本發(fā)明涉及一種雙向dc-dc變換器控制方法，尤其涉及一種基于安排過渡過程的雙向dc-dc變換器控制方法。

背景技術：

隨著新能源產業(yè)的迅猛發(fā)展，儲能系統(tǒng)的重要性日益顯著。作為儲能系統(tǒng)的關鍵部分，雙向dc-dc變換器為系統(tǒng)的安全運行提供保障，其控制方式在電能儲存過程中極其重要。雙向dc-dc變換器常用控制方式為雙閉環(huán)pid控制，但往往會導致控制器魯棒性較弱，儲能系統(tǒng)超調量與調節(jié)時間之間存在矛盾。

dc-dc變換器是儲能系統(tǒng)的關鍵組成部分，其拓撲類型眾多。為了保證儲能系統(tǒng)的正常運行，對雙向dc-dc變換器的控制也尤為重要。

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：針對以上問題，本發(fā)明提出一種基于安排過渡過程的雙向dc-dc變換器控制方法。

技術方案：為實現(xiàn)本發(fā)明的目的，本發(fā)明所采用的技術方案是：一種基于安排過渡過程的雙向dc-dc變換器控制方法，具體包括以下步驟：

(1)采用系統(tǒng)辨識非參數(shù)建模描述雙向dc-dc變換器動態(tài)特性，將變換器的階躍響應特性曲線等效為線性二階模型，計算需要辨識的系統(tǒng)參數(shù)；

(2)對原始pid控制器差分方程中的微分項和積分項采用后向差分近似，安排過渡過程；

(3)利用雙向dc-dc變換器的過渡過程的加速度函數(shù)，最終獲得安排的過程函數(shù)。

有益效果：本發(fā)明在利用辨識法獲得變換器二階線性模型傳遞函數(shù)的基礎上，使用安排過渡過程的pid控制器對雙向dc-dc變換器控制，安排過渡過程可以在變換器初始運行階段消除輸出電壓電流的超調量，一定程度上解決了系統(tǒng)超調量與過渡時間之間的矛盾問題。

本發(fā)明采用基于安排過渡過程的新型雙閉環(huán)pid控制方式，使儲能系統(tǒng)在初始運行階段消除輸出超調量，將達到穩(wěn)定的時間作為控制標準，實現(xiàn)系統(tǒng)無超調地達到穩(wěn)定狀態(tài)。

附圖說明

圖1是雙向dc-dc變換器框圖；

圖2是二階傳遞函數(shù)零狀態(tài)單位階躍響應曲線圖；

圖3是雙向dc-dc變換器傳遞函數(shù)matlab/simulink仿真曲線圖；

圖4是pid控制原理圖；

圖5是pid控制系統(tǒng)結構圖；

圖6是具有安排過渡過程的pid控制器模型圖；

圖7是安排過渡過程的單位階躍響應效果圖；其中，7(a)、7(b)為一對比組；7(c)、7(d)為一對比組；

圖8是安排過渡過程的方波跟蹤效果圖；其中，8(a)為無過渡過程；8(b)為安排過渡過程；

圖9是目標2a輸出電流階躍響應圖；其中，9(a)為無過渡過程pid控制；9(b)為安排過渡過程pid控制。

具體實施方式

下面結合附圖和實施例對本發(fā)明的技術方案作進一步的說明。

如圖1所示是雙向dc-dc變換器框圖，其中，udc為雙向dc-dc變換器的輸出電壓，id為鋰電池充放電電流。根據(jù)雙向dc-dc變換器在不同工作狀態(tài)下控制對象的不同，采用雙閉環(huán)控制策略，外環(huán)1控制輸出電壓，內環(huán)2控制充放電電流，如圖虛線框所示，3為雙向dc-dc變換器輸出方向選擇項。

采用系統(tǒng)辨識非參數(shù)建模描述雙向dc-dc變換器動態(tài)特性，將變換器運行在某激勵條件下的階躍響應特性曲線近似等效為線性二階模型，通常二階線性模型傳遞函數(shù)如式(1)：

