專利名稱：偏移電壓校正電路和d類放大器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及用于校正具有差分晶體管對的差分放大器的偏移電壓
的電路技術(shù)，以及用于校正D類放大器的偏移電壓的電路技術(shù)。
背景技術(shù)：
差分放大器通常具有偏移電壓。即使當兩個輸入信號具有相同電 壓的時候(即，在兩個輸入信號之間的差別為零)，輸出信號也呈現(xiàn)
一個不同于理想值的值。其原因在于組成該差分放大器的每一個晶體 管都具有特性變化的各種因素，這歸因于閾值中的變化等等。
己知的用于校正差分放大器的該偏移電壓的相關(guān)技術(shù)是一種偏移 電壓校正電路，它導(dǎo)致電流流入組成該差分放大器的晶體管的一個差 分對中的一個晶體管，從而校正該偏移電壓(見JPA-8-256025)。
圖io是具有以上相關(guān)技術(shù)的偏移電壓校正電路的差分放大器的 電路圖。在該附圖中，參考數(shù)字500和501指的是組成差分放大器的 一個差分對的NMOS晶體管；502和503指的是組成該差分放大器上 的負載的PMOS晶體管；504指的是用于該差分放大器的偏置電流源； 505指的是用于校正偏移電壓的電流源(以下稱為"偏移電壓校正電流 源")；INP和INN表示該差分放大器的輸入端口；而OUTP表示該 差分放大器的輸出端口。
一種已知的差分放大器由NMOS晶體管500和501、 PMOS晶體 管502和503以及用于偏置目的的恒定電流源504組成。偏移電壓校 正電流源505的一端連接到NMOS晶體管500的漏極，而另一端連接 到電源VDD。該偏移電壓校正電流源505起到導(dǎo)致電流流到NMOS晶體管500的漏極的作用。
以下將描述用于校正偏移電壓的操作原理。為了便利對通過該原
理產(chǎn)生的工作效果的理解，假定NMOS晶體管500和501以及PMOS 晶體管502和503不具有對偏移電壓負責的特性變化。
在這樣的假設(shè)情況下，首先考慮到穩(wěn)態(tài)，其中向兩個輸入端口 INP 和INN都施加單個直流偏置電壓Vi，而且偏移電壓校正電流源505假 定電流值為零。在該情況下，假如把流經(jīng)NMOS晶體管500的電流作 為IA，把流經(jīng)NMOS晶體管501的電流作為IB，并把恒定電流源504 的電流值作為It，則得出IA=IB=It/2。
接下來，考慮到這樣一種情況，其中偏移電壓校正電流源505的 電流值為ios。在該情況下，假如把NMOS晶體管500的互導(dǎo)作為gmn, 向流經(jīng).NMOS晶體.管500的穩(wěn)態(tài)電流添加電流ios，而且通過 vosi=ios/gmn... (1)來表示源自于該電流的輸入等效偏移電壓vosi (=ViA-ViB)。
根據(jù)公式(1)，可以理解導(dǎo)致電流ios流入組成該差分對的其中 一個MOS晶體管，從而獲得電壓vosi作為與電流量相對應(yīng)的輸入等效 偏移電壓。因而，即使當差分放大器不是理想的且之前具有偏移電壓 的時候，也可以通過調(diào)節(jié)電流ios來校正偏移電壓。
然而，根據(jù)相關(guān)技術(shù)的偏移電壓校正電路，校正電流需要非常小 的電流值，而在準確地獲得這一小電流值中遇到了困難。因此，無法 執(zhí)行對偏移電壓的準確調(diào)節(jié)。舉例來說，當獲得vosi-50[/xV]的輸入等 效偏移電壓時，假定gmn-2[mS]則電流值必須被設(shè)置為ios=0.1[>A]。 當NMOS晶體管500和501的互導(dǎo)gm小得多時，為了獲得相同的輸 入等效偏移電壓，就必須將校正電流設(shè)置為小得多的值。
而且，當互導(dǎo)由于環(huán)境變化的原因例如處理變化而改變時，因為 輸入等效偏移電壓表現(xiàn)出對互導(dǎo)的高靈敏度，所以就會根據(jù)公式(1) 出現(xiàn)極大地改變的輸入等效偏移電壓的問題。
順便說一下，至今為止已知通過將模擬信號轉(zhuǎn)換成脈沖信號來放 大功率的D類放大器，該模擬信號例如音樂信號。
圖11顯示了一種相關(guān)技術(shù)的D類放大器。從外部信號源向輸入端
口 INP和INM提供具有相反極性的模擬輸入信號AIN(+)和AIN(-)。 通過電容器Cinl和Cin2向D類放大器的輸入端口 Tll和T12輸入這 些模擬輸入信號AIN ( + )和AIN (-)。在已經(jīng)輸入到D類放大器之 后，向輸入級放大電路100輸入該信號并由該輸入級放大電路100放 大該信號，隨后向積分電路110輸入如此放大后的信號。脈寬調(diào)制 (PWM)電路120對從積分電路110中輸出的信號進行脈寬調(diào)制。
輸出緩沖器1300根據(jù)從脈寬調(diào)制電路120輸出的信號，輸出互補 的脈沖信號OUTP和OUTM。通過反饋電阻器R41和R42來將這些脈 沖信號OUTP和OUTM反饋回到組成積分電路110的差分電阻器114 的輸入側(cè)，從而校正脈沖信號的波形變形。通過輸出端口 T21和T22 向外輸出脈沖信號OUTP和OUTM，而且該脈沖信號OUTP和OUTM 經(jīng)過由電感器L1、L2和電容C組成的低通濾波器以變成用于驅(qū)動揚聲 器SP的模擬信號。
順便說一下，由該電路的偏移電壓產(chǎn)生的喀啦聲通常出現(xiàn)在用于 音頻目的的放大器中。同樣地，即使在上述D類放大器中，組成差分 運算放大器101和114的晶體管也具有由進行制造等的處理中的變化 而產(chǎn)生的偏移電壓。即使當無信號輸入時，輸出脈沖信號OUTP的平 均電壓值與輸出脈沖信號OUTM的平均電壓值也彼此不同。具體來說， 輸出偏移電壓。
在該情況下，由于總是在向揚聲器施加偏移電壓，所以在無聲或 電源關(guān)閉時會從揚聲器中發(fā)出喀啦聲。
在圖ll所示的D類放大器中(差分放大器101和114不包括之前 所述相關(guān)技術(shù)的偏移電壓校正電路)，會出現(xiàn)這樣一種情況，其中輸
出緩沖器1300的源電壓不同于積分電路110的源電壓和輸入級放大器 電路100的源電壓。舉例來說，考慮到了這樣一種情況，其中前面的 源電壓為15V而后面的源電壓為3.3V。
在該情況下，關(guān)于在無信號輸入時的脈沖信號OUTP和OUTM， 互補地輸出占空比為50%的矩形波形。由于輸出緩沖器1300的源電壓 為15V，所以輸出脈沖信號OUTP的平均電壓和輸出脈沖信號OUTM 的平均電壓中的每一個在其中無偏移電壓存在于差分運算放大器110 和114中的理想情況下都假定電壓值為7.5V,其中在該理想情況下， 積分器110的正相位側(cè)的輸入電阻(R31)的電阻值等于該積分器110 的相反相位側(cè)的輸入電阻(R32)的電阻值，而且反饋電阻器的正相位 側(cè)的電阻值(R41)與該反饋電阻器的相反相位側(cè)的電阻值(R42)彼 此相等。因此，所施加的橫跨揚聲器SP的輸入端口的電壓差為0V， 而且無聲音發(fā)出。
分別從源電壓為3.3V的差分運算放大器中輸出的信號SA和SB 的平均電壓為1,65V，這是因為信號SA和SB都為正反饋，以致與參 考電壓一致，該參考電壓是源電壓的一半。因此，分別向反饋電阻器 R41和積分電路110的輸入電阻器R31和反饋電阻器R42和積分電路 110的輸入電阻器R32上施加5.85伏，該5.85伏對應(yīng)于在輸出脈沖信 號OUTP和OUTM的平均值與輸出信號SA和SB的平均值之間的電 壓差。因而，與反饋電阻器R41的電阻值和輸入電阻器R31的電阻值 的總和相符的電流以及與反饋電阻器R42的電阻值和輸入電阻器R32 的電阻值的總和相符的電流從輸出緩沖器1300的輸出端流到差分運算 放大器101的輸出端。
電源轉(zhuǎn)換裝置
技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明是關(guān)于一種電源轉(zhuǎn)換裝置，特別關(guān)于一種降壓式電源轉(zhuǎn)換裝置。
背景技術(shù)：
請參照圖1A所示，已知的多通道直流轉(zhuǎn)直流轉(zhuǎn)換器(Multi-channel DC to DC converter) 1是于每一信道利用一組切換元件11搭配電感器12所組 成，并通過切換元件ll的開、關(guān)操作，以及電感器12的儲能原理，而將輸 入切換元件11的直流電源DC轉(zhuǎn)換為所需的直流電源DC后再由輸出端OUT輸 出。
請再參照圖1B所示，另一種已知的多通道直流轉(zhuǎn)直流電源轉(zhuǎn)換器1，是 針對各個通道，利用上述的切換元件11搭配反相耦合變壓器13進行耦合， 并將各個通道所耦合的直流電源DC傳送至輸出電感14以及輸出電容15,并 由輸出端OUT輸出。
承上所述，目前已知使用的直流轉(zhuǎn)直流電源轉(zhuǎn)換器，由于每一通道之間 并無直接的耦合關(guān)系，當其中之一通道發(fā)生異常，而產(chǎn)生電流突波，其余通 道將無法實時隨之反應(yīng)，而造成電源轉(zhuǎn)換器的動態(tài)反應(yīng)較慢。因此，如何提 供一種能夠改善電源轉(zhuǎn)換裝置的動態(tài)反應(yīng)速度，實屬當前重要課題之一。
發(fā)明內(nèi)容
有鑒于上述課題，本發(fā)明的目的為提供一種能夠提高動態(tài)反應(yīng)速度的電 源轉(zhuǎn)換裝置。
