專利名稱：Rfid收發(fā)器裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種RFID(射頻識別)系統(tǒng)中的RFID收發(fā)器裝置，更具體地，涉及一種改進了接收器噪聲的RFID收發(fā)器裝置。
背景技術(shù)：
如圖1所示，在RFID系統(tǒng)中，載波信號從由RFID收發(fā)器裝置1構(gòu)成的詢問器發(fā)送到諸如IC標簽2的響應(yīng)器(P1)。IC標簽2用信息數(shù)據(jù)對接收到的載波信號進行調(diào)制，并通過反射(反向散射)將其發(fā)回給RFID收發(fā)器裝置1。RFID收發(fā)器裝置1通過對反射的信號進行解調(diào)來獲得信息數(shù)據(jù)。
圖2示出RFID收發(fā)器裝置的配置的示例。此RFID收發(fā)器裝置通過外部接口I/F連接到數(shù)據(jù)處理裝置(未示出)。控制和處理電路10對本機振蕩電路11進行控制以對應(yīng)于各條信道生成本機振蕩信號。
在通過雙工器13從天線16發(fā)射之前，發(fā)送電路12對從本機振蕩電路11生成的本機振蕩信號進行調(diào)制和功率放大。此外，本機振蕩信號提供給接收電路14中的解調(diào)電路，解調(diào)電路通過對來自IC標簽2的反射信號進行解調(diào)來輸出信息數(shù)據(jù)。
從成本和尺寸的角度出發(fā)，在圖2中要為發(fā)送和接收分別地提供分立的天線是不理想的，因此可以對RFID收發(fā)器裝置1采用如圖2所示的收發(fā)天線16。
此外，由于在IC標簽2是無源標簽的情況下工作電力(電源能量)是從RFID收發(fā)器裝置1發(fā)送的電磁波獲得的，所以RFID收發(fā)器裝置1需要具有大的發(fā)送功率。相反，由于從IC標簽2的響應(yīng)發(fā)送是通過反射(反向散射)來進行的，所以與RFID收發(fā)器裝置發(fā)送的電磁波的功率相比，其功率非常微弱。因此，其通信對方(partner)是無源IC標簽的RFID收發(fā)器裝置1需要具有高輸出功率以向IC標簽2提供電源能量，同時，因為來自無源IC標簽的反向散射信號非常微弱，所以RFID收發(fā)器裝置1必須具有高靈敏度的接收能力。
當采用收發(fā)天線16時，為了隔離發(fā)送和接收信號，設(shè)置有雙工器13(通常由循環(huán)器或耦合器構(gòu)成)；然而，如上所述，發(fā)送信號的能量很大，因此產(chǎn)生發(fā)送信號的泄漏15，其電平取決于雙工器13實現(xiàn)的隔離程度。此外，如圖3所示，除了分量15a衰減地通過雙工器之外，發(fā)送信號的泄漏分量還包括天線16的饋電端反射的分量15b。此外，如圖4所示，如果發(fā)送和接收信號頻率f1與f2不同，例如其在移動電話終端的情況下那樣，可以通過設(shè)置帶通濾波器12a，14a以及雙工器13來實現(xiàn)對發(fā)送和接收的隔離。然而，在RFID系統(tǒng)的情況下，如圖3所示，發(fā)送(載波信號)的頻率和接收(標簽反射信號)的頻率相同，所以不能使用濾波器來隔離。基于上述原因，在構(gòu)成接收電路14的解調(diào)電路的輸出中檢測到載波信號的相位噪聲的出現(xiàn)。此外，由于因發(fā)送信號的泄漏所引起的飽和問題，無法在解調(diào)電路的上游進行低噪聲放大。
將參照附圖進一步描述檢測這種相位噪聲的機制。圖5是圖2所示的RFID收發(fā)器裝置1的發(fā)送電路12和接收電路14的詳細配置的示例。
圖6是示出構(gòu)成接收電路14的解調(diào)電路14b的輸入信號的圖。解調(diào)電路14b的輸入信號是來自本機振蕩電路11的本機振蕩信號17(圖6A)和發(fā)送信號的泄漏分量15(圖6B)，該泄漏分量15包括具有衰減地通過雙工器13發(fā)送的分量15a和來自天線饋電端的反射信號15b。
因此，假設(shè)解調(diào)電路14b的操作是乘法，當丟棄高階的分量時，解調(diào)電路14b的輸出可以用表達式(1)來表示。
cos[ωt+p[t]]×cos[ω(t-τ)+P[t-τ]]]]>⇒12cos[ωτ+P[t]-P[t-τ]]]]>…(1)表達式(1)中的確定解調(diào)電路的輸出中的相位噪聲分量的大小的項，即P[t]-P[t-τ]當τ＝0時為0。相反，如果相位噪聲是時間相關(guān)的，則它隨τ增大而增大。
