNP，故VbeT＝0.7V。
2、化簡在式(1-4)中僅考慮Vbej≥2.3φT所對應的Iej，又考慮βJ≥10，Isj相差不大，故可令Isj＝Is＝常數，則得到簡化的公式如下Vbej＝Ve+Vj-VCQ(2-1)Ve＝VCQ+VbeT-Vmax(2-2)Vmax＝Max(V1，V2，…，VN) (2-3)Iej＝IsjeVb e j/ φT]]>(2-4)Io＝Σj = 1N]]>Iej＝IsΣj = 1Nβj eVb e j/φT]]>(2-5)Pj= Ie j/ I0= 1 / ( 1 +ΣK ≠ jβKβje-(Vj- VK) / φT]]>Σj = 1N]]>Pj＝1 (2-7)三、電路特性分析及參數選取1、N路中任意兩路的差模特性分析不妨設Vi＞Vj，(i，j＝1，2，…，N)則由(2-1)～(2-7)得(Pi+Pj)Io＝Iei+Iej＝Iei(1+ (βj)/(βi)ee-(Vi-Vj)/φT(3-1)Iei＝(Pi+Pj)Io/(1+ (βj)/(βi)e-(Vi-Vj)/φT) (3-2)
Vci≈IeiRi＝(Pi+Pj)IoRi/(1+ (βj)/(βi)e-(Vi-Vj)/φT) (3-3)Vcj≈IejRj＝(Pi+Pj)IoRj/(1+ (βj)/(βi)e(Vi-Vj)/φT) (3-4)令Vci≥VonVon-邏輯電路開電平Vcj≤VoffVoff-邏輯電路關電平，Von＞Voff若記Pi+Pj＝qij，Kji＝βj/βi，Ri＝M，i＊RminRmin＝Min(R1，R2，…，RN)則有qij＝IoRmin/(1+Kji e-(Vj-Vi)/φT)≥Von(3-5)qijMjIoRmin/(1+Kji e(Vj-Vi)/φT)≤Voff(3-6)當qijMiIoRmin＞Von，qijMiIoRmin＞Voff時，得出Vi-VjφTln(Kji/( (qijMiI0Rmin)/(Von) -1))＝VdH(3-7)Vi-VjφTln(Kji( (qijMiI0Rmin)/(Voff) -1))＝VdL(3-8)其中VdH-輸出電壓不低于Von時，所需最小差模輸入電壓VdL-輸出電壓不高于Voff時，所需最小差模輸入電壓。顯然，只有當時，才有
(∵V＝Vi-VjMax(VdH，VdL))Vci≥VonVcj≤Voff2、N路中僅有兩路同時加有輸入信號時，電路的差模，共模特性分析并取Io＊Rmi＝(1+Kmax)Von可得(∵Vj＞Vjo) (4-1)Vdmin＝Max(VdH，VdL)＝VdL＝φTlh(Kji(Mj(1+Kmax) (Von)/(Voff) -1))可見此時的差模信號隨i，j的組合不同而變化。實際上這是由于元器件的不一致性造成的。對于整個電路而言，考慮到j，i組合的任意性，應取為衡量整個電路分辨率的指標。即Max(Vdmin)＝φTln(Kmax(Mmax(1+Kmax) (Von)/(Voff) -1)) (4-2)其中Kmax＝βmax≠βmin，βmax＝Max(β1，β2，…，βN)βmin＝Min(β1，β2，…，βN);Mmax＝Rmax/MminRmax＝Max(R1，R2，…，RN)，Rmin＝Min(R1，R2，…，RN)為得到盡可能高的分辨率，應在選元器件時盡可能使Kmax→1，Mmax→1，當元器件參數完全一致時，電路分辨率的極限值為0.13φT。
設兩路輸入為Vi＝Vj，若此時要求輸出Vci≥VonVci≥Von(Ⅱ)①。當元件對稱時，(Ⅱ)等價為Vci＝Vcj≥Von，這時由(3-3)，(3-4)可得Vci＝Vcj＝IoR/2≥Von，故可取IoRmin＝2Von。