緣是，為達上述目的，依據(jù)本發(fā)明的一種電源轉(zhuǎn)換裝置包括一電源產(chǎn)生 單元、至少二開關(guān)單元、至少二變壓器以及一電源輸出單元。電源產(chǎn)生單元 產(chǎn)生電源信號；該等開關(guān)單元是與電源產(chǎn)生單元電性連接，且該等開關(guān)單元 系依據(jù)電源信號而分別產(chǎn)生至少一切換信號；該等變壓器是分別與該等開關(guān) 單元電性連接，且各變壓器具有第一線圈及第二線圈，該等第一線圈是分別 接收該等切換信號，而該等第二線圈是以串聯(lián)方式電性連接；電源輸出單元
其中該負反饋放大器組成D類放大器，這是由于電阻值等等中的變化， 該差別出現(xiàn)作為輸出偏移電壓。通過偏移電壓激活揚聲器SP，該偏移 電壓變成在無聲或電源斷開時發(fā)出喀啦聲的一個原因。
然而，即使當使用之前描述的相關(guān)技術(shù)的偏移電壓校正電路來消 除偏移電壓的時候，可以校正差分運算放大器本身的偏移電壓，但是 卻出現(xiàn)了無法校正在D類放大器的輸入電阻值或反饋電阻值從正相位 側(cè)變?yōu)橄喾聪辔粋?cè)時出現(xiàn)的偏移電壓的問題。
發(fā)明內(nèi)容
設(shè)想本發(fā)明已經(jīng)考慮到了周圍環(huán)境并旨在提供一種偏移電壓校正 電路，它能夠抑制偏移電壓校正量中由于環(huán)境變化而引起的波動，并 極為準確地校正差分放大器的偏移電壓。
本發(fā)明的另一個目的是提供一種D類放大器，它能夠校正由于在 構(gòu)成該D類放大器的電阻器值之中的差別而引起的偏移電壓。
為了解決以上問題，本發(fā)明提供了以下方案。
(1) 一種用于差分放大器的偏移電壓校正電路，包括 差分晶體管對；
負載晶體管對，其分別連接在該對差分晶體管的輸出端與電源之
間；
電壓發(fā)生器，產(chǎn)生在該對負載晶體管中的一個的源極與電源之間 的恒定電壓，其用于校正該差分放大器的偏移電壓。
(2) 根據(jù)(1)的所述的偏移電壓校正電路，其中電壓發(fā)生器包
括
第一和第二電阻器，其分別連接在電源與該對負載晶體管的各個 源極之間；以及
電流源，其有選擇地向第一和第二電阻器提供恒定電流，用于引 起與所述恒定電壓相對應(yīng)的電壓降。
(3) 根據(jù)(1)的所述偏移電壓校正電路，其中差分放大器是全 操作類型的。
(4) 一種D類放大器，包括 輸入單元，用于輸入信號；
積分器，它包括具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器，并對 通過輸入單元輸入的信號進行積分；
脈寬調(diào)制器，用于調(diào)制積分器的積分結(jié)果以生成脈沖信號，該脈
沖信號具有的脈寬反映了積分結(jié)果； 輸出單元，用于輸出脈沖信號；
反饋單元，用于在輸入信號上疊加從輸出單元輸出的信號，并將 疊加后的信號反饋到積分器；
輸入控制器，用于將輸入單元設(shè)置成在其中沒有信號輸入的狀態(tài)；
以及
輸出控制器，用于將來自于反饋單元的輸出的電壓設(shè)置成恒定電壓。
(5) 根據(jù)(4)的所述D類放大器，其中由輸出控制器設(shè)置的恒 定電壓與在其中無信號輸入并校正了差分放大器的偏移電壓的狀態(tài)下 從輸出單元輸出的電壓相對應(yīng)。
(6) 根據(jù)(4)的所述D類放大器，其中輸出控制器包括 輸出阻抗控制器，用于控制輸出單元的輸出阻抗至高阻抗狀態(tài)； 電壓施加單元，用于向反饋單元施加恒定電壓；以及 信號通路控制器，用于斷開在輸出單元的輸出端口與反饋單元的
一端之間的連接，并將反饋單元的一端連接到電壓施加單元。
(7) 根據(jù)(4)的所述D類放大器，其中輸入控制器包括開關(guān)， 它連接在輸入單元的輸入電阻器和差分運算放大器的輸入之間。
(8) 根據(jù)(4)的所述D類放大器，其中由脈寬調(diào)制器生成的脈
沖信號與第一和第二脈沖信號相對應(yīng)，其中該第一和第二脈沖信號的 占空比根據(jù)積分器的積分結(jié)果而以互補的方式變化，而且其中輸出單 元分別輸出該第一和第二脈沖信號。
(9) 根據(jù)(4)的所述D類放大器，其中脈寬調(diào)制器生成具有預(yù) 定固定電平的固定信號以及所述脈沖信號，并向輸出單元提供該固定 信號和脈沖信號。
根據(jù)本發(fā)明，由電阻器和電流來控制組成差分放大器的負載晶體 管的源電壓，從而改變偏移電壓校正電流值。因此，可以準確地向差 分放大器提供偏移電壓。因而，可以提供一種能夠極為準確地校正差 分放大器的偏移電壓的偏移電壓校正電路。
根據(jù)本發(fā)明，斷開反饋通路，并向反饋電阻器的一端提供反饋電 壓校正電壓。因此，偏移電壓出現(xiàn)在差分運算放大器的輸出端中，其 中由于反饋電阻器中的電阻差值或在輸入電阻器的正相位側(cè)和相反相 位側(cè)之間的差別而引起該偏移電壓。因此，可以提供一種D類放大器， 它能夠通過調(diào)節(jié)差分運算放大器的偏移電壓，同時地校正由于在構(gòu)成 該D類放大器的電阻器值之中的差別而引起的偏移電壓和差分運算放 大器的偏移電壓。
圖1是根據(jù)本發(fā)明第一實施例的具有偏移電壓校正電路的差分運 算放大器的電路圖2是該實施例的差分運算放大器的電路圖，它包括設(shè)有電流值 切換電路的偏移電壓校正電路；
圖3是該實施例的能夠校正偏移電壓的負反饋放大器的電路圖； 圖4是顯示該實施例的偏移電壓校正方法的流程圖； 圖5是根據(jù)本發(fā)明第二實施例的D類放大器的電路圖； 圖6是第一實施例的D類放大器的波形圖7是顯示用于校正第一實施例的D類放大器的偏移電壓的方法 的流程圖8是用在本發(fā)明第三實施例的D類放大器中的脈寬調(diào)制電路的 電路圖9是第二實施例的D類放大器的波形圖10是相關(guān)技術(shù)的設(shè)有偏移電壓校正電路的差分運算放大器的 電路圖；以及
圖ll是相關(guān)技術(shù)的D類放大器的電路圖。
具體實施例方式
以下將參照附圖來描述本發(fā)明的實施例。
(第一實施例)
盡管本發(fā)明的偏移電壓校正電路通?？梢詰?yīng)用到差分放大器，但
是本發(fā)明的偏移電壓校正電路還可以應(yīng)用到差分輸入和差分輸出放大 器中(全差分型放大器)。
圖l是具備本發(fā)明的偏移電壓校正電路的差分放大器的電路圖， 即這是用于描述偏移電壓校正電路的原理的視圖。
在該附圖中，參考數(shù)字700和701指的是組成差分放大器的差分 晶體管對的NMOS晶體管，702和703指的是組成差分放大器的負載 晶體管對的PMOS晶體管，704和705指的是組成差分放大器的輸出級 的PMOS晶體管，706和707指的是同相反饋電阻器，708和709指的 是組成同相反饋放大器的一個差分對的NMOS晶體管，以及710和711 指的是組成同相反饋放大器上的負載的PMOS晶體管。參考數(shù)字720
和721指的是偏移電壓校正電流源(源電壓控制機制)，722指的是差 分放大器的偏置電流源，723和724指的是在差分放大器的輸出級上的 偏置電流源，725指的是同相反饋放大器的偏置電流源，RosA和RosB 指的是偏移電壓校正電阻器(源電壓控制機制)，以及SWosA和SWosB 指的是偏移電壓校正電流源的開關(guān)。
偏移電壓校正電阻器RosA連接在PMOS晶體管702的源極與電 源VDD之間。偏移電壓校正電阻器RosB連接在PMOS晶體管703的 源極與電源VDD之間。具體來說，偏移電壓校正電阻器RosA的一端 連接到PMOS晶體管702的源極，而其另一端連接到電源(VDD)。 同樣地，偏移電壓校正電阻器RosB的一端連接到PMOS晶體管703 的源極，而其另一端連接到電源(VDD)。
開關(guān)SWosA的一端連接到PMOS晶體管702的源極，而其另一 端連接到偏移電壓校正電流源720的一端。偏移電壓校正電流源720 的另一端接地(VSS)。同樣地，開關(guān)SWosB的一端連接到PMOS晶 體管703的源極，而另一端連接到偏移電壓校正電流源721的一端。 偏移電壓校正電流源721的另一端接地(VSS)。
本發(fā)明的偏移電壓校正電路包括偏移電壓校正電阻器RosA和 RosB、開關(guān)SWosA和SWosB以及偏移電壓校正電流源720和721。 這些元件組成電壓發(fā)生器，用于在電源VDD和PMOS晶體管702和 703的任何一個的源極之間產(chǎn)生恒定電壓，該恒定電壓用來校正差分放 大器的偏移電壓，其中PMOS晶體管702和703組成負載晶體管對。
在這些元件當中，開關(guān)SWosA和SWosB以及偏移電壓校正電流 源720和721組成用于有選擇地向電阻器RosA和RosB提供恒定電流 的電流源，其中該恒定電流引起與恒定電壓相對應(yīng)的電壓降。除了電 壓發(fā)生器和電流源的圖1所示的差分放大器組成眾所周知的全差分型 放大器?，F(xiàn)在將描述由本發(fā)明的偏移電壓校正電路執(zhí)行的用于校正差分放 大器的偏移電壓的操作。
首先，考慮到了一種理想的狀態(tài)，其中組成差分放大器的各個 MOS晶體管的電特性并不引起差分放大器的偏移電壓，即這是一種穩(wěn)
態(tài)，其中施加到差分放大器的輸入端AINP和AINN的電壓ViA和ViB 彼此相等(ViA=ViB)。而且，假定差分放大器的偏置電流源722的電 流值為It。
首先，當使開關(guān)SWosA和SWosB失效時，流經(jīng)電阻器RosA的 電流值達到It/2，它是偏置電流722的電流值It的一半。因此，由電阻 器RosA引起的電壓降VRosA表達如下
VRosA=RosA.It/2... (2)