然而，在上述表達式中，cos[ωt+P[t]]是來自本機振蕩電路11的本機振蕩信號(圖6A)，并且cos[ω(t-τ)+P[t-τ]]是發(fā)送信號的泄漏15(圖6B)。
另一方面，通過P[t]=∫0tdu∫0uh[u-v]g[y]dv]]>來表示相位噪聲分量，其中g(shù)[t]是本機振蕩電路11的VCO的輸入噪聲，并且h[t]是VCO輸入級的頻率特性(環(huán)路濾波器特性)。因此，相位噪聲分量與時間具有相關(guān)性。
從上述關(guān)系中可以看出，如果對于來自本機振蕩電路11的本機振蕩信號與對于發(fā)送信號的泄漏15，到路徑解調(diào)電路14b的輸出的路徑各不相同，從而如圖6所示在到解調(diào)電路的路徑之間存在時間差，則發(fā)送信號的泄漏15(圖6B)與本機振蕩信號(圖6A)的相關(guān)性隨著路徑時間差τ變大而變小結(jié)果，從解調(diào)電路14b的輸出的噪聲分量也變大。圖7是示出路徑時間差與噪聲電平(相對值)之間的關(guān)系的曲線圖。根據(jù)圖7的曲線圖可以明白，檢測到的相位噪聲電平隨著路徑時間差τ變大而變大，并且如果沒有路徑時間差，則基本上消除了相位噪聲分量。
可以提到日本專利申請?zhí)亻_No.2003-174388作為現(xiàn)有技術(shù)。該日本專利申請?zhí)亻_No.2003-174388提到，從詢問器發(fā)送的載波本身具有的相位噪聲和同步檢波中包含的PLL振蕩電路的相位噪聲出現(xiàn)在解調(diào)信號中，并且對接收靈敏度造成不利的影響。在上述日本專利申請?zhí)亻_No.2003-174388中闡述的發(fā)明目的是防止詢問器的同步檢波中接收靈敏度的降低。
然而，在上述日本專利申請?zhí)亻_No.2003-174388中闡述的發(fā)明的設(shè)置是使用來自標簽的響應(yīng)信號作為基準來校正本機信號LO的相位。這種設(shè)置在響應(yīng)信號和發(fā)送信號的泄漏的幅度/相位基本無變化的系統(tǒng)(即頻率低(大約13.56MHz)且到響應(yīng)器的距離小(大約30cm)的系統(tǒng))中有效。
然而，在UHF頻帶(860MHz到960MHz)或者更高頻帶中以數(shù)m的距離使用RFID收發(fā)器裝置和IC標簽的情況下，根據(jù)距離，經(jīng)歷10倍或更多倍的360°的相位變化。

發(fā)明內(nèi)容
因此，本發(fā)明的目的是提供一種RFID收發(fā)器裝置，其無論到標簽的距離如何，即使在不能使用上述的日本專利申請?zhí)亻_No.2003-174388中闡述的發(fā)明的條件下也使得可以減小噪聲，由此使得可以高靈敏度地接收。
根據(jù)第一方面，借以實現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于其包括本機振蕩電路，產(chǎn)生本機振蕩信號；解調(diào)電路，使用從本機振蕩電路輸出的本機振蕩信號的頻率對接收信號進行解調(diào)；發(fā)送電路，對從本機振蕩電路輸出的本機振蕩信號進行調(diào)制、放大和發(fā)送；雙工器，將來自發(fā)送電路的發(fā)送信號提供給收發(fā)天線，并將收發(fā)天線接收到的接收信號分流到解調(diào)電路；此外還包括本機振蕩電路與解調(diào)電路之間的延遲電路，該延遲電路的延遲量被設(shè)置為與從本機振蕩電路輸出的用于發(fā)送的發(fā)送信號經(jīng)由雙工器進入解調(diào)電路的泄漏的路徑與從本機振蕩電路到解調(diào)電路的直接輸入的路徑之間的路徑差對應(yīng)的大小。
根據(jù)第二方面，在第一方面中的借以實現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于其還包括根據(jù)解調(diào)電路的輸出對噪聲電平進行檢測的控制和處理電路，所述控制和處理電路響應(yīng)于檢測到的噪聲電平對延遲電路的延遲量進行反饋控制。
根據(jù)第三方面，借以實現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于其包括本機振蕩電路，產(chǎn)生本機振蕩信號；解調(diào)電路，使用從本機振蕩電路輸出的本機振蕩信號的頻率對接收信號進行解調(diào)；調(diào)制電路，對從本機振蕩電路輸出的本機振蕩信號進行調(diào)制；以及雙工器，將從調(diào)制電路輸出的發(fā)送信號提供給收發(fā)天線，并將收發(fā)天線接收到的接收信號分流到解調(diào)電路；此外，從調(diào)制電路輸出的本機振蕩信號提供給解調(diào)電路的路徑上的延遲量被設(shè)置為與發(fā)送信號經(jīng)由雙工器輸入到解調(diào)電路的泄漏路徑上的延遲量相等。
