專(zhuān)利名稱(chēng)：串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種穩(wěn)壓器，尤其涉及交流穩(wěn)壓器。
背景技術(shù)：
電壓的穩(wěn)定，對(duì)于許多技術(shù)部門(mén)(如無(wú)線電技術(shù)、電子測(cè)量、自動(dòng)控制、電子計(jì)算機(jī)等)具有相當(dāng)重要的意義。因此，交流穩(wěn)壓器(220V、50HZ)得到了廣泛的重視。在無(wú)線電通信、電子測(cè)量、自動(dòng)控制、電子計(jì)算機(jī)等許多設(shè)備中，都要求供電電源電壓比較穩(wěn)定。通常，供電電源電壓的波動(dòng)將會(huì)直接影響到設(shè)備的質(zhì)量和性能，在某些情況下，甚至可能徹底破壞設(shè)備的正常工作。例如在鐵路信號(hào)部門(mén)，供電電壓的波動(dòng)更是嚴(yán)重地影響信號(hào)設(shè)備的正常使用，從而直接影響行車(chē)安全。當(dāng)供電電壓過(guò)低時(shí)，電動(dòng)轉(zhuǎn)轍不能啟動(dòng)，軌道繼電器在調(diào)整狀態(tài)下(無(wú)車(chē)占用)不能正常吸起，信號(hào)燈的顯示距離大為縮短。當(dāng)供電電壓過(guò)高時(shí)，軌道繼電器在分路狀態(tài)時(shí)不能正常落下，信號(hào)燈炮的使用壽命大為縮短。因此，供電電源電壓的穩(wěn)定對(duì)于國(guó)防、工農(nóng)業(yè)生產(chǎn)、鐵路運(yùn)輸以及人民的日常生活都具有密切的關(guān)系?，F(xiàn)有的交流穩(wěn)壓器多為自耦式調(diào)壓，晶閘管相控調(diào)壓，級(jí)聯(lián)式AC-DC-AC調(diào)壓等。 自耦式調(diào)壓由一個(gè)大的鐵芯變壓器組成，通過(guò)調(diào)節(jié)其碳刷從而改變其變比而改變輸出電壓，其不利因素有①功率密度比較低，且工頻變壓器比較笨重，而且電壓調(diào)節(jié)的精度很低。 ②晶間管相控調(diào)壓通過(guò)改變其串聯(lián)于電路中的可控硅來(lái)改變其導(dǎo)通角從而改變輸出電壓， 然而輸出電壓中含有較高的諧波分量，對(duì)于電機(jī)型負(fù)載危害相當(dāng)嚴(yán)重。③級(jí)聯(lián)式AC-DC-AC 調(diào)壓是由AC-DC變換器和DC-AC變換器級(jí)聯(lián)而成。這類(lèi)變換器功率變換級(jí)數(shù)多，由于采用 AC-DC變換器和DC-AC變換器級(jí)聯(lián)而成，導(dǎo)致整個(gè)調(diào)壓器的效率不是很高，并且降低了整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

發(fā)明內(nèi)容
針對(duì)上述現(xiàn)有技術(shù)，本發(fā)明要解決的技術(shù)問(wèn)題是提供一種成本低、重量輕、波形失真較小且工作效率高串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器。為了解決上述技術(shù)問(wèn)題，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案一種串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，包括
功率處理模塊，用于產(chǎn)生與電網(wǎng)輸入電壓同相或反相的輸出電壓； 求和電路，接收功率處理模塊的輸出電壓化2，并與電網(wǎng)輸入電壓Usl進(jìn)行求和輸出穩(wěn)壓器輸出電壓Uo ；
控制模塊，用于對(duì)電網(wǎng)輸入電壓Usl和穩(wěn)壓器輸出電壓Uo進(jìn)行采樣并控制功率處理模塊的輸出電壓Us2的大小和相位，當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓Usl低于設(shè)定的穩(wěn)壓器輸出電壓Uo時(shí)， 控制功率處理模塊輸出電壓化2和電網(wǎng)輸入電壓化1同頻同相且電壓波形相似，穩(wěn)壓器輸出電壓Uo= Usl+Us2;當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓Usl高于設(shè)定的穩(wěn)壓器輸出電壓Uo時(shí)，控制功率處理模塊輸出電壓Us2和電網(wǎng)輸入電壓Usl同頻反相且電壓波形相似，穩(wěn)壓器輸出電壓Uo= Usl-Us2 ；