接下來，只有在從以上狀態(tài)中關(guān)閉開關(guān)SWosA時，才可以將源自 于偏移電壓校正電流源ipdA的電流添加到恒定電流It/2，結(jié)果生成的 電流流向電阻器RosA。因此，由電阻器RosA引起的電壓降VRosA' 表達如下
VRosA，=RosA.ipdA+RosA'It/2... (3)
因而，采用公式(2)與公式(3)之間的差別，如下來表示與由 于添加的電流ipdA而由電阻器RosA引起的電壓降相對應(yīng)的變化
VOSAc:
VosA=RosA'ipdA... (4)
因此，在PMOS晶體管702的柵極與源極之間的電壓被降低了與 電壓降的變化vosA相對應(yīng)的量。因此，減小流經(jīng)PMOS晶體管702的 電流值。采用PMOS晶體管702的互導(dǎo)作為gmp來如下地表示電流值 中的變化ios (=IB-IA:偏移電流)。
ios-vosA.gmp…(5)
因而，以下通過把NMOS晶體管700的互導(dǎo)作為gmn來顯示該 NMOS晶體管700的輸入等效偏移電壓vosi (=ViB-ViA)，它引起公 式(5)所示電流值中的變化ios。
vosi=ios/gmn... (6)
公式(6)代入公式(5)中，從而將該公式修改為 vosi=vosA.gmp/gmn... (7)
因此，可以通過使用該電路來獲得由公式(7)表示的輸入等效偏 移電壓vosi。采用另一種方式，可以通過調(diào)節(jié)電阻和電流來獲得該輸入 等效偏移電壓vosi作為對偏移電壓的校正量。
接下來將提供一個實例，由公式(7)特殊地確定在要求50&V] 作為輸入等效偏移電壓vosi時所獲得的元素值和電流值。
在公式(7)中的項"gmp/gmn"取決于放大器的設(shè)計，而且通常 假定在1附近的值。因此，假如gmp/gmn=l，就從公式(7)推導(dǎo)出 vosA=vosi'gmn/gmp=50[>V]。由于根據(jù)公式(4)獲得vosA=ipdA-RosA， 所以得出假如例如ipdA=l[pV]，則RosA=50n/ln=50[Q]。
這意味著，當差分放大器假定50[)LiV]的輸入等效偏移電壓時，該 偏移電壓校正電路可以通過電阻器RosA和電流ipdA來校正偏移電壓， 因此相當于消除偏移電壓。而且，只要改變了電阻器RosA和電流ipdA， 就可以自由地改變對偏移電壓的校正量(即，輸入等效偏移電壓的大 小)。
盡管以上描述涉及到導(dǎo)致在電阻器RosA中產(chǎn)生偏移電壓校正電 流的實例，但是只要通過使開關(guān)SWosA失效并激活開關(guān)SWosB來使
電阻器RosB內(nèi)產(chǎn)生偏移電壓校正電流，也可以獲得相反極性的輸入等 效偏移電壓。
在本發(fā)明中，偏移電壓校正電流源ipdA和電阻器RosA (源電壓 控制機制)控制PMOS晶體管702的源電壓，從而獲得由公式(1)表 示的偏移電流ios。 PMOS晶體管702的柵極-源極電壓受到電壓vosA 的控制，其中由電阻器RosA和電流ipdA來確定電壓vosA，而且由公 式(5)表示的ios=vosA'gmp來由此確定偏移電流ios。
具體來說，通過公式(7)所示的vosi=vosA'gmn/gmp來確定輸入 等效偏移電壓。因此，可以控制該輸入等效偏移電壓，以便顯示出相 比于以下所述情況較低的靈敏度，該下述情況中正如在相關(guān)技術(shù)中那 樣從電流源直接提供偏移電流。
簡言之，當考慮到數(shù)量時，可以根據(jù)相關(guān)技術(shù)中的公式(1〉將輸 入等效偏移電壓表示為vosi=500 ios (其中g(shù)mn-2[mS])。相反地，根 據(jù)本發(fā)明，根據(jù)公式(7)獲得vosi=50 ipd (其中g(shù)mp/gmn=l且 RosA=50[Q])。具體來說，本發(fā)明輸入等效偏移電壓對于偏移電壓校 正電流的靈敏度是相關(guān)技術(shù)中所獲得的十分之一。而且，當在本發(fā)明 中獲得Ros二5[Q]時，就獲得vosi=5 ipd，由此獲得百分之一的靈敏度。
確定偏移電壓校正電流值的實例。正如之前所述的，在本發(fā)明的 偏移電壓校正電路中，為了獲得50[MV]的輸入等效偏移電壓，所需要 的偏移電壓校正電流在電阻RosA二50[Q]的情況下為ipdA4[pA]?？梢?以相比于相關(guān)技術(shù)中的情況更高的準確度來獲得偏移電壓校正電流。 而且，假如電阻RosA-5[Q]，則要求的電流為ipdA-10[pA]，而且以較 高準確度來獲得該電流。即，設(shè)計者可以自由地確定電阻器RosA與偏 移電壓校正電流ipdA的組合，以便獲得vosA=50|>V]。因此，可以自 由地設(shè)置偏移電壓校正電流。
在本發(fā)明中，其大小大于相關(guān)技術(shù)中所采用大小的偏移電壓校正 電流可以用于獲取具有相同大小的輸入等效偏移電壓?？梢耘c其中獲 得小電流的情況相比更高的準確度來獲得這樣一種大電流。因此，可 以更高的準確度來控制對偏移電壓的校正量(例如，輸入等效偏移電 壓)。
此外，在本發(fā)明中，還可以通過使用偏移電壓校正電流來獲得較 小的輸入等效偏移電壓，其中該偏移電壓校正電流大于在相關(guān)技術(shù)中 所采用的，因此可以使得輸入等效偏移電壓的最小分辨率變小，以便 以較高的準確度來設(shè)置對差分放大器的偏移電壓的校正量。
另外，本發(fā)明的偏移電壓校正電路展示了較低的靈敏度來處理輸 入等效偏移電壓中的變化。因此，抑制屬性變化，并使該屬性相對于 處理變化穩(wěn)定。該理由如下當出現(xiàn)了處理變化時，NMOS晶體管的
互導(dǎo)gm和PMOS晶體管的互導(dǎo):gm傾向于以相同的方式變化。因此， 正如從公式(7)中可理解的，gmp/gmn變成實質(zhì)上恒定的，而且變化 相互抵消，其中g(shù)mp/gmn是PMOS晶體管的互導(dǎo)gmp與NMOS晶體 管的互導(dǎo)gmn的比率。舉例來說，當柵氧化膜的電容Cox中出現(xiàn)了變 化時，就認為PMOS晶體管的柵格-陽極電導(dǎo)gmp和NMOS晶體管的 柵格-陽極電導(dǎo)gmn在相同的方向上以恒定的比率變化。因而，由于公 式(7)中的gmp/gmn值并不變化那么多，所以與對于偏移電壓的校正 量相對應(yīng)的輸入等效偏移電壓vosi并不變化那么多，并抑制輸入等效 偏移電壓中的變化。同樣地，根據(jù)本發(fā)明的偏移電壓校正電路，對偏 移電壓的校正量不那么容易受到環(huán)境變化的影響，并以較高的準確度 來校正差分放大器的偏移電壓。
接下來，將描述本發(fā)明的差分放大器，它基于上述原理，并設(shè)有 偏移電壓校正電路。
圖2是本發(fā)明的差分放大器的電路圖。 在該圖中，參考符號SWCTR1和SWCTR2指的是開關(guān)，參考數(shù) 字801到804指的是電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)，805至808指的是電流源，以及 809指的是控制電路。其它差分放大器電路與參照圖l所描述的差分放 大器電路相同，因此就省略了對它們的解釋。由附圖所示的組成部件 形成差分放大器800。
開關(guān)SWCTR1的一端連接到在電阻器RosA與PMOS晶體管702 的源極之間的節(jié)點上，而同一開關(guān)SWCTR1的另一端連接到開關(guān) SWCTR2的一端，同時也連接到電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801至804的每個的 一端。SWCTR2的另一端連接到在電阻器RosB和PMOS晶體管703 的源極之間的節(jié)點上。
電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801至804的另一端分別連接到電流源805至808 的端部。而且/電流源805至80S的每個的另一端接地。
而且，控制電路809連接到電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801至804。在例舉 的示范性實施例中，通過4位二進制代碼，在激活狀態(tài)和失效狀態(tài)之 間控制電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801至804。該二進制代碼的最高有效位(MSB) 控制電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801，而該二進制代碼的最低有效位(LSB)控制 電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)804。位于MSB和LSB之間的位順序地控制電流源轉(zhuǎn) 換開關(guān)802和803。
接下來，將描述本實施例的具有偏移電壓校正電路的差分放大器 電路的操作，該偏移電壓校正電路的偏移電壓值是變量。
根據(jù)從控制電路809輸出的4位二進制代碼的各個位，通過對電 流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801至U804進行切換，來使電路變化電流流經(jīng)電阻器RosA 和RosB，從而設(shè)置最佳輸入等效偏移電壓值。
舉例來說，當從控制電路809輸出的二進制代碼為0000時，使所