根據(jù)線性系統(tǒng)理論，純延時不會改變系統(tǒng)特征參數(shù)。為使系統(tǒng)辨識過程方便簡單，將系統(tǒng)作歸一化處理，使式(1)變?yōu)槭?2)：

其中，k為系統(tǒng)增益，ζ為系統(tǒng)阻尼系數(shù)，ωn為系統(tǒng)自然頻率，τ為系統(tǒng)延時。式(2)經(jīng)過拉普拉斯變換得到其在時域上的單位階躍響應微分方程如式(3)：

其中，

二階傳遞函數(shù)零狀態(tài)單位階躍響應曲線如圖2所示。結合圖2，根據(jù)二階常系數(shù)微分方程特性，對式(3)求導，令導函數(shù)等于零可以求得：

其中，mn是t＝tn時刻y(t)的極大值。根據(jù)式(4)、(5)可以求出：

通過求解方程組可得需要辨識的系統(tǒng)參數(shù)，即自然頻率ωn與系統(tǒng)阻尼系數(shù)ζ：

利用搭建好的雙向dc-dc變換器驅動控制平臺，測得雙向dc-dc變換器動態(tài)響應曲線，增益歸一化后如圖3中虛線所示，圖中可以看出，雙向dc-dc變換器在約35ms時趨于穩(wěn)定，前兩次的超調量m0、m1，以及分別對應的時間t0、t1，代入式(7)，可以求得該激勵條件下的系統(tǒng)特征參數(shù)ωn及ζ。通過matlab/simulink對雙向dc-dc變換器傳遞函數(shù)進行仿真，仿真曲線如圖3中實線所示，與實測曲線比較可以看到系統(tǒng)辨識的近似度較高，擬合效果好，可以滿足絕大多數(shù)應用場合。

pid控制是基于被控變量的實際值與期望值的偏差，利用偏差量糾正系統(tǒng)的響應，執(zhí)行調節(jié)控制，包括比例、積分、微分控制三個環(huán)節(jié)，控制原理如圖4所示。因此根據(jù)pid控制原理可得出如下公式：

其中，kp、ki、kd分別為比例增益、積分增益和微分增益。比例環(huán)節(jié)的作用是加快系統(tǒng)的響應速度，提高系統(tǒng)的調節(jié)精度。積分環(huán)節(jié)的主要作用是消除系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差。微分環(huán)節(jié)的主要作用是在響應過程中抑制系統(tǒng)偏差向任何方向進行變化，起到提前預知偏差變化的效果。將式(8)中的模擬信號數(shù)字化后，可得下式：

將式(9)與式(10)相減，可得到增量式pid的控制增量δu(k)：

δu(k)＝u(k)-u(k-1)

＝kp(e(k)-e(k-1))+kie(k)+

kd(e(k)-2e(k-1)+e(k-2))(11)

通過dsp芯片控制增量δu(k)，誤動作影響小，不會產生積分失控，容易獲得較好的速度調節(jié)效果。

pid控制系統(tǒng)結構如圖5所示，在pid控制器中，微分環(huán)節(jié)的作用是抑制系統(tǒng)偏差向各個方向變化，能夠有效改善系統(tǒng)的動態(tài)性能，但出現(xiàn)外界干擾時，會使得系統(tǒng)變得非常敏感。在雙向dc-dc變換器實際運行時，電網(wǎng)電壓及負載存在突變情況，變換器在電壓電流控制過程中的微分項會將此視為干擾，產生較大的誤差變化率，如果kd設置不當則可能引起系統(tǒng)失穩(wěn)。此外，雙向dc-dc變換器自身的響應比較快，調節(jié)時間短，因此更加需要對kd進行合理設計。結合電壓電流采樣電路，dsp通過采樣值計算雙向dc-dc變換器當前輸出電壓電流并將其作為反饋量，在cpu中執(zhí)行控制算法產生新的pwm單元配置參數(shù)，輸出相應的pwm驅動信號，從而保證雙向dc-dc變換器工作狀態(tài)穩(wěn)定或完成雙向dc-dc變換器工作狀態(tài)的調整。