所述功率處理模塊和控制模塊均與電網(wǎng)輸入端連接。進(jìn)一步地，在電網(wǎng)輸入端以及功率處理模塊的輸入端均串聯(lián)一 EMI濾波器。進(jìn)一步地，所述功率處理模塊的輸出端和求和電路間串聯(lián)LC濾波電路。進(jìn)一步地，所述功率處理模塊由高頻變壓器和第一開(kāi)關(guān)Si、第二開(kāi)關(guān)S2、第三開(kāi)關(guān)S3、第四開(kāi)關(guān)S4組成，其中，所述高頻變壓器的初級(jí)和次級(jí)為推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，第一開(kāi)關(guān) Sl和第二開(kāi)關(guān)S2分別串聯(lián)在高頻變壓器初級(jí)的兩個(gè)繞組上，第三開(kāi)關(guān)S3和第四開(kāi)關(guān)S4分別串聯(lián)在高頻變壓器次級(jí)的兩個(gè)繞組上。進(jìn)一步地，所述開(kāi)關(guān)Si、S2、S3、S4均由兩個(gè)N溝道增強(qiáng)型MOS管串聯(lián)而成。進(jìn)一步地，所述控制模塊包括 供電電源模塊；
電壓比較模塊，用于對(duì)電網(wǎng)輸入電壓化1與預(yù)設(shè)穩(wěn)壓器輸出電壓Uo進(jìn)行比較后輸出控制信號(hào)S5，當(dāng)預(yù)設(shè)穩(wěn)壓器輸出電壓Uo比電網(wǎng)輸入電壓Usl高時(shí)，控制信號(hào)S5輸出高電平； 當(dāng)預(yù)設(shè)穩(wěn)壓器輸出電壓Uo比電網(wǎng)輸入電壓Usl低時(shí)，控制信號(hào)S5輸出低電平；
PWM波發(fā)生單元，用于產(chǎn)生兩路相位相差180度的第一 PWM波和第二PWM波并經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后分別連接至第一開(kāi)關(guān)和第二開(kāi)關(guān)。功率處理模塊輸出電壓化2的輸出極性控制模塊，用于對(duì)第一開(kāi)關(guān)Sl的開(kāi)關(guān)信號(hào)、第二開(kāi)關(guān)S2的開(kāi)關(guān)信號(hào)和控制信號(hào)S5進(jìn)行邏輯處理輸出控制信號(hào)第三PWM波和第四 PWM波并經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后分別連接第三開(kāi)關(guān)S3和第四開(kāi)關(guān)S4 ；
進(jìn)一步地，所述電壓比較模塊為電壓比較器。進(jìn)一步地，所述PWM波發(fā)生單元包括誤差放大器、電壓比較器；所述誤差放大器將基準(zhǔn)電壓toef和輸出電壓Uo隔離采樣后的反饋電壓Ufb作差后再通過(guò)電壓比較器與三角波發(fā)生器所產(chǎn)生的三角波進(jìn)行比較后產(chǎn)生PWM波，再對(duì)PWM波進(jìn)行移相及分相處理后與PWM 波信號(hào)再進(jìn)行邏輯與處理分別得到相位相差180度的第一 PWM波和第二 PWM波。進(jìn)一步地，所述功率處理模塊輸出電壓化2的輸出極性控制模塊為邏輯運(yùn)算模塊，包括第一非門(mén)、第二非門(mén)、第一與門(mén)、第二與門(mén)、第三與門(mén)、第四與門(mén)、第一或門(mén)、第二或門(mén)，其中，輸入電壓與預(yù)設(shè)輸出電壓比較模塊輸出的控制信號(hào)S5分別接入第一非門(mén)、第二非門(mén)、第二與門(mén)、第四與門(mén)，第一開(kāi)關(guān)Sl的開(kāi)關(guān)信號(hào)分別接入第一與門(mén)和第四與門(mén)，第一非門(mén)的輸出接入第一與門(mén)，第二開(kāi)關(guān)S2的開(kāi)關(guān)信號(hào)分別接入第二與門(mén)和第三與門(mén)，第二非門(mén)的輸出接入第三與門(mén)，第一與門(mén)和第二與門(mén)接入第一或門(mén)輸出第三PWM波，第三與門(mén)和第四與門(mén)接入第二或門(mén)輸出第四PWM波。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下有益效果
①將傳統(tǒng)自耦式的穩(wěn)壓改為串聯(lián)式的穩(wěn)壓，所以具有較高的轉(zhuǎn)換效率；
②所串入的功率處理模塊由高頻變壓器與電力電子無(wú)件構(gòu)成，從很大程度上講增加了其功率密度，也減輕了其重量。所以使得整個(gè)交流穩(wěn)壓電源系統(tǒng)既保證了較高的轉(zhuǎn)換效率、 較低的成本、較高的可靠性，同時(shí)也保證了較低的待機(jī)功耗以及輸出電壓波形較小的失真度；