有電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801至804失效。當該二進制代碼為1001時，激活 該電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801，使開關(guān)802和803失效，并激活開關(guān)804。對 4位二進制代碼的使用僅僅是一個實例而已，本發(fā)明并不局限于該實 例。
在電流源805至808中，對電流值進行加權(quán)。在該實例中，對電 流源808指定一個電流值ipd，對電流源807指定一個電流值2 ipd，對 電流源806指定一個電流值4 ipd，并對電流源805指定一個電流值8 ipd。通過采用這些電流值，可以通過順序切換4位二進制代碼，來將 電流值設(shè)置成在從最小值0到最大值15 ipd的范圍內(nèi)的任意電流值， 其中采用電流值ipd作為最小單位。
當激活開關(guān)SWCTR1并使開關(guān)SWCTR2失效時，該電流流入電 阻器RosA。相反地，當使開關(guān)SWCTR1失效并激活開關(guān)SWCTR2時， 該電流流入電阻器RosB。因此，可以添加不同極性的偏移電壓。
控制電路809控制電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801至804的激活與失效。稍 候?qū)⒚枋隹刂品椒ǖ募毠?jié)。
圖3是能夠校正偏移電壓的負反饋放大器的電路圖。
由圖2所示的差分放大器800形成該能夠校正偏移電壓的負反饋 放大器。
在該附圖中，參考數(shù)字800指的是差分放大器，900指的是比較 器，Rl到R4指的是電阻器，SW1到SW6指的是開關(guān)，AINP和AINN 指的是負反饋放大器的輸入端，AOUTP和AOUTN指的是負反饋放大 器的輸出端，Comp指的是比較器的輸出端；而VREF指的是參考電壓。
差分放大器800的非反相輸入端連接到開關(guān)SW3和SW5的每一 個的一端，而同一差分放大器800的反相輸入端連接到開關(guān)SW4和 SW6的每一個的一端。開關(guān)SW5和SW6的每個的另一端連接到參考 電壓VREF。 SW3的另一端連接到開關(guān)SW1的一端，同時通過電阻器 R3連接到輸出端OUTN。
開關(guān)SW1的另一端通過電阻器Rl連接到輸入端INP。開關(guān)SW4 的另一端連接到開關(guān)SW2的一端，同時通過電阻器R4連接到輸出端 OUTP。而且，SW2的另一端通過R2連接到輸入端INN。
差分放大器800的一個輸出端連接到輸出端OUTP以及比較器900 的一個輸入端。而同一差分放大器800的另一個輸出端連接到輸出端 OUTN以及比較器900的另一個輸入端。
接下來，將描述能夠校正偏移電壓的負反饋放大器的操作。
首先，在其中放大器作為負反饋放大器來操作的正常時間里，使 用該放大器的同時，激活開關(guān)SW1至SW4，并使開關(guān)SW5和SW6失 效。在該情況下，該放大器作為一個公知的負反饋放大器來操作。
與此同時，在校正偏移電壓的時刻，使用如上所示的放大器，與 此同時激活開關(guān)SW1至SW4，并激活開關(guān)SW5和SW6。在此情況下， 由于向差分放大器800的兩個輸入端施加單個電壓VREF，從差分放大 器800的兩個輸出端輸出與存在于差分放大器800中的偏移電壓相符 的電壓。具體來說，根據(jù)偏移電壓的極性，確定這兩個輸出信號，以 便一個大小較大而另一個大小較小。比較器900將這兩個輸出信號進 行比較，并從比較器的輸出端Comp輸出比較結(jié)果。
接下來將描述一種用于校正偏移電壓的方法，它利用迄今己經(jīng)描 述的能夠校正偏移電壓的負反饋放大器電路。
圖4是顯示了該偏移電壓校正方法的流程圖。 將開關(guān)SW1至SW6設(shè)置成圖3所示的狀態(tài)。
首先，控制電路809激活開關(guān)SWCTR1，并使開關(guān)SWCTR2失效 (步驟S51)。
接下來，控制電路809激活所有電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)801至804 (步 驟S52)。特別地，在圖2所示的實例中，將二進制代碼設(shè)置成1111。 然后控制電路809通過二進制代碼來使一個電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)失效(步 驟S53)。例如，當二進制代碼為1111時，就使設(shè)置為1110，并且僅 僅使電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)804失效。
接下來，控制電路809判斷從比較器900輸出的信號Comp的電 平是否反相(步驟S54)。使輸出信號Comp的電平反相表示己經(jīng)使偏 移電壓的極性反相。因此，該反相情況成為用于校正偏移電壓的適當 情況。
當輸出信號Comp的電平已經(jīng)反相時(步驟S54中的"是")， 控制電路809就在寄存器內(nèi)存儲該二進制代碼(步驟S60)，并中斷該 處理。當輸出信號Comp還沒有反相時(步驟S54中的"否")，處 理就前進到步驟S55。
然后控制電路809判斷是否使所有電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)失效(步驟 S55)。在使所有電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)失效時("是")，處理就前進到步 驟S56。在沒有使所有電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)失效時("否")，處理前進到 步驟S53。
接下來，控制電路809使開關(guān)SWCTR1失效并激活開關(guān)SWCTR2(步驟S56)，從而可以添加相反極性的偏移電壓。
控制電路809通過二進制代碼一次激活該電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)。例如， 在圖2所示4位配置的情況下，當二進制代碼為0000，使設(shè)置為0001， 并且僅僅激活電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)804。
控制電路809判斷是否已經(jīng)將從比較器900輸出的信號Comp的 電平反相(步驟S58)。當輸出信號Comp的電平已經(jīng)反相時(步驟 S58中的"是")，控制電路809在寄存器內(nèi)存儲該二進制代碼(步驟 S60)，并且中斷該處理。當輸出信號Comp的電平還沒有反相時(步 驟S58中的"否")，處理前進到步驟S59。
控制電路809判斷是否激活所有電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)(步驟S59)。 當激活所有電流源轉(zhuǎn)換開關(guān)時("是")，控制電路809就往寄存器 內(nèi)存儲該二進制代碼(步驟:S60:):，并中斷該處理。當沒有激活所有電 流源轉(zhuǎn)換開關(guān)時("否")，處理前進到步驟S57。
如上所述，根據(jù)本發(fā)明的偏移電壓校正電路，可以對每一個產(chǎn)品 最佳地對校正偏移電壓。
盡管以上詳細地描述本發(fā)明的實施例，但是該實施例并不局限于 該實施例。在本發(fā)明中還包括落入本發(fā)明要旨范圍內(nèi)的設(shè)計變化等等。
以上實施例描述了這樣的情況，其中將本發(fā)明的偏移電壓校正電 路應(yīng)用到差分輸入和差分輸出放大器，該差分輸入和差分輸出放大器 使用NMOS晶體管用于輸入端，并使用用PMOS晶體管作為負載。然 而，還可以將本實施例的偏移電壓校正電路應(yīng)用到差分輸入和差分輸 出放大器，該差分輸入和差分輸出放大器使用PMOS晶體管用于輸入， 并使用NMOS晶體管作為負載。
還可以將本實施例的偏移電壓校正電路應(yīng)用到差分輸入和單輸出 放大器。
還可以將本實施例的偏移電壓校正電路應(yīng)用到各種差分放大器， 不管該差分放大器的電路形式；該各種差分放大器例如級聯(lián)放大器、 折疊的級聯(lián)放大器等等。
即使是在組成差分放大器的差分對的每一個晶體管的源極和每一 個差分放大器的偏壓源電流之間插入偏移電壓校正電阻器，也能產(chǎn)生 相同的優(yōu)勢。
此外，即使是通過使電流流入偏移電壓校正電阻器來形成電壓降， 也能產(chǎn)生相同的優(yōu)勢。
己經(jīng)詳細地描述了本發(fā)明的第一實施例。然而，該實施例并不局 限于該特殊的結(jié)構(gòu)。還可以包括落入本發(fā)明精神范圍內(nèi)的設(shè)計變化等 等。
以上實施例描述了這樣的實例，其中將本發(fā)明的偏移電壓校正電 路應(yīng)用到差分輸入和差分輸出放大器，該差分輸入和差分輸出放大器
使用NMOS晶體管用于輸入端，并使用PMOS晶體管作為負載。然而， 還可以將本實施例的偏移電壓校正電路應(yīng)用到差分輸入和差分輸出放
大器，該差分輸入和差分輸出放大器使用PMOS晶體管用于輸入，并
使用NMOS晶體管作為負載。
還可以將本發(fā)明的偏移電壓校正電路應(yīng)用到差分輸入和單輸出放 大器。
(第二實施例)
圖5顯示了本發(fā)明第二實施例的D類放大器。配置圖中所示的D
類放大器，以便對來自于外部信號源SIG的模擬輸入信號AIN的脈寬
進行調(diào)制，因此根據(jù)模擬輸入信號AIN的電平，來生成輸出脈沖信號 OUTP禾QOUTM，它們的占空比以互補的方式變化。相比于圖ll所示 的相關(guān)技術(shù)的D類放大器的結(jié)構(gòu)，本實施例的D類放大器被配置以進 一步包括偏移電壓校正電路。