對原始pid控制器差分方程中的微分項和積分項采用后向差分近似的方法，差分方程可表示為：

其中，u(k)是pid控制器k時刻的輸出；e是被控制量目標值減去實際值的差值；t是控制周期；ti是積分時間；td是微分時間；kp是比例系數(shù)；ki＝kpt/ti是積分系數(shù)；kd＝kptd/t是微分系數(shù)；up(k)是與當前差值成比例的比例控制量；ui(k)是與差值累積成比例的積分控制量；ud(k)是與前后差值變化率成比例的微分控制量。

對于偏差比例控制：

up(k)＝kpe(k)＝kp(s(k)-r(k))(13)

其中，s(k)是逐步接近最終目標值s0的一系列過渡目標值。通常，過渡目標值與實際值的差s(k)-r(k)要比最終目標值與實際值的差s0-r(k)小很多，因此，需要較大的比例系數(shù)獲得足夠的控制量。當被控量低于過渡目標值時，up(k)表現(xiàn)為正向激勵；當被控量高于過渡目標值時，up(k)表現(xiàn)為負向激勵。up(k)能夠使得被控量跟蹤過渡過程中各個目標值變化而變化。而在不安排過渡過程時，被控量始終與目標值比較，up(k)的切換并不及時。因此，安排過渡過程，提高了up(k)正負控制切換的及時性。

對于偏差積分控制：

其中，ε是設置了積分分離門限，k是控制周期。計算第k個控制周期的積分控制量時，如果前幾個周期(l＝0，1，…，j-1)偏差大于積分分離門限，則積分量為0，當后幾個周期(l＝j，j+1，…，k)偏差小于積分分離門限時，進行積分量的累積。如果沒有安排過渡過程，被控量始終與最終目標值比較，積分控制只在被控量與最終目標差值小于積分分離門限時開始產生抑制作用，積分項的控制作用并不明顯。安排過渡過程之后，被控量在每一個控制周期內都與逐步接近最終目標值的過渡目標值比較，如果偏差小于積分分離門限，積分控制起作用，參數(shù)設計的合理積分控制有可能全程都有效果。因此在安排了過渡過程之后，積分分離門限可以參考系統(tǒng)允許的穩(wěn)態(tài)誤差，設置小一些，積分系數(shù)也可以小一些。這樣整個積分控制可以設計得比較溫和。一般地動態(tài)誤差主要靠比例項控制，靜差則由積分控制消除。

對于偏差微分控制：

ud(k)＝kd(e(k)-e(k-1))

＝kd[(s(k)-r(k))-(s(k-1)-r(k-1))](15)

通常，微分控制總是抑制過程變化的趨勢，即當沒有安排過渡過程時，ud(k)與r(k)的變化趨勢是相反的：

ud(k)＝kd[r(k-1)-r(k)](16)

而如果安排了過渡過程，式(16)可以改寫為：

ud(k)＝kd(e(k)-e(k-1))

＝kd[(r(k)-r(k-1))-(s(k)-s(k-1))]＝δr-δs(17)

式(17)中的偏差量由兩部分組成，第一部分是實際被控量的增量δr，第二部分是過渡目標的增量δs。當?shù)谝徊糠衷隽喀膔與第二部分增量δs相等時，說明被控量的變化等于安排的目標變化量，此時微分控制為零；當δr大于δs時，說明被控量的變化大于安排的目標變化量，此時微分控制表現(xiàn)為反向抑制作用；當δs大于δr時，說明被控量的變化小于安排的目標變化量，此時微分控制表現(xiàn)為正向推進作用?？梢姡才胚^渡過程后，微分控制更為精細，它不再是簡單地抑制過程的變化，而是既能使被控量接近目標值，又能使被控量遠離目標值。