③電路結(jié)構(gòu)相對(duì)簡(jiǎn)單，使得整個(gè)系統(tǒng)穩(wěn)定性較高；
④由于采用電子式的穩(wěn)壓調(diào)節(jié)，不會(huì)像傳統(tǒng)電刷調(diào)節(jié)那樣產(chǎn)生一些不必要的問(wèn)題。


圖1所示為串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器模型圖； 圖2所示為串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器電路模型圖3所示為串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器工作于升壓模式時(shí)模型圖4所示為串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器工作于降壓模式時(shí)模型圖5所示為串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器結(jié)構(gòu)框圖6所示為串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器主體結(jié)構(gòu)電路原理圖7所示為電網(wǎng)輸入電壓Usl電壓波形圖8所示為電網(wǎng)輸入EMI-I濾波器電路原理圖9所示為功率處理部分輸入EMI-2濾波器電路原理圖10所示為功率處理部分電路原理圖11所示為功率處理部分電路中的開(kāi)關(guān)S1-S4的電路原理圖12所示為圖10中高頻變壓器工作時(shí)繞組π5兩端電壓波形圖13所示為圖10中高頻變壓器工作時(shí)繞組π6兩端電壓波形圖；；
圖14所示為功率處理部分輸出電壓Uab兩端電壓波形圖15所示為功率型低通濾波器電路原理圖16所示為工作于升壓模式時(shí)Us2輸出電壓波形圖17所示為工作于降壓模式時(shí)Us2輸出電壓波形圖18所示為控制部分內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖19所示為控制部分中系統(tǒng)電源電路原理圖20所示為控制部分中系統(tǒng)電源輸出電壓波形圖21所示為輸入電壓與預(yù)設(shè)輸出電壓電壓比較結(jié)構(gòu)圖22所示為PWM波發(fā)生器結(jié)構(gòu)框圖23所示為PWM波產(chǎn)生時(shí)序圖M所示為兩相相位相差180度PWM波產(chǎn)生時(shí)序圖25所示為Us2輸出極性控制電路圖沈所示為不同工作模式下控制部分的時(shí)序圖27所示為隔離驅(qū)動(dòng)結(jié)構(gòu)框圖觀所示為串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器輸出電壓波形圖。
具體實(shí)施例方式下面將結(jié)合附圖及具體實(shí)施方式
對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步的描述。穩(wěn)壓器主體結(jié)構(gòu)模型如圖1所示。本發(fā)明的主體思想是將電網(wǎng)輸入端電壓等效為一個(gè)電源化1，再串入一個(gè)與電源Usl同頻的交流電源化2，其結(jié)構(gòu)模型如圖2所示?？刂撇糠滞ㄟ^(guò)對(duì)電網(wǎng)輸入電壓、穩(wěn)壓器輸出電壓Uo的采樣來(lái)改變交流電源Us2的電壓以及相位，當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓Usl低于設(shè)定的穩(wěn)壓器輸出電壓Uo時(shí)，Us2與Usl同頻同相且電壓波形相似，其電路模型如圖3所示，U0=Usl+Us2;當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓Usl高于設(shè)定的穩(wěn)壓器輸出電壓Uo時(shí)，Us2與Usl同頻反相且電壓波形相似，其電路模型如圖4所示，Uo=Usl-Us2;最終使穩(wěn)壓器輸出電壓Uo保持在一穩(wěn)定的電壓值。其中Pl為控制部分供電電源輸入，F(xiàn)l為對(duì)輸出電壓Uo的采樣輸入。交流電源Us2采用高頻變壓器結(jié)合電力電子器件構(gòu)成，因此，本發(fā)明具有較低的成本，較輕的重量，較小的波形失真度等特點(diǎn)。由于采用串聯(lián)拓?fù)溥M(jìn)行穩(wěn)壓，所以使得整個(gè)交流穩(wěn)壓器具有相當(dāng)高的工作效率。圖6為其具體實(shí)施例中主體結(jié)構(gòu)電路原理圖。