②.當元件不對稱時，應使Min(Vci，Vcj)≥Von成立。不妨設Vci＝Min(Vci，Vcj)，由于i，j的任意性，則由(3-3)可推得Vci＝IoRmin/(1+Kmax)≥Von則恒流源應滿足Io≥(1+Kmax)Von/Rmin(4-3)當Kmax＝70/60≈1.17，Rmin＝1K時，Io≥3.25mA。
但式(4-3)并不表示Io越大越好。因為由式(3＝8)可知，Io太大會使增加，從而分辨率下降，還會使晶體管飽和，這是不希望的。
由附圖1易得Vecj＝Ve-Vcj＝VCQ+Vbet-Vmax-PjIoRj(4-4)因為Rj-致性不好造成的最壞情況，Rj＝Rmax，及Io全部灌入某一路(即只有一路有輸入)，即Pj＝1，則由Min(Vecj)≥Vecs得Io≤(VCQ+VbeT-Vmax-Vecs)/Rmax其中Vecs為晶體管飽和壓降。由(4-3)，(4-4)得(1+Kmax)Von/Rmin≤Io≤(VCQ+VbeT-Vmax-Vecs)/Rma綜上所述，當N路中最多存在兩路輸入時，整個電路的分辨和恒流源Io的設計公式由式(4-2)，(4-5)給出，在設計時應取Io＝(1+Kmax)Von/Rmin中Rmin的選擇與電路輸出所帶負載的要求有關，例如，當輸出與TTL(雙極型晶體管)兼容時，Rmin就是TTL電路的輸入端對地電阻，故不應太小，一般不應小于1K。當然也不能太大，否則會造成TTL輸入端的“懸浮”。
β的選擇主要是從一致性好壞進行考慮。例如，為不使分辨率太低，要求Kmax≤1，2，若取βmin＝10，則βmax＝12，那要使N個管子的β都滿足10≤β≤12，勢必很難篩選，造成費用過高，以致無法實現。但若取βmin＝50，則βmax＝60，篩選就容易的多，且費用顯著降低。
以上分析實際是以質心判決電路在信道化偵察引導接收機中的具體應用為背景的。
該機的方框圖如附圖2。其中A-接收天線;C-毗鄰濾波器組，亦稱信道頻率分路器;D-檢波及視頻放大電路。
其中，頻率分路器的幅-頻特性如附圖3。曲線①-④，分別為毗鄰濾波器組中濾波器1-4的幅頻特性曲線。
當輸入矩形射頻脈沖的載頻fS在相鄰兩個帶通濾波器的交界頻率(附圖3中濾波器1，2的交界頻率為f2)附近時，由于信道1和2對載頻為fS的信號都加以放大，所以當△(如附圖3所標)很小(fS→f2)時，信道1，2均有輸出。但從附圖3中信道劃分可知，此時信道2應有輸出，信道1應無輸出，即信道載頻fS的正確測量是f2＜fS＜f3，而不是1，2信道均有輸出時所產生的錯誤測量值，即f1＜fS＜f3。采用質心判決電路與檢波及視頻放大電路級聯后，這相當于僅有兩個同時輸入的差模信號的情形。這時，可將△加以足夠放大，使信道1輸出Vc≤Voff，使信道2輸出Vc≥Von，以實現判決。另外，當fS＝f2時，相當于1，2信道處于共模輸入狀態(tài)，由前分析可得知，此時信道1，2均有輸出，可判為fS＝(f1+f2)/2。當然，這種方案只適用于不考慮同時有兩個以上不同載頻信號輸入的情形。在這種情況下，采用質心判決方案比“2N-1”方案設備量少得多，而且性能不降低，故性能價格比較高。
3、分流比Pj與輸出Vcj的關系由(2-6)可得Vcj＝PjIoRj令fj(V1，V2，…，VN)＝PJ可求出電壓增益Kj為Kj＝ (dVcj)/(dVj) ＝IoRjPj(1-Pj)/φTKj～Pj的關系曲線見附圖4。
當某路Pj≥1/2時，則此路輸入必為Vmax，故輸出為最大。真正令人感興趣的是0＜Pj＜1/2時，Vj的變化情況。例如，當參數一致時，設有輸入V1＞V2＞V3＞V4，且對應分流比為P1＝0.4，P2＝0.3，P3＝0.2，P4＝0.1，分別代入(5-1)得K1＞K2＞K3＞K4。這說明輸入信號越大，分流比就越大，增益也越大，故輸出也越大。這正是期待的結果。這樣，電路可使輸入信號中的“強弱”差距加大，從而實現最大輸入判決。