具體來說，圖5所示本實施例的D類放大器包括輸入端口 Tll和 T12、反饋電阻器R41和R42、輸入級放大器100、積分電路110、脈 寬調(diào)制電路120 (脈寬調(diào)制器)、驅(qū)動電路130、比較器140、控制電 路141、偏移電壓校正直流電壓源160、開關(guān)SW0UT1和SWOUT2以 及輸出端口 T21和T22。通過電容器Cinl和Cin2將來自于信號源SIG 的、彼此極性相反的模擬輸入信號AIN ( + )和AIN (-)輸入到輸入端 □ Tll和12。
輸入級放大器100 (輸入單元)包括差分運算放大器101、輸入電 阻器Rll和R12、反饋電阻器R21和R22、開關(guān)SWOS1和SWOS2(輸 入控制器)。開關(guān)SWOS1的一端連接到差分運算放大器101的反相輸 入端，該開關(guān)SWOSl的另一端連接到輸入電阻器Rll的一端。該輸入 電阻器Rll的另一端連接到輸入端口 Tll。開關(guān)SWOS2的一端連接到 差分運算放大器101的非反相輸入端，該開關(guān)SWOS2的另一端連接到 輸入電阻器R12的一端。該輸入電阻器SWOS2的另一端連接到輸入電 阻器R12的一端。而且，在差分運算放大器101的反相輸入端和非反 相輸出端之間插入反饋電阻器R21，并在差分運算放大器101的非反相 輸入端和反相輸出端之間插入反饋電阻器R22。
積分電路110 (積分器)包括具有偏移電壓校正功能的差分運算 放大器800、電容器112和113以及輸入電阻器R31和R32。在具有偏 移電壓校正功能的差分運算放大器800的反相輸入端和差分運算放大 器101的非反相輸出端之間插入輸入電阻器R31。在具有偏移電壓校正 功能的差分運算放大器800的非反相輸入端和差分運算放大器101的
反相輸出端之間插入輸入電阻器R32。在具有偏移電壓校正功能的差分
運算放大器800的反相輸入端和非反相輸出端之間插入電容器112。在 具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的非反相輸入端和反相 輸出端之間插入電容器113。
差分運算放大器800是本發(fā)明第一實施例的差分運算放大器，它 可以校正偏移電壓，而且可以通過設(shè)置條件來改變校正量。
脈寬調(diào)制電路120 (調(diào)制器)的其中一個輸入連接到差分運算放 大器800的非反相輸出端，而脈寬調(diào)制電路120的另一個輸入就連接 到具有上述偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的反相輸出端。
驅(qū)動電路130 (輸出單元)包括輸出緩沖器131和132。輸出緩沖 器131的輸入連接到脈寬調(diào)制電路120的一個輸出，而該輸出緩沖器 131的輸出端連接到開關(guān)SW0UT1 (信號通路控制器)的端口 Bl以及 輸出端口T21。該開關(guān)SW0UT1的輸入端口通過反饋電阻器R41 (反 饋單元)連接到差分運算放大器800的反相輸入。輸出緩沖器132的 輸入連接到脈寬調(diào)制電路120的另一個輸出，而且該輸出緩沖器132 的輸出連接到開關(guān)SW0UT2(信號通路控制器)的端口 B2以及輸出端 口 T22。該開關(guān)SWOUT2的輸入端口通過反饋電阻器R42 (反饋單元) 連接到差分運算放大器800的非反相輸入端。
輸出緩沖器131和132包括輸出阻抗控制器，它在偏移電壓的校 正過程中使輸出阻抗改變至高水平。
開關(guān)SW0UT1和SW0UT2的端口 Al和A2共同地連接到偏移電 壓校正直流電壓源160 (電壓施加單元)的一端。偏移電壓校正直流電 壓源160的另一端接地。
比較器140的兩個輸入端口分別連接到具有偏移電壓校正功能的
差分運算放大器800的兩個輸出端口。比較器140的輸出端口連接到
控制電路141的輸入端口，而該控制電路141的輸出端口連接到具有 偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的控制端口。
在上述組成元件中，由開關(guān)SWOSl、SWOS2、SWOUTl、SWOUT2、 具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800、偏移電壓校正直流電壓 源160、比較器140、控制電路141以及在輸出緩沖器131和132中提 供的輸出阻抗控制器來組成偏移電壓校正電路。比較器140以與第一 實施例的比較器900相同的方式操作，而且控制電路141以與第一實 施例的控制電路809的相同的方式操作。
電感器L1的一端連接到一個輸出端口 T21，而該電感器L1的另 一端連接到揚聲器SP的一個輸入端口。另一個輸出端口 T22連接到電 感器L2的一端，而電感器L2的另一端連接到揚聲器SP的另一個輸入 端口。在電感器L1的另一端和電感器L2的另一端之間插入電容器C。 電感器L1、 L2和電容器C構(gòu)成一個低通濾波器，用以從來自于D類 放大器的輸出信號中消除由脈寬調(diào)制引起的載波頻率部分。
在本實施例中，假定輸出緩沖器131和132的源電壓為15V,并 假定具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器101和差分運算放大器 800的源電壓為3.3V。
描述該實施例的D類放大器的操作，同時將它劃分為放大操作、 用于生成偏移電壓的操作和用于校正偏移電壓的操作。
(1)放大操作
首先參照圖6A至6C所示的波形圖來描述放大操作(功率放大操 作)。
向輸入端口 Tll提供來自于信號源SIG的模擬輸入信號AIN( + )，
如圖5所示，并向另一個輸入端口 T12提供與模擬輸入信號AIN (+)
極性相反的模擬輸入信號(-)。通過電容器Cinl和Cin2向輸入級差 分放大器IOO輸入這些模擬輸入信號AIN ( + )和AIN (-)。
在放大操作過程中，關(guān)閉開關(guān)SW0S1和SWOS2，將開關(guān)SWOUTl 和SWOUT2連接到端口 Bl和B2，因此形成反饋通路。
輸入級差分放大器100對模擬輸入信號AIN ( + )與模擬輸入信號 AIN (-)之間的差別進行放大，從非反相輸出輸出放大后的信號(從 非反相輸出端輸出的信號)的正相位信號SA，并從反相輸出輸出一個 信號SB(從反相輸出端輸出的信號)，它的極性與放大后的信號相反。 將正相位信號SA和與反相位信號SB輸入積分電路110。
積分電路110對通過輸入級差分放大器100放大的信號SA和SB 之間的差別進行積分，從非反向輸出端輸出差別的正相位信號SC (從 非反相輸出端輸出的信號)，并從反相輸出端輸出差別的反相位信號 SD (從反相輸出端輸出的信號)。將正相位信號SC和反相位信號SD 輸入脈寬調(diào)制電路120。
脈寬調(diào)制電路120將從積分電路110輸出的正相位信號SC和反相 位信號SD與三角波形信號進行比較，該三角波信號從未示出的三角波 生成電路輸出，從而輸出脈寬調(diào)制后的脈沖信號P和M。以這樣一種 方式生成這些脈沖信號P和M，以便在脈寬中反映積分結(jié)果。而且， 通過輸出端口 T21和T22來從驅(qū)動電路130輸出脈沖信號P和M作為 輸出脈沖信號OUTP和OUTM。通過反饋電阻器R41和R42將這些輸 出脈沖信號OUTP和OUTM反饋回到積分電路110中具有偏移電壓校 正功能的差分運算放大器800，并在向積分電路輸入的信號上疊加該輸 出脈沖信號OUTP和OUTM，從而嘗試減小輸出波形中的變形。
在其中沒有輸入信號的狀態(tài)(以下稱為"無信號輸入狀態(tài)")下，
正相位信號SA與反相位信號SB之間的差別為零。因此，由于在輸入 到具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的反相輸入端的信號
與輸入到具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的非反相輸入
端的信號之間的差別為零。因此，正相位信號sc的波形與反相位信號
SD的波形一致，即正相位信號SC與反相位信號SD之間的差別為零。 在無信號輸入狀態(tài)下，如此設(shè)置在三角波形信號、正相位信號SA和反 相位信號SB之中的關(guān)系，以便脈沖信號P的占空比、脈沖信號M的 占空比、輸出脈沖信號OUTP的占空比和輸出脈沖信號OUTM的占空 比為50。/。。
脈沖信號P的高電平時期(脈寬)與脈沖信號M的高電平時期(脈 寬)取決于正相位信號SA的電平和反相位信號SB的電平。正相位信 號SA的電平和反相位信號SB的電平取決于模擬輸入信號AIN ( + ) 的電平和模擬輸入信號AIN (-)的電平。因此，脈沖信號P的脈寬與 脈沖信號M的脈寬取決于模擬輸入信號AIN ( + )的電平和模擬輸入信 號AIN (-)的電平，從而實現(xiàn)脈寬調(diào)制。
在無信號輸入狀態(tài)下，如圖6A所示，輸出脈沖信號OUTP的占 空比為50%，因此輸出脈沖信號OUTP的平均電平值呈現(xiàn)為7.5V。此 外，輸出脈沖信號OUTM的占空比也是50%，因此輸出脈沖信號OUTP 的平均電平值也呈現(xiàn)為7.5V。因而，在無信號輸入狀態(tài)下，將7.5V施 加到揚聲器的兩個輸入端，而且在兩個輸入端之間的電位差為0V，因 此并不激活揚聲器SP且不發(fā)出聲音。