采用此種結(jié)構(gòu)模型設(shè)計(jì)出來(lái)的交流穩(wěn)壓器，由于采用了串聯(lián)一個(gè)電源式的結(jié)構(gòu)， 最大的優(yōu)點(diǎn)是大幅度的提高了其工作效率。串聯(lián)電源采用高頻變壓器結(jié)合電力電子器件， 從很大程度上講增加了其功率密度，也減輕了其重量。所以使得整個(gè)交流穩(wěn)壓電源系統(tǒng)既保證了較高的轉(zhuǎn)換效率、較低的成本、較高的可靠性，同時(shí)也保證了較低的待機(jī)功耗以及輸出電壓波形較小的失真度。如圖5所示，本實(shí)施例的串聯(lián)交流穩(wěn)壓器主要由EMI-I濾波器、EMI-2濾波器、功率處理模塊(如圖中功率處理部分所示)、輸出LC濾波、控制模塊(如圖中控制部分所示)以及求和電路部分構(gòu)成。其中EMI-I濾波器用于整個(gè)穩(wěn)壓系統(tǒng)對(duì)電網(wǎng)的隔離，EMI-2濾波器用于功率處理部分對(duì)穩(wěn)壓系統(tǒng)的隔離，輸出LC濾波主要用于濾出功率處理部分輸出電壓 Us2中的高頻成分，功率處理部分用于產(chǎn)生一個(gè)與輸入同相或反相的正弦波形，其電壓以及相位由控制部分通過(guò)對(duì)輸出進(jìn)行采樣來(lái)進(jìn)行控制，求和部分主要是將Usl與Us2進(jìn)行串聯(lián)處理。結(jié)合圖6，下面將對(duì)其中各個(gè)部分進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。EMI-I 濾波器 T-I
濾波是抑制干擾的一種有效措施，尤其是對(duì)開(kāi)關(guān)電源EMI信號(hào)的傳導(dǎo)干擾和輻射干擾來(lái)說(shuō)更是如此。任何電源線上的傳導(dǎo)干擾信號(hào)均可用差模和共模信號(hào)來(lái)表示。在一般情況下，差模干擾幅度小、頻率低，所造成的影響較?。还材８蓴_幅度大、頻率高，還可以通過(guò)導(dǎo)線產(chǎn)生輻射，所造成的影響較大。因此，欲削弱傳導(dǎo)干擾，把EMI信號(hào)控制在有關(guān)EMC標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的極限電平以下，最有效的方法就是在開(kāi)關(guān)變換器的輸入和輸出電路中加裝EMI濾波器。
電路原理如圖8所示，由差模電容Cl、C2，共模電感線圈nl、n2構(gòu)成，其中共模電感線圈nl、n2是由同一個(gè)磁環(huán)上的兩個(gè)繞向相反，匝數(shù)相同的繞組構(gòu)成的，通常使用環(huán)形磁芯，漏磁小，效率高。當(dāng)工頻電流在兩個(gè)繞組中流過(guò)時(shí)為一進(jìn)一出，產(chǎn)生磁場(chǎng)恰好抵消，使得共模電感對(duì)工頻電流不起任何阻礙作用，可以無(wú)損耗地傳輸。如果工頻電流中含有共模噪聲電流通過(guò)共模電感，這種共模噪聲電流是同方向的，流經(jīng)兩個(gè)繞組時(shí)產(chǎn)生的磁場(chǎng)同相疊加，使得共模電感對(duì)干擾電流呈現(xiàn)出較大的感抗，由此起到了抑制共模干擾的作用。圖7 為EMI-I濾波器輸入端電壓波形圖，其中T為電網(wǎng)交流電壓周期，即20ms。EMI-2 濾波器 T-2:
電路原理如圖9所示，由差模電容C3、C4，共模電感線圈π3、η4構(gòu)成，其電路原理同 EMI-I濾波器。其中輸入電壓Usl-I為EMI-I濾波器的輸出電壓，ΕΜΙ-2濾波器的輸出電壓 Usl-2將送往功率處理部分進(jìn)行電壓相位變換。功率處理部分
電路原理如圖10所示，由高頻變壓器T-3和第一開(kāi)關(guān)Si、第二開(kāi)關(guān)S2、第三開(kāi)關(guān)S3、第四開(kāi)關(guān)S4組成。此部分的主要目的是將電網(wǎng)電壓化1_2變?yōu)榕c電網(wǎng)同頻、波形近似的化2， 其中Us2的電壓與相位均可通過(guò)控制開(kāi)關(guān)Si、S2、S3、S4來(lái)進(jìn)行調(diào)整。
1)高頻變壓器T-3