四、提高電路分辨率的途徑1、提高晶體管β和集電極電阻Rj的一致性可提高分辨率。
見式(4-2)。
當第一級質心判決電路的差動增益(IoR/2φT)＝10時，有△V＝△Vc/10＝0.338mV即若一級需3.38mV才可分辨時，兩級級聯后分辨率提高了一個數量級。
五、質心判決電路用于確定矩形射頻脈沖的頻譜中心的一個實施例現在用得較多的方案如附圖7。
本電路可以完全代替附圖7中虛線框內的部鄭綹酵 。
其中，VCQ為門限電壓。
可見其設備量大為減少，而且性能并不降低。即便需要用2～3級質心判決電路級聯以達到附圖7中比較器的分辨率，所用的元件數也并不多于附圖7的電路。
單個矩形射頻脈沖輸入時，該電路的設計參數估算見附圖9。
附圖9(a)為單個矩形射頻脈沖;附圖9(b)為單個矩形射頻脈沖幅度譜;附圖9(c)為單個矩形視頻脈沖通過質心判決電路后的振幅變化。
由附圖9C可知，此時加至質心判決電路的信號在N個端都有，其中第i端為最大信號，電路的作用是對各路輸入信號(輸入振幅見附圖9C中實線所示)加權輸出，它的輸出振幅見附圖9C中虛線所示。在輸出端輸入信號間的幅度差被拉大。當最大一路輸出(附圖9C中的第i路)。其它輸出Vcj≤Voff(j≠i)時，最大一路輸入信號即被選出Vi＝Vmax。據此，可得Vci≥Von，(Vi＝Vmax)
2、選用共射輸入特性曲線“硬”的晶體管附圖5是兩路特性相同的晶體管共射輸入曲線。
附圖5(a)是“硬”特性。
附圖5(b)是“軟”特性。
由分析可知對于同樣的△V，兩種特性產生的△Ib(兩晶體管基極電流之差)很不相同，從而△Ic大不一樣。當V1-V2很小時，“硬特性”仍使Ib1，Ib2保持了較大差距，這就是選用硬特征可提高分辨率的原因。
3、將電路級聯使用。如附圖6。
例如，當僅有兩個輸入V1，V2時，設R1＝R2＝R，β1＝β2＝，V1＝V2+△V(0＜△V/φT＜＜1)并注意到此時P1+P2＝1代入(3-3)，(3-4)可推得△Vc＝Vc1-Vc2≈(IoR/2φT)△VVc1，Vc2經反相放大后(設放大器電壓增益模值為1)變?yōu)閂′1，V′2，且(V′1，V′2作為第二級質心判決電路的輸入時)V′1-V′2＝△Vc＝Vc1-Vc2＝VdImin＝0.13φT≈3.38mv則級聯后整個電路系統的分辨率△V，可由(6-1)求出。
Vcj≤Voff，(j≠i) (Ⅲ)若令Vsubmax為輸入中的第二大輸入電壓，則(Ⅲ)可等價于Vci≥Von，(Vi＝Vmax)Vsubmax≤Voff，在(3-5)，(3-6)中，令Vi＝Vmax，Vj＝Vsubmax，并記與其對應分流比分別為Pmax，Psubmax，△V＝Vmax-Vsubmax則可得(1+Kji e-△V/φT) (Von)/(MiI0Rmin)≤Pmax+Psubmax≤(1+Kji e△V/φT) (Voff)/(MjIORmin)或(1+Kjie-△V/φT) (Von)/(qijMiRmin)≤Io≤(1+Kjie△V/φT) (Voff)/(MiI0Rmin) (7-1)式(7-1)表明當元件給定，輸入組合給定后，Io值只有滿足(7-1)不等式，才能使輸出可分辨。由(7-1)可知，△V不能無限減小，否則，任何Io值都不能滿足(7-1)。下面由(7-1)確定電路的極限分辨率。即△Vmin。
顯然，這種極限分辨率只有在元件一致的情形下達到。故在(7-1)中令Kji＝1，Mi＝Mj＝1，則有
再令上面不等式兩個等中同時成立，故能推出△V＝△Vmin＝φTln (Von)/(Voff) (7-2)上式表示電路本身在制作上所能達到的最高分辨率。這可用來衡量電路本身的分辨能力。