從上述安排過渡過程的影響可以看出，pid參數(shù)的選定范圍擴大了。比例系數(shù)可以選擇臨界震蕩比例系數(shù)，大一些或者小一些都滿足要求；積分系數(shù)和微分系數(shù)可以由系統(tǒng)允許的穩(wěn)態(tài)誤差及控制周期確定，即期望在多少個控制周期內消除很小的誤差，與實驗法、經(jīng)驗法獲取pid參數(shù)規(guī)律比較，更為簡單快捷。

對于雙向dc-dc變換器的二階線性模型傳遞函數(shù)，過渡過程的加速度函數(shù)v2(t)：

其中，v0為設定值，t表示過渡過程時間。則速度函數(shù)v1(t)為加速度函數(shù)在時間t內的積分：

最終獲得安排的過程函數(shù)v(t)：

一般地，加速度函數(shù)v2(t)可以按照如下規(guī)則選?。涸趨^(qū)間(0，t)的前一部分取正，后一部分取負，正負面積相等即可。由于v1(t)在(0，t)上是為正，因此安排的過程v(t)是從零開始單調遞增至v0的函數(shù)，沒有超調。

根據(jù)雙向dc-dc變換器系統(tǒng)的驅動時間和所能承受快慢的能力，選取過渡時間t，v0則為單位階躍函數(shù)。利用matlab/simulink建立雙向dc-dc變換器單位階躍響應安排過渡過程后的pid控制器模型，如圖6所示，matlabfun中即為安排的過渡過程，其輸入為系統(tǒng)仿真時間，輸出值與單位階躍函數(shù)的乘積是不斷接近最終目標值的過渡目標值。

在同一pid參數(shù)控制下，仿真曲線對比如下圖7所示，7(a)、7(b)為一對比組，7(c)、7(d)為一對比組。通過對比在圖中可以看出，安排過渡過程之后，被控量一直跟隨逐步接近最終目標值的過渡目標值，因此系統(tǒng)在過渡時間內沒有超調量，可以選取較大的比例增益系數(shù)，使系統(tǒng)快速響應，縮短系統(tǒng)達到穩(wěn)定狀態(tài)的時間。這樣一來，系統(tǒng)超調量大小與過渡時間長短這一矛盾得到了解決，只需要將達到穩(wěn)定的時間作為控制標準，系統(tǒng)可以無超調的達到穩(wěn)定狀態(tài)。

同樣的方法和步驟，首先選取過渡時間t，v0選擇為單位方波函數(shù)，通過matlab仿真，驗證安排過渡過程對于雙向dc-dc變換器開斷的優(yōu)化效果。在同一pid參數(shù)控制下，圖8(a)是沒有安排過渡過程的仿真曲線，從圖中可以看出，在變換器開斷階段，存在一定的超調量，即輸出電流切換的過渡時間內，電流不穩(wěn)定；圖8(b)是在0s、1s、2s三個時間點安排過渡過程后的仿真曲線，從圖中可以看出，安排過渡過程后，變換器輸出不再始終跟蹤最終目標值，而是在安排的過渡時間內跟蹤不斷接近最終目標值的過渡目標值，因此在變換器開斷階段，輸出沒有產生超調的現(xiàn)象，而未安排過渡過程的其余時間，則存在超調量。

在仿真的基礎上，利用雙向dc-dc變換器的驅動平臺，配合控制器及采樣電路對變換器的恒流控制進行實際測試。通過設置驅動pwm波的頻率和占空比，確定變換器輸出電流。實驗方案為變換器輸出電流由1a向2a的階躍響應，實驗結果如圖9(a)、(b)所示。從圖中可以看出，安排過渡過程無法像仿真那樣基本消除變換器輸出電流的振蕩，但可以在初始運行階段，消除輸出電流的超調量。