高頻變壓器T-3的初級(jí)為的推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，即繞組n5、n6匝數(shù)相等，方向相反；次級(jí)也為推挽式結(jié)構(gòu)，為了保證Us2的輸出電壓正負(fù)半周平衡，其中繞組π7、η8匝數(shù)相等，方向相反。假設(shè)工作于正半周時(shí)，當(dāng)開(kāi)關(guān)Sl導(dǎo)通時(shí)，開(kāi)關(guān)S2截止時(shí)，將磁芯從+Bm向-&ιι磁化；當(dāng)開(kāi)關(guān)Sl截止時(shí)，開(kāi)關(guān)S2導(dǎo)通時(shí)，將磁芯從-Bm向+Bm磁化，即磁芯雙向交變磁化，即磁芯工作于第3類(lèi)狀態(tài)，雙向磁化狀態(tài)，負(fù)半周期同理。所以，必須要保證磁通的平衡，否則會(huì)發(fā)生嚴(yán)重的磁偏。此實(shí)施例中，只需要把初級(jí)2個(gè)繞組η5、η6保持匝數(shù)相等繞相相反即可。因?yàn)閷?duì)于交流而言，在正半周期Ts/2中，關(guān)于周期的Ts/4處存在軸對(duì)稱(chēng)；在負(fù)半周期中，在3Ts/4 處存在軸對(duì)稱(chēng)。在整個(gè)周期Ts中，在Ts/2處，正半周期以及負(fù)半周期存在中心對(duì)稱(chēng)。所以， 即使會(huì)由于開(kāi)關(guān)器件壓降和開(kāi)關(guān)延遲時(shí)間不同等原因造成高頻變壓器的正負(fù)伏秒積不等， 會(huì)引起高頻變壓器直流偏磁。但是由于交流電壓存在軸對(duì)稱(chēng)關(guān)系以及中心對(duì)稱(chēng)關(guān)系，所引起高頻變壓器直流偏磁會(huì)在一個(gè)周期Ts內(nèi)全部抵消，不會(huì)發(fā)生任何累積。初級(jí)繞組n5在開(kāi)關(guān)Sl的控制下，假設(shè)當(dāng)Sl剛開(kāi)啟時(shí)，正半周期剛開(kāi)始，其兩端電壓波形如圖12所示；初級(jí)繞組η6在開(kāi)關(guān)S2的控制下，其兩端電壓波形如圖13所示。其中圖12、圖13中的周期T為電網(wǎng)電壓周期，周期Ts為開(kāi)關(guān)信號(hào)工作周期。其中圖中黑色部分表示導(dǎo)通狀態(tài)，白色部分表示關(guān)斷狀態(tài)。經(jīng)過(guò)開(kāi)關(guān)S3、S4處理后，其輸出電壓化2-1波形如圖14所示。通過(guò)控制開(kāi)關(guān)S3、S4的導(dǎo)通時(shí)間便可以得到與輸入電壓Usl-2同相或反相的輸出電壓化2-1，關(guān)于開(kāi)關(guān)Si、S2、S3、S4的工作時(shí)序?qū)⒃诳刂撇糠种羞M(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。2)開(kāi)關(guān) S1、S2、S3、S4
此功率部分中的開(kāi)關(guān)S1、S2、S3、S4需要工作在高頻狀態(tài)，而且所控制的電壓又為交流電壓。此處開(kāi)關(guān)S1、S2、S3、S4均使用兩只N溝道增強(qiáng)型MOS管串聯(lián)而成，其電路結(jié)構(gòu)圖如圖11所示。當(dāng)對(duì)開(kāi)關(guān)Sl導(dǎo)通時(shí)，MOS管Ql、Q2均導(dǎo)通。處于正半周時(shí)，電流流向?yàn)镈0)1) — S(Ql)-S(Q2)—D(Q2)；處于負(fù)半周時(shí)，電流流向?yàn)?EKQ2) — S0)2) — S0)1) — D0)1)。開(kāi)關(guān) S2、S3、S4同理，這樣便可實(shí)現(xiàn)對(duì)開(kāi)關(guān)Si、S2、S3、S4在交流電壓下進(jìn)行正常的高頻開(kāi)關(guān)動(dòng)作。輸出LC濾波
此部分電路原理圖如圖15所示，此部分由L1、C5構(gòu)成LC型低通濾波器。其中，對(duì)于電感Ll可順利通過(guò)直流，卻能阻礙交流通過(guò)，特別是高頻的交流；平滑電容器C5，雖可使交流順利通過(guò)，但卻難以通過(guò)直流；此種結(jié)構(gòu)最終可以達(dá)到消除輸出交流電壓中的高頻諧波成分的功能，此部分的最終目的是將含有諧波成分的交流電壓變成比較理想的交流電壓。其輸出電壓Us2波形如圖16 (與輸入同相)、圖17 (與輸入反相)所示。其濾波器LC計(jì)算公式均有文獻(xiàn)進(jìn)行詳細(xì)描述，此處不作詳細(xì)說(shuō)明?？刂撇糠?br> 此處控制部分的目的是通過(guò)對(duì)輸入電壓化1、輸出電壓Uo的取樣從而改變電源化2的大小與方向，從而保證輸出電壓Uo的穩(wěn)定輸出?？刂撇糠秩鐖D18所示，由隔離供電電源、輸入電壓與預(yù)設(shè)電壓比較、PWM波發(fā)生單元、Us2輸出極性控制、驅(qū)動(dòng)電路構(gòu)成，下面將對(duì)各個(gè)部分進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。1)隔離供電電源