實際應用中考慮到元件值的離散，并考慮到i，j取值的任意性，應令Kji＝Kmax，Mi＝1，Mj＝Mmax，可得
≤Io≤
(7-3)元件不一致時的電路分辨率，記為△V＊min。其計算式為△V＊min＝φTln1/2Kmax〔(Kmax(Von)/(Voff) -1)+(Mm a xVo nVo f f- 1)2+4 K2m a x(Mm a xVo nVo f f)2］]]>(7-4)質心判決電路的最大輸入與次最大輸入之差為Vmax-Vsubmax＜△V＊min時，則一級質心判決電路輸出可能達不到判決所需電平，故需考慮增加質心判決電路的級數。
參照附圖10與(7-3)，可給出τ的范圍及Io的選取。
附圖10為不同脈寬的矩形射頻脈沖幅度。
由付立葉變換可知，當信道頻率分路器特性給定后，V1，V2，…，VN均與矩形射頻脈沖寬度有關，因而，P1，P2，…，PN亦與τ有關。故可記△V＝Vmax-Vsubmax＝△V(τ)，qij＝Pmax+Psubmax＝qij(τ)它們均隨τ單調增加。為書寫方便，引入下列符號IoL(τ)＝(1+Kmax e-V(τ)/φT)Von/qij(τ)RminIoH(τ)＝(1+Kmax eV(τ)/φT)Voff/qij(τ)RmaxIos(τ)＝ (VCQ+VbeT-Vecs-Vmax(τ))/(Rmax(τ)·Rmax)其中Ios(τ)為加有Vmax的那路晶體管的飽和電流。考慮到具有最大輸入、最大輸出的那路晶體管不應飽和這一條件，(7-3)可化為IoL(τ)≤Io≤IoH(τ)≤Ios(τ) (7-5)由附圖10及(7-5)知，最小的τ應滿足IoL(τmin)＝IoH(τmin) (7-6)用實驗的方法，減少τ使得最大輸出與次最大輸出間的差動輸出電壓→0，此時的τ即為τmin，此時各路電流之和即為Io(τmin)。故可取。
而τ的增加也有上限，即τ＝τmax時，應有
IoRmax＝IoL(τmin)Rmax＝ (VCQ+VbeT-Vecs-Vmax(τmax))/(Pmax(τmax))用實驗的方法，增加τ使得最大輸出那路進入臨界飽和，此時的τ即可定為τmax。這樣，就可確定質心判決電路的恒流源Io，還可將Io(τ)，Io(τ)，Ios(τ)繪成曲線，用圖解的辦法得到以上參數，如附圖11所示。
以上的分析也完全適用于質心判決電路與聲光測頻接收機的光電檢測器陣級聯的情形。
權利要求
1.由N組電阻(Rb)，電容(C)，雙極型晶體管(T)(或MOS管、或場效應管)及電阻(R)組成的質心判決電路，其特征在于N路晶體管(或MOS管，或場效應管)的發(fā)射極(源極)并聯在一起，并一起連接到一個公共恒流源Io上。
2.由權利要求1所述的質心判決電路，其特征在于電路最小可分辨電壓Min(△V)滿足Min(△V)≤△V＊min＝φTln 1/2 Kmax((Mmax(Von)/(Voff) -1)+(Mm a xVo nVo f f- 1)2+4 K2m a x(Mm a xVo nVo f f)2)]]>
3.由權利要求1，2所述的質心判決電路，其特征在于公共恒流源Io的設計值為Io＝IoL(τmin)。
全文摘要
一種結構新穎的質心判決電路。它可應用于各種需要這種電路的場合，特別是可用于信道化測頻接收機中與信道頻率分路器級聯，以及用于聲光(布拉格小盒)測頻接收機中與光電檢測器陣配合作用，可消除頻率模糊，提高測頻精度。該電路具有性能價格比高、簡便易行的特點。尤其適合于制成集成電路。因而可作為測頻接收機的標準化部件生產和使用。
文檔編號G01R23/00GK1033434SQ8710750
公開日1989年6月14日 申請日期1987年11月30日 優(yōu)先權日1987年11月30日
發(fā)明者盧啟中 申請人:中國人民解放軍國防科學技術大學