當模擬輸入信號AIN ( + )的電平從無信號輸入狀態(tài)提高時，以及 當具有反相極性的模擬輸入信號AIN (-)的電平降低時，輸出脈沖信 號OUTP的高電平時期增加，而且輸出脈沖信號OUTM的低電平時期 也增加。即，輸出脈沖信號OUTP的占空比提高，而輸出脈沖信號OUTM 的占空比降低。
在該情況下，輸出脈沖信號OUTP的平均值達到比如說9.5V，它
高于在無信號輸入狀態(tài)下獲得的7.5V，如圖6B所示。相反地，輸出脈 沖信號OUTM的平均值達到比如說5.5V，它低于在無信號輸入狀態(tài)下 獲得的7.5V。因而，在揚聲器SP的輸入端之間的電位差達到比如說 4V (=9.5V-5.5V)，并朝前致動揚聲器SP的錐形管狀紙。
相反地，當模擬輸入信號AIN ( + )的電平從上述無信號輸入狀態(tài) 降低時，以及當模擬輸入信號AIN (-)的電平提高時，如圖6C所示， 輸出脈沖信號OUTP的占空比以與之前所述相反的方式降低，而輸出 脈沖信號OUTM的占空比提高。因此，在揚聲器SP的輸入端之間的 電位差達到比如說-4V (=5.5V-9.5V)，并向后致動揚聲器SP的錐形 管狀紙。
如上所述，在正常放大操作過程中，根據(jù)模擬輸入信號AIN的電 平，以互補的方式控制輸出脈沖信號OUTP的占空比和輸出脈沖信號 OUTM的占空比，從而生成在揚聲器SP的兩個輸入端之間的電位差， 以便激活該揚聲器SP。
(2)用于生成偏移電壓的操作 接下來將描述用于生成偏移電壓的操作。首先，關(guān)于在無信號輸 入狀態(tài)下用于生成偏移電壓的操作，在此認為多個偏移電壓發(fā)生源是 彼此獨立地存在的。最后將來自于這些源的偏移電壓加在一起，并采 用這些偏移電壓的總和作為整個D類放大器的偏移電壓。
因為差分運算放大器101的偏移電壓，所以信號SA的平均電壓 和信號SB的平均電壓呈現(xiàn)出與1.65V的參考電壓不同的值，該參考電 壓通過同相反饋電路來設(shè)置。該偏移電壓乘以負反饋放大器的放大因 數(shù)(R41/R31),其中該負反饋放大器由反饋電阻器R41和R42、積分電 路110、脈寬調(diào)制電路120和輸出緩沖器130組成，并呈現(xiàn)為輸出端口 T21和T22之間的電位差(偏移電壓)。
此外，因為具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的偏移
電壓，信號SC的平均電壓和信號SD的平均電壓呈現(xiàn)出與1.65V的參
考電壓不同的值，該參考電壓通過同相反饋電路來設(shè)置。
而且，因為在反饋電阻器R41的電阻值與反饋電阻器R42的電阻 值之間的差別，或者在輸入電阻器R31的電阻值與輸入電阻器R32的 電阻值之間的差別，偏移電壓出現(xiàn)在輸出脈沖信號OUTP禾n OUTM的 每一個中。輸出脈沖信號OUTP的平均電壓和輸出脈沖信號OUTM的 平均電壓呈現(xiàn)出不同于7.5V的值。以下將描述其原因。
如圖6A所示，關(guān)于在無信號輸入狀態(tài)下獲得的輸出脈沖信號 OUTP和輸出脈沖信號OUTM，互補地輸出每一個占空比為50%的矩 形波形。由于輸出緩沖器130的源電壓為15V，所以在差分運算放大 器中不存在偏移電壓。:在理想狀態(tài)下，其中所有正相位與反相位電阻 值彼此相等，如之前所述的，輸出脈沖信號OUTP的平均電壓和輸出 脈沖信號OUTM的平均電壓為7.5V。
與此同時，從具有3.3V的源電壓的差分運算放大器101輸出的信 號SA的平均電壓和從該具有3.3V的源電壓的差分運算放大器101輸 出的信號SB的平均電壓都是1.65V,這是因為這兩個信號通過同相反 饋返回，以便與參考電壓一致，該參考電壓是源電壓的一半。因此， 分別向反饋電阻器R41、反饋電阻器R42、積分器110的輸入電阻器 R31和輸入電阻器R32施加5.85V，其中該5.85V是輸出脈沖信號OUTP 和OUTM的平均值和輸出信號SA和SB的平均值之間的電位差。因此， 與反饋電阻器R41的電阻值和輸入電阻器R31的電阻值的總和相對應(yīng) 的電流，通過反饋電阻器R41和輸入電阻器R31，從輸出緩沖器130 的輸出端流入差分運算放大器101的正相位輸出。同樣地，與反饋電 阻器R42的電阻值和輸入電阻器R32的電阻值的總和相對應(yīng)的電流， 通過反饋電阻器R42和輸入電阻器R32，從輸出緩沖器130的輸出端
流入差分運算放大器101的反相位輸出。
如今考慮到這樣一種情況，其中差別存在于反饋電阻器R41的電
阻值和反饋電阻器R42的電阻值之間。通過反饋返回該具有偏移電壓 校正功能的差分運算放大器800的兩個輸入端的電壓，因此這兩個電 壓彼此相等。因此，由于所施加的橫跨輸入電阻器R31的電壓和所施 加的橫跨輸入電阻器R32的電壓彼此相等，所以流經(jīng)各個輸入電阻器 R31和R32的電流變?yōu)楸舜讼嗟取?br>
具有相等值的電流流經(jīng)各個反饋電阻器R41和R42。因此，即使 是在輸入電阻器R31和R32電阻值彼此相等的時候，也會在輸出緩沖 器130的輸出端出現(xiàn)在反饋電阻器R41和R42的電壓降之間的差別。 因此，在輸出脈沖信號OUTP和OUTM中出現(xiàn)偏移電壓，它與在反饋 電阻器R41的電阻值和反饋電阻器R42的電阻值之間的差別相對應(yīng)。
同樣地，當輸入電阻器R31的電阻值與輸入電阻器R32的電阻值 之間出現(xiàn)差別時，與這兩個電阻值之間的差別相對應(yīng)的電流流入反饋 電阻器R41和R42。源自該差別的偏移電壓出現(xiàn)在輸出脈沖信號OUTP 和OUTM中，并表現(xiàn)在輸出端口 T21和T22上。
具體來說，當組成D類放大器的負反饋放大器的正相位側(cè)的放大 因數(shù)(R41/R31)與該負反饋放大器的反相位側(cè)的放大因數(shù)(R42/R32) 由于電阻值中的變化而彼此不同時，該差別呈現(xiàn)為輸出的偏移電壓。
存在除了上述典型的三個偏移電壓發(fā)生源以外的偏移電壓發(fā)生 源。然而，在這里忽略對它們的解釋。
將所有這些偏移電壓組合在一起并表現(xiàn)在輸出端口T21和T22上。 通過該偏移電壓激活揚聲器SP，成為在無聲或電源斷開時發(fā)出喀啦聲 的原因。
在本發(fā)明中，通過對于校正偏移電壓的操作來校正該偏移電壓， 這在以下將進行描述。
(3)用于校正偏移電壓的操作 本發(fā)明基于這樣一個基本原理，即，通過把從輸出緩沖器(輸出 單元)輸出的信號電壓設(shè)置成在無信號狀態(tài)下通過反饋電阻器(反饋 單元)反饋回來的電壓，使由于電阻值中的差別而引起的偏移電壓能 夠出現(xiàn)在差分運算放大器的輸入中，從而校正該偏移電壓。以下將參 照圖7來描述偏移電壓校正操作的一個實施例。
圖7是表示用于校正偏移電壓的方法的流程圖。
一個未示出的控制電路控制輸出緩沖器131和132的輸出阻抗， 以便通過控制輸出緩沖器131和132的輸出阻抗來進入高阻抗狀態(tài)(步 驟S1)。
接下來，該未示出的控制電路使連接到差分運算放大器101的輸 入端的開關(guān)SW0S1和SWOS2失效，從而阻塞來自于外部的輸入信號， 并設(shè)置無信號輸入狀態(tài)(步驟S2)。因而，即使是向輸入端口T11和 T12輸入輸入信號時，在該狀態(tài)下也能校正偏移電壓。
接下來，該未示出的控制電路將開關(guān)SWOUT1連接到端口 Al， 并將開關(guān)SWOUT2連接到端口 A2，因而斷開該反饋通路(步驟S3)。 結(jié)果，斷開在輸出緩沖器131的輸出端口與反饋電阻器R41之間的連 接，以及斷開在輸出緩沖器132的輸出端口與反饋電阻器R42之間的 連接。每一個反饋電阻器R41和R42的一端共同地連接到偏移電壓校 正直流電壓源160。
在這些步驟Sl到S3中，斷開反饋通路，而且該偏移電壓校正DC
電壓源160向反饋電阻器R41和R42的每一個的一端施加DC電壓。 將該電壓值設(shè)置成這樣的電壓值(在本實施例中，7.5V，是源電壓15V 的一半)，該電壓值與正常操作過程中在無信號輸入狀態(tài)下所獲得的 輸出脈沖信號OUTP和OUTM的平均值(將通過反饋返回的電壓)相 等。
接著，將反饋電阻器R41和R42的每一個的一端設(shè)置成與在實際 的無信號輸入狀態(tài)下采用的偏置情況相同的偏置情況，其中在該無信 號輸入狀態(tài)下已經(jīng)創(chuàng)建了反饋通路。正如之前所述的，當電阻值中存 在差別時，在流經(jīng)電阻器的正相位側(cè)和反相位側(cè)的電流值中出現(xiàn)差別。 偏移電壓出現(xiàn)在具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的反相 輸入端和非反相輸入端中。
具體來說，由于向反饋電阻器R41和輸入電阻器R31施加5.85[V] (=7.5-1.65)的電壓，所以向具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器 800的反相位輸入端施加電壓[1.65+5.85xR31/(R31+R41)V]。同樣地， 向具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的正相位輸入端施加 電壓[1.65+5.85xR32/(R32+R42)V]。從這兩個公式中可見，電位差(例 如，偏移電壓)出現(xiàn)在具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800 的輸入端中，該電位差與輸入電阻器R31、 R32的電阻值和反饋電阻器 R41、 R42的電阻值之中的差別相對應(yīng)。該偏移電壓量與在其中創(chuàng)建反 饋通路的正常操作過程中的無信號輸入狀態(tài)下出現(xiàn)的偏移電壓量相 等。