隔離供電電源為控制部分中所有的工作模塊提供電能，隔離供電電源電路原理圖如圖 19所示，圖中T-4為工頻變壓器，變壓器初級(jí)輸入電壓化1-1為EMI-I濾波器輸出電壓，n9、 nlO分別為初級(jí)次級(jí)繞組，其匝數(shù)比便為工頻變壓器T-4的變比。二極管Dl、D2、D3、D4構(gòu)成橋式整流器將輸入的交流電壓變?yōu)槊}動(dòng)的直流電壓，通過(guò)濾波電容C6后便可以得到比較穩(wěn)定的直流電壓VCC輸出。其電壓波形如圖20所示。2)輸入電壓與預(yù)設(shè)電壓比較
為了對(duì)輸入電壓Usl進(jìn)行識(shí)別，即判定其比設(shè)定輸出電壓高還是低。從而輸出一個(gè)控制信號(hào)S5，便于對(duì)Us2的方向進(jìn)行控制(相對(duì)于Usl的方向)。其電路框圖如圖21所示，圖中對(duì)進(jìn)行隔離采樣主要是為了進(jìn)行電氣隔離。當(dāng)設(shè)定Uo比輸入電壓Usl高時(shí)，控制信號(hào)S5輸出高電平；當(dāng)設(shè)定Uo比輸入電壓Usl低時(shí)，控制信號(hào)S5輸出低電平?？刂菩盘?hào)S5 是如何對(duì)Us2的極性進(jìn)行控制將在以下部分“Us2輸出極性控制”中進(jìn)行詳細(xì)描述。3) P麗波發(fā)生單元
此部分的目的是產(chǎn)生兩路相位相差180度的PWM波，且每路PWM波的占空比(即導(dǎo)通時(shí)間與整個(gè)周期的比值)能隨著反饋電壓可調(diào)。此部分電路框圖如圖22所示，其原理是先產(chǎn)生一路PWM波，再對(duì)其進(jìn)行處理后得到兩路相位相差180度的PWM波第一 PWM波和第二 P麗波，即P麗波-Si、P麗波-S2。將對(duì)輸出電壓Uo隔離采樣后的反饋電壓Ufb與基準(zhǔn)電壓toef作差后再與三角波發(fā)生器所產(chǎn)生的三角波進(jìn)行比較后產(chǎn)生PWM波。圖中AlO為放大倍數(shù)為1的誤差放大器，主要目的是為了將基準(zhǔn)電壓toef與反饋電壓Ufb進(jìn)行作差處理， 即得到的輸出為toef-Ufb。圖中All為電壓比較器，當(dāng)toef-Ufb比三角波電壓高時(shí)輸出為高電平，否則為低電平，其產(chǎn)生時(shí)序如圖23所示。將得到的PWM波進(jìn)行移相及分相處理，其原理框圖如圖22示，圖中觸發(fā)器為下降沿觸發(fā)，將觸發(fā)器輸出的信號(hào)(分相信號(hào)1)以及輸出取反后的信號(hào)(分相信號(hào)2、與輸入的PWM波進(jìn)行邏輯與處理，將得到兩路相位相差180 度的PWM波，即PWM波-S1、PW1^^-S2。其時(shí)序圖如圖M所示。4) Us2輸出極性控制
Us2輸出電壓極性控制，即引入變量控制信號(hào)S5控制開(kāi)關(guān)S3、S4的導(dǎo)通時(shí)序。其控制電路如圖25所示，圖中A1、A2為非門(mén)，A3、A4、A5、A6為與門(mén)，A7、A8為或門(mén)。即由控制信號(hào) S5來(lái)控制開(kāi)關(guān)信號(hào)S3、S4對(duì)開(kāi)關(guān)信號(hào)S1、S2的選通，通過(guò)相應(yīng)的數(shù)字運(yùn)算，即S3= S2S5+S1 ( S5), S4= S1S5+S2 ( S5)。當(dāng) S5=l 時(shí)，S3=S2，S4=S1 ；當(dāng) S5=0 時(shí)，S3=S1，S4=S2 ；相應(yīng)時(shí)序如圖沈所示，圖中給出了穩(wěn)壓器處于升壓模式下以及降壓模式下的不同控制信號(hào)的工作時(shí)序。如圖所示，所述功率處理模塊輸出電壓化2的輸出極性控制模塊為邏輯運(yùn)算模塊，包括第一非門(mén)、第二非門(mén)、第一與門(mén)、第二與門(mén)、第三與門(mén)、第四與門(mén)、第一或門(mén)、第二或門(mén)，其中，輸入電壓與預(yù)設(shè)輸出電壓比較模塊輸出的控制信號(hào)S5分別接入第一非門(mén)、第二非門(mén)、第二與門(mén)、第四與門(mén)，第一開(kāi)關(guān)Sl的開(kāi)關(guān)信號(hào)分別接入第一與門(mén)和第四與門(mén)，第一非門(mén)的輸出接入第一與門(mén)，第二開(kāi)關(guān)S2的開(kāi)關(guān)信號(hào)分別接入第二與門(mén)和第三與門(mén)，第二非門(mén)的輸出接入第三與門(mén)，第一與門(mén)和第二與門(mén)接入第一或門(mén)輸出S3，即第三PWM波-S3，第三與門(mén)和第四與門(mén)接入第二或門(mén)輸出S4，即第四PWM波-S4。5)驅(qū)動(dòng)電路
由于此處所用開(kāi)關(guān)Si、S2、S3、S4的特殊結(jié)構(gòu)，所以必須使用相應(yīng)隔離驅(qū)動(dòng)來(lái)處理開(kāi)關(guān) Si、S2、S3、S4的控制信號(hào)，其結(jié)構(gòu)框圖如圖27所示。一般而言，此隔離驅(qū)動(dòng)均由成品的芯片來(lái)完成。求和電路；
此部分的目的就是將兩個(gè)電源化1和化2串聯(lián)起來(lái)，其電路模型如圖2所示。最終輸出的電壓波形如圖觀所示，圖中T仍為電網(wǎng)電壓工作周期(20ms ).
根據(jù)上面記述的本發(fā)明，由于使用了串聯(lián)的式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行穩(wěn)壓處理，使得整個(gè)交流穩(wěn)壓電源的效率得到相當(dāng)大程度的提高。而且所串聯(lián)的電源化2又是采用的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)而成，這樣既提高了穩(wěn)壓精度，又提高了穩(wěn)壓電源的功率密度，同時(shí)還降低了成本。上面已結(jié)合相應(yīng)附圖對(duì)本發(fā)明的具體實(shí)施方式
進(jìn)行了示例性的描述，但本發(fā)明不限于此，在本發(fā)明范圍內(nèi)進(jìn)行的各種改型均沒(méi)有超出本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1.一種串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于，包括功率處理模塊，用于產(chǎn)生與電網(wǎng)輸入電壓同相或反相的輸出電壓；求和電路，接收功率處理模塊的輸出電壓化2，并與電網(wǎng)輸入電壓Usl進(jìn)行求和輸出穩(wěn)壓器輸出電壓Uo ；控制模塊，用于對(duì)電網(wǎng)輸入電壓化1和穩(wěn)壓器輸出電壓Uo進(jìn)行采樣并控制功率處理模塊的輸出電壓Us2的大小和相位，當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓Usl低于設(shè)定的穩(wěn)壓器輸出電壓Uo時(shí)， 控制功率處理模塊輸出電壓化2和電網(wǎng)輸入電壓化1同頻同相且電壓波形相似，穩(wěn)壓器輸出電壓Uo= Usl+Us2;當(dāng)電網(wǎng)輸入電壓Usl高于設(shè)定的穩(wěn)壓器輸出電壓Uo時(shí)，控制功率處理模塊輸出電壓Us2和電網(wǎng)輸入電壓Usl同頻反相且電壓波形相似，穩(wěn)壓器輸出電壓 Uo= Usl-Us2 ；所述功率處理模塊和控制模塊均與電網(wǎng)輸入端連接。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于在電網(wǎng)輸入端以及功率處理模塊的輸入端均串聯(lián)一 EMI濾波器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于所述功率處理模塊的輸出端和求和電路間串聯(lián)LC濾波電路。
4.根據(jù)權(quán)利要求1或2或3所述的串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于所述功率處理模塊由高頻變壓器和第一開(kāi)關(guān)Si、第二開(kāi)關(guān)S2、第三開(kāi)關(guān)S3、第四開(kāi)關(guān)S4組成，其中，所述高頻變壓器的初級(jí)和次級(jí)為推挽式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，第一開(kāi)關(guān)Sl和第二開(kāi)關(guān)S2分別串聯(lián)在高頻變壓器初級(jí)的兩個(gè)繞組上，第三開(kāi)關(guān)S3和第四開(kāi)關(guān)S4分別串聯(lián)在高頻變壓器次級(jí)的兩個(gè)繞組上。
5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于所述開(kāi)關(guān)S1、S2、S3、S4均由兩個(gè)N溝道增強(qiáng)型MOS管串聯(lián)而成。