另外，差分運算放大器101的偏移電壓出現(xiàn)在具有偏移電壓校正 功能的差分運算放大器800的輸入端中。
此外，屬于該具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的偏 移電壓出現(xiàn)在該輸入中，作為輸入等效偏移電壓。
因而，由于之前所描述的因素而引起的偏移電壓共同地出現(xiàn)在具 有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的輸入端中。通過該具有 偏移電壓校正功能的差分運算放大器SOO的放大因數(shù)來放大該偏移電
壓，并將放大后的偏移電壓輸出到輸出信號SC和SD。
因此，同時地校正上述所有的偏移電壓，作為執(zhí)行偏移電壓校正
操作的具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800的結(jié)果。
偏移電壓校正電壓源160的電壓并不僅僅局限于以上電壓而可以 進行任意地設(shè)置。
控制電路141改變具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800 的偏移電壓校正條件(步驟S4)。結(jié)果，該具有偏移電壓校正功能的 差分運算放大器800，生成由該偏移電壓校正條件所確定的預(yù)定偏移電 壓。
如今，當具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器800生成一個 偏移電壓時，其中該偏移電壓的與由D類放大器引起的偏移電壓極性 相反且大小相等，并消除在輸出信號SC和SD之間的電位差。因此， 只要檢測該電位差，最佳偏移電壓校正就變得可行。
控制電路141判斷從比較器140輸出的信號Comp的電平是否已 經(jīng)變?yōu)榕c初始狀態(tài)反相。當信號電平還沒有變?yōu)榉聪鄷r，確定偏移電 壓量和極性是不適當?shù)?。為此，處理返回到步驟S4，并改變偏移電壓 校正條件(步驟S5中為"否")。當從比較器140輸出的信號的電平 已經(jīng)變?yōu)榉聪鄷r，表示偏移電壓在該偏移電壓校正條件下已經(jīng)變得足 夠小，因此處理前進到步驟S6 (步驟S5中為"是")。
可選擇地，還可以不使用比較器140來進行判斷，判斷具有偏移 電壓校正功能的差分運算放大器800的一個輸出信號(例如，信號SC)
的電平是否已經(jīng)變?yōu)榉聪唷?br>
控制電路141往寄存器內(nèi)存儲偏移電壓校正條件(步驟S6)。在 普通的放大操作過程中，通過使用該寄存器內(nèi)所存儲的偏移電壓校正 條件，來校正該偏移電壓。
一個未示出的控制電路激活開關(guān)SW0S1和SWOS2 (步驟S7)。
該未示出的控制電路將開關(guān)SWOUT1連接到Bl，并將開關(guān) SWOUT2連接到B2 (步驟S8)。
最后，該未示出的控制電路將輸出緩沖器的輸出阻抗從高阻抗狀 態(tài)取消，并將輸出阻抗變?yōu)檎顟B(tài)(步驟S9)。該D類放大器變?yōu)?能夠執(zhí)行從步驟S7至S9的普通的放大操作。
作為上述偏移電壓校正方法的執(zhí)行結(jié)果，可以執(zhí)行對偏移電壓的 校正，該偏移電壓包括差分放大器101的偏移電壓；具有偏移電壓 校正功能的差分運算放大器800的偏移電壓；以及由于輸入電阻器 R31、 R32的電阻值和反饋電阻器R41、 R42的電阻值中的差別而引起 的偏移電壓。具體來說，通過使用該結(jié)構(gòu)能夠通過單個偏移電壓校正 操作來同時校正整個D類放大器的偏移電壓。而且，由于單個具有偏 移電壓校正功能的差分運算放大器可以校正偏移電壓，所以可以避免 電路結(jié)構(gòu)的復(fù)雜化情況，還可以抑制面積的增加。
所有用于本實施例的D類放大器中的差分運算放大器800的結(jié)構(gòu)、 偏移電壓校正操作、偏移電壓設(shè)置操作以及用于校正偏移電壓的方法， 都與第一實施例的差分運算放大器800中所采用的相同，因此忽略對
它們的解釋。
使用如上所述的具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器，能夠
實現(xiàn)本實施例的D類放大器。 (第三實施例)
在該實施例中， 一種D類放大器校正偏移電壓，該D類放大器的 結(jié)構(gòu)與結(jié)合第二實施例所描述的D類放大器的結(jié)構(gòu)不同。具體來說， 顯示了利用另一個電路作為脈寬調(diào)制電路120的示范性D類放大器。
圖8是用在本發(fā)明第三實施例的D類放大器中的脈寬調(diào)制電路的 電路圖。
通過使用附圖所示的脈寬調(diào)制電路來配置的D類放大器(具有與 圖5所示D類放大器相同的結(jié)構(gòu))就是通常所說的無濾波D類放大器。 如此配置該放大器，以便根據(jù)來自于外部信號源SIG的模擬輸入信號 AIN的電平，從兩個輸出端口的一個輸出預(yù)定電平的信號，并且將三 角波形信號與該信號電平做比較，從而生成并從另一個輸出端口輸出 通過對模擬輸入信號進行脈寬調(diào)制來獲得的脈沖信號OUTP和OUTM。
現(xiàn)在將詳細描述用本實施例的D類放大器中的脈寬調(diào)制電路的結(jié) 構(gòu)。該脈寬調(diào)制電路120包括脈寬調(diào)制部分1200、三角波形生成電路 1400和信號轉(zhuǎn)換部分1510。
脈寬調(diào)制部分1200包括比較器121和122。將這些比較器的比較 器121的非反相輸入端連接到具有偏移電壓校正功能的差分運算放大 器111的非反相輸出端，并將比較器122的非反相輸入端連接到具有 偏移電壓校正功能的差分運算放大器111的反相輸出端。從三角波形 生成電路1400將三角波形信號(具有不變周期以及不變的峰間值)共 同地輸入到這些比較器121和122的各個反相輸入端。
信號轉(zhuǎn)換部分1510包括反相器151A、 151B、 151F、 151G、延遲 部分151E和或非門151C和151H。
從上述脈寬調(diào)制部分1200向反相器151A的輸入端提供脈沖信號
SE，并將反相器151A的輸出端連接到反相器151B的輸入端。將反相 器151B的輸出端連接到或非門151C的輸出端的一個。
從上述脈寬調(diào)制部分1200向反相器151E的輸入端提供一個脈沖 信號SF,并將該延遲部分151E的輸出端連接到反相器151F的輸入端。 將該反相器151F的輸出端連接到反相器151G的輸入端。將反相器 151G的輸出端連接到或非門151H的一個輸入端。將或非門151C的另 一輸入端連接到反相器151F的輸出端，并將或非門151H的另一輸入 端連接到反相器151A的輸出端。
現(xiàn)在將描述本實施例的D類放大器的操作。 (1) 無信號輸入狀態(tài)
當模擬輸入信號AIN的電平為0V時，B卩，在無信號輸入狀態(tài)下， 正相位信號SC的波形與反相位信號SD的波形一致。另外，設(shè)置在三 角波形信號、正相位信號SC和反相位信號SD之間的關(guān)系，以便脈沖 信號SE的占空比和脈沖信號SF的占空比呈現(xiàn)為50%的值。
首先，描述放大操作。
該D類放大器的操作除了脈寬調(diào)制電路的操作以外都與結(jié)合第二 實施例所描述的D類放大器的操作相同，因此忽略了對其的描述。
脈寬調(diào)制部分1200的比較器121和122將從積分電路IIO輸出的 正相位信號SC和反相位信號SD與三角波形信號做比較，該三角波形 信號從三角波形生成電路1400輸出，從而向信號轉(zhuǎn)換部分1510輸出 脈寬調(diào)制后的脈沖信號SE和SF。
脈沖信號SE的高電平時期(脈寬)和脈沖信號SF的高電平時期
取決于正相位信號SA的電平和反相位信號SB的電平。正相位信號SA 的電平和反相位信號SB的電平取決于模擬輸入信號AIN ( + )的電平 和模擬輸入信號AIN (-)的電平。因此，脈沖信號SE的脈寬和脈沖 信號SF的脈寬取決于模擬輸入信號AIN ( + )的電平和模擬輸入信號 AIN (-)的電平。因此，實現(xiàn)脈寬調(diào)制。
隨后，描述信號轉(zhuǎn)換部分1510的操作。 一般地，信號轉(zhuǎn)換部分 1510根據(jù)模擬輸入信號AIN的電平，將脈沖信號SE和SF轉(zhuǎn)換成脈沖 信號P和M，該脈沖信號P和M互補地進入低電平(預(yù)定電平)。通 過反相器151A和151B向或非門151C的一個輸入端提供脈沖信號SE。 在通過延遲部分151E進行了給定的一段時間的延遲之后，從延遲部分 151E輸出該脈沖信號SF作為脈沖信號Sd。通過反相器151F對脈沖信 號SD進行反相，并將其提供到或非門151C的另一個輸入端，同時還 通過反相器151F和151G向或非門151H的另一輸入端提供該的脈沖 信號SD。
當滿足第一輸入條件時，該第一輸入條件中脈沖信號SE是高電平 的而脈沖信號SD是低電平的，或非門151C就向輸出緩沖器131輸出 低電平。與此同時，當滿足第二輸入條件時(即，與第一輸入條件互 補的輸入條件)，該第二輸入條件中脈沖信號SE是低電平的而脈沖信 號SD是高電平的，或非門151H就向輸出緩沖器132輸出低電平。