6.根據(jù)權(quán)利要求4所述的串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于所述控制模塊包括供電電源模塊；電壓比較模塊，用于對(duì)電網(wǎng)輸入電壓化1與預(yù)設(shè)穩(wěn)壓器輸出電壓Uo進(jìn)行比較后輸出控制信號(hào)S5，當(dāng)預(yù)設(shè)穩(wěn)壓器輸出電壓Uo比電網(wǎng)輸入電壓Usl高時(shí)，控制信號(hào)S5輸出高電平； 當(dāng)預(yù)設(shè)穩(wěn)壓器輸出電壓Uo比電網(wǎng)輸入電壓Usl低時(shí)，控制信號(hào)S5輸出低電平；PWM波發(fā)生單元，用于產(chǎn)生兩路相位相差180度的第一 PWM波和第二 PWM波并經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后分別連接至第一開(kāi)關(guān)和第二開(kāi)關(guān)；功率處理模塊輸出電壓Us2的輸出極性控制模塊，用于對(duì)第一開(kāi)關(guān)Sl的開(kāi)關(guān)信號(hào)、第二開(kāi)關(guān)S2的開(kāi)關(guān)信號(hào)和控制信號(hào)S5進(jìn)行邏輯處理輸出控制信號(hào)第三PWM波和第四PWM波并經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后分別連接第三開(kāi)關(guān)S3和第四開(kāi)關(guān)S4。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于所述電壓比較模塊為電壓比較器。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于所述PWM波發(fā)生單元包括誤差放大器、電壓比較器；所述誤差放大器將基準(zhǔn)電壓toef和輸出電壓Uo隔離采樣后的反饋電壓Ufb作差后再通過(guò)電壓比較器與三角波發(fā)生器所產(chǎn)生的三角波進(jìn)行比較后產(chǎn)生PWM 波，再對(duì)PWM波進(jìn)行移相及分相處理后與PWM波信號(hào)再進(jìn)行邏輯與處理分別得到相位相差 180度的第一 PWM波和第二 PWM波。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，其特征在于所述功率處理模塊輸出電壓Us2的輸出極性控制模塊為邏輯運(yùn)算模塊，包括第一非門(mén)、第二非門(mén)、第一與門(mén)、第二與門(mén)、第三與門(mén)、第四與門(mén)、第一或門(mén)、第二或門(mén)，其中，輸入電壓與預(yù)設(shè)輸出電壓比較模塊輸出的控制信號(hào)S5分別接入第一非門(mén)、第二非門(mén)、第二與門(mén)、第四與門(mén)，第一開(kāi)關(guān)Sl的開(kāi)關(guān)信號(hào)分別接入第一與門(mén)和第四與門(mén)，第一非門(mén)的輸出接入第一與門(mén)，第二開(kāi)關(guān)S2的開(kāi)關(guān)信號(hào)分別接入第二與門(mén)和第三與門(mén)，第二非門(mén)的輸出接入第三與門(mén)，第一與門(mén)和第二與門(mén)接入第一或門(mén)輸出第三PWM波，第三與門(mén)和第四與門(mén)接入第二或門(mén)輸出第四PWM波。
全文摘要
本發(fā)明公開(kāi)了一種串聯(lián)式交流穩(wěn)壓器，包括功率處理模塊，用于產(chǎn)生與電網(wǎng)輸入電壓同相或反相的輸出電壓；求和電路，接收功率處理模塊的輸出電壓Us2，并與電網(wǎng)輸入電壓Us1進(jìn)行求和輸出穩(wěn)壓器輸出電壓Uo；控制模塊，用于對(duì)電網(wǎng)輸入電壓Us1和穩(wěn)壓器輸出電壓Uo進(jìn)行采樣并控制功率處理模塊的輸出電壓Us2的大小和相位，所述功率處理模塊和控制模塊均與電網(wǎng)輸入端連接。本發(fā)明由于使用了串聯(lián)的式的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行穩(wěn)壓處理，使得整個(gè)交流穩(wěn)壓電源的效率得到相當(dāng)大程度的提高。而且所串聯(lián)的電源Us2又是采用的開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)而成，這樣既提高了穩(wěn)壓精度，又提高了穩(wěn)壓電源的功率密度，同時(shí)還降低了成本。
文檔編號(hào)G05F1/24GK102393776SQ20111029227
公開(kāi)日2012年3月28日 申請(qǐng)日期2011年9月30日 優(yōu)先權(quán)日2011年9月30日
發(fā)明者張靈迪, 施華虎, 王賢江, 王金川, 石玉, 鐘慧 申請(qǐng)人:電子科技大學(xué)