在該實施例中，將第一輸入條件設(shè)置為當模擬輸入信號AIN( + ) 的電平極性為正時，脈寬調(diào)制后的脈沖信號SE的電平與脈寬調(diào)制后的 脈寬調(diào)制后的脈沖信號SD的電平的特殊組合。將第二輸入條件設(shè)置 為當模擬輸入信號AIN ( + )的電平極性為負時，脈寬調(diào)制后的脈沖 信號SE的電平與脈寬調(diào)制后的脈寬調(diào)制脈沖信號SD的電平的特殊組
如上所述地設(shè)置彼此互補的第一和第二輸入條件，從而可以將脈 寬調(diào)制后的脈沖信號SE和SF轉(zhuǎn)換成互補地固定為低電平的脈沖信號
P和M。然而，該第一和第二輸入條件并不局限于該實例。只要信號電 平的組合與歸結(jié)于脈寬調(diào)制的脈沖信號SE的脈寬中的變化以及脈沖信 號SD的脈寬中的變化相對應(yīng)，就可以任意地設(shè)置該第一和輸入條件。
在無信號輸入狀態(tài)下，該其中滿足第一輸入條件的時期是從脈沖 信號SE轉(zhuǎn)換到高電平時直至脈沖信號SD轉(zhuǎn)換到高電平的一個恒定的 時期。該時期與延遲部分151E所耗費的延遲時間tD相對應(yīng)。另外， 該其中滿足第二輸入條件的時期是從脈沖信號SE轉(zhuǎn)換到低電平時直至 脈沖信號SD轉(zhuǎn)換到低電平的一個恒定的時期。該時期還與延遲部分 151E所耗費的延遲時間tD相對應(yīng)。最終，當沒有信號輸入時，該信號 轉(zhuǎn)換部分1510將脈沖信號SC和SD轉(zhuǎn)換成與延遲時間tD相對應(yīng)的較 短脈寬(例如，10%的占空比)的脈沖信號，并間歇性地在三角波形信 號的周期輸出脈沖信號。 '
簡言之，把從之前所描述的或非門151C輸出的脈沖信號P和從或 非門151H輸出的脈沖信號M分別輸入到輸出緩沖器131和132。然后 如圖9A所示，反相該脈沖信號，并輸出作為輸出脈沖信號OUTP和 OUTM，從而激活揚聲器。
(2) 信號輸入狀態(tài) 在這樣一種狀態(tài)下，其中模擬輸入信號AIN ( + )的電平保持降低 而相反極性的模擬輸入信號AIN (-)的電平保持增加，增加了從積分 電路110中輸出的正相位信號SC的電平，而反相位信號SD的電平降 低，而且正相位信號SC的電平超出了反相位信號SD的電平。忽略延 遲部分151E的延遲時間。
因而，脈沖信號SE的占空比提高，而脈沖信號SF的占空比降低。 因此，不滿足第二輸入條件，因此將輸出脈沖信號OUTM固定為圖9B
所示的低電平。而且，根據(jù)模擬輸入信號AIN的電平，調(diào)制輸出脈沖 信號OUTP的脈寬。
與此同時，在這樣一種狀態(tài)下，其中模擬輸入信號AIN ( + )的電 平保持提高而相反極性的模擬輸入信號AIN (-)的電平保持降低，降 低了從積分電路110中輸出的正相位信號SC的電平，而相反相位信號 SD的電平提高，而且相反相位信號SD的電平超出了正相位信號SC 的電平。忽略延遲部分151E的延遲時間。
因而，從脈寬調(diào)制部分1200輸出的脈沖信號SE的占空比降低， 而脈沖信號SF的占空比提高。因此，不滿足第一輸入條件，因此將輸 出脈沖信號0UTP固定為圖9C所示的低電平。而且，根據(jù)模擬輸入信 號AIN的電平，調(diào)制輸出脈沖信號OUTM的脈寬。
如上所述，在正常放大操作過程中，根據(jù)模擬輸入信號，將輸出 脈沖信號OUTP和OUTM中的一個固定到低電平，而且剩余的輸出脈 沖信號包括其脈寬進行調(diào)制的脈沖。在向揚聲器提供這樣的輸出脈沖 信號OUTP和OUTM時，在揚聲器的輸入端口之間出現(xiàn)電位差，并激 活該揚聲器。
因此，該實施例的D類放大器充當通常所說的能夠激活揚聲器而 無需使用連接到D類放大器的輸出端口 T21和T22的低通濾波器的無 濾波放大器。
接下來，將描述一種用于生成偏移電壓的操作。
即使是在該實施例的D類放大器中，偏移電壓也會如結(jié)合第二實 施例所描述的同一原理而出現(xiàn)。輸出脈沖信號OUTP和輸出脈沖信號 OUTM的每個的平均值，在本實施例的非信號輸入狀態(tài)期間獲得，并 取決于脈寬，而且比如說為IV。相反地，信號SA和SB的每個的平均
電壓為1.65V，因此，與電位差相對應(yīng)的電流流入輸入電阻器R31和 R32以及反饋電阻器R41和R42。因此，當電阻器的正相位側(cè)的電阻 值與相反相位側(cè)的電阻值之間存在差別時，偏移電壓就出現(xiàn)在輸出中。
即使是在該實施例中，該用于校正偏移電壓的操作也與結(jié)合第二 實施例所描述的一樣，且根據(jù)圖7所示流程圖來執(zhí)行。因此，還可以 同時地校正差分運算放大器的偏移電壓和歸因于在電阻器的正相位側(cè) 的電阻值和相反相位側(cè)的電阻值之間的差別的偏移電壓。
以下概括第二和第三實施例的優(yōu)勢。
根據(jù)到目前為止所描述的實施例，可以通過添加非常簡單的結(jié)構(gòu) (開關(guān)SW0S1、 SWOS2、 SWOUTl、 SWOUT2、具有偏移電壓校正功 能的差分運算放大器111、輸出緩沖器131和132的輸出阻抗控制器、 比較器140、控制電路141和偏移電壓校正直流電壓源160),來有效 地校正當電阻值的差別出現(xiàn)在輸入電阻器中并在該類型放大器中的反 饋電阻器的正相位側(cè)和負相位側(cè)之間時出現(xiàn)的偏移電壓。
可由單個偏移電壓校正操作來同時地校正差分運算放大器的偏移 電壓以及上述偏移電壓。
而且，由于使開關(guān)SWOSl和SWOS2無效，所以即使是在輸入該 輸入信號時也能校正該偏移電壓。
以上已經(jīng)詳細地描述了本發(fā)明的實施例。然而，該特定結(jié)構(gòu)并不 局限于該實施例，還可以包括落入本發(fā)明精神范圍內(nèi)的設(shè)計修改等等。 舉例來說，該具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器可以具有任何 的電路結(jié)構(gòu)，而且并不局限于圖2所示的電路。而且，該D類放大器 可以具有任何結(jié)構(gòu)。此外，該偏移電壓校正直流電壓源的電壓并不局
限于在無信號輸入時獲得的輸出脈沖信號的平均電壓，而可以是比如 說0V (接地電位)或任意的電壓。
權(quán)利要求
1.一種用于差分放大器的偏移電壓校正電路，包括差分晶體管對；負載晶體管對，其分別連接在該對差分晶體管的輸出端與電源之間；電壓發(fā)生器，產(chǎn)生在該對負載晶體管中的一個的源極與電源之間的恒定電壓，其用于校正該差分放大器的偏移電壓。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1的所述偏移電壓校正電路，其中所述電壓發(fā)生器包括第一和第二電阻器，其分別連接在電源與該對負載晶體管的各個 源極之間；以及電流源，其選擇性地向第一和第二電阻器提供恒定電流，用于引 起與恒定電壓相對應(yīng)的電壓降。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1的所述偏移電壓校正電路，其中所述差分放大器是全操作類型。
4. 一種D類放大器，包括 輸入單元，用于輸入信號；積分器，它包括具有偏移電壓校正功能的差分運算放大器，并對 通過輸入單元輸入的信號進行積分；脈寬調(diào)制器，用于調(diào)制所述積分器的積分結(jié)果，以生成脈沖信號， 該脈沖信號的脈寬反映了積分結(jié)果； 輸出單元，其輸出脈沖信號；反饋單元，其在輸入信號上疊加從輸出單元輸出的信號，并將疊加后的信號反饋到所述積分器；輸入控制器，用于將輸入單元設(shè)置成在其中沒有信號輸入的狀態(tài)；以及輸出控制器，其將來自于所述反饋單元的輸出的電壓設(shè)置成恒定 電壓。
5. 根據(jù)權(quán)利要求4的所述D類放大器，其中由所述輸出控制器設(shè)置的恒定電壓與在無信號輸入并且校正差分放大器的偏移電壓的狀態(tài) 下從輸出單元輸出的電壓相對應(yīng)。
6. 根據(jù)權(quán)利要求4的所述D類放大器，其中輸出控制器包括 輸出阻抗控制器，其將輸出單元的輸出阻抗控制至高阻抗狀態(tài)； 電壓施加單元，其向所述反饋單元施加恒定電壓；以及 信號通路控制器，其斷開在所述輸出單元的輸出端口與所述反饋單元的一端之間的連接，并將反饋單元的一端連接到所述電壓施加單 元。
7. 根據(jù)權(quán)利要求4的所述D類放大器，其中所述輸入控制器包括 開關(guān)，該開關(guān)連接在所述輸入單元的輸入電阻器和差分運算放大器的 輸入端之間。
8. 根據(jù)權(quán)利要求4的所述D類放大器，其中由脈寬調(diào)制器生成的 脈沖信號與第一和第二脈沖信號相對應(yīng)，其中該第一和第二脈沖信號具有的占空比根據(jù)所述積分器的積分結(jié)果而以互補的方式變化，而且 所述輸出單元分別輸出該第一和第二脈沖信號。
9. 根據(jù)權(quán)利要求4的所述D類放大器，其中所述脈寬調(diào)制器生成 具有預(yù)定固定電平的固定信號以及脈沖信號，并向所述輸出單元提供 該固定信號和脈沖信號。
全文摘要
一種用于差分放大器的偏移電壓校正電路，包括作為差分晶體管對的NMOS晶體管；作為負載晶體管對的PMOS晶體管，其連接在該對差分晶體管的輸出和電源之間。偏移電壓校正電路設(shè)有電壓發(fā)生器，用于在該對晶體管的任何一個的源極和電源之間產(chǎn)生用于校正該差分放大器的偏移電壓的恒定電壓。
文檔編號G05F1/46GK101102095SQ200710128630
公開日2008年1月9日 申請日期2007年7月9日 優(yōu)先權(quán)日2006年7月7日
發(fā)明者川合博賢, 田中泰臣, 辻信昭 申請人:雅馬哈株式會社