根據(jù)第四方面，借以實現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于，在第一方面到第三方面的任何一個中，其還包括收發(fā)天線和連接該收發(fā)天線與雙工器的延遲電路，該延遲電路的延遲量被設(shè)置為使得從雙工器看到的收發(fā)天線的阻抗基本等于特性阻抗。
根據(jù)第五方面，借以實現(xiàn)本發(fā)明上述目的的RFID收發(fā)器裝置的特征在于，在第二方面中，控制和處理電路中對噪聲電平的檢測是從發(fā)送電路到標簽的命令發(fā)送停止的狀態(tài)下執(zhí)行的。
根據(jù)本發(fā)明，獲得了一種RFID收發(fā)器裝置，其中無論到標簽的距離如何都可以實現(xiàn)噪聲電平的降低并且由此可以實現(xiàn)高靈敏度的接收，并且其中可以在UHF頻帶或更高頻帶的頻率上實現(xiàn)系統(tǒng)的穩(wěn)定化。
根據(jù)以下參照附圖來描述的本發(fā)明的實施例，本發(fā)明的特性特征將變得更加顯而易見。


圖1是給出以說明RFID系統(tǒng)的圖；圖2是RFID收發(fā)器裝置的框圖；圖3是給出以說明發(fā)送信號的泄漏分量和在天線饋電端的反射的圖；圖4是給出以說明在上行頻率與下行頻率不同的情況下發(fā)送信號的泄漏分量和在天線饋電端的反射的圖；圖5是示出圖2所示的RFID收發(fā)器裝置1的發(fā)送電路和接收電路的配置的具體示例的圖；圖6是示出構(gòu)成接收電路的解調(diào)電路的輸入信號的圖；圖7是示出路徑時間差與噪聲電平(相對值)之間的關(guān)系的曲線圖；
圖8是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第一實施例的框圖；圖9是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第二實施例的框圖；圖10是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第三實施例的框圖；圖11是圖10中的解調(diào)電路14b的示意圖；圖12示出了采用了根據(jù)圖11的解調(diào)電路的情況下控制和處理電路10的對于延遲電路18的處理流程；圖13A和13B是給出以說明對延遲電路18中的延遲量的控制的圖；圖14是給出以進一步說明圖7所示的路徑時間差和噪聲電平(相對值)的圖；圖15是針對I信道和Q信道的噪聲之和(I2+Q2)求路徑時間差與噪聲電平(相對值)的曲線圖；圖16仍是進一步示出本發(fā)明另一實施例的圖；圖17是延遲電路20的實施例；圖18是示出天線阻抗Z與線長1之間的關(guān)系的曲線圖；以及圖19是擴展了圖16的實施例的示例。
具體實施例方式
下面將參照附圖來說明本發(fā)明的實施例。應(yīng)該注意，給出實施例是為了輔助理解本發(fā)明，本發(fā)明的技術(shù)范圍不限于此。
圖8是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第一實施例的框圖。與圖5所示的現(xiàn)有技術(shù)的配置相比，本實施例的特性特征是在本機振蕩電路11與解調(diào)電路14b之間設(shè)置有延遲電路18。
在圖8中，因為從本機振蕩電路11經(jīng)過解調(diào)電路12b和功率放大器12c發(fā)送的發(fā)送信號從雙工器13泄漏到解調(diào)電路14b的泄漏信號15的路徑比從本機振蕩電路11直接提供給解調(diào)電路14b的本機振蕩信號17的路徑長，所以產(chǎn)生相位差。
因此，圖8中的特性特征是通過使用延遲電路18以對從本機振蕩電路11直接提供給解調(diào)電路14b的本機振蕩信號17的路徑提供延遲從而使泄漏信號15的路徑相等。這樣，如圖7所示，產(chǎn)生與當路徑差為“0”時相同的情況，因此可以將相對噪聲電平減小到最小。
圖9是根據(jù)本發(fā)明的RFID收發(fā)器裝置的第二實施例的框圖。第二實施例的特性特征在于，電路配置使得從本機振蕩電路11提供到解調(diào)電路14b的本機振蕩信號17的路徑與從本機振蕩電路11經(jīng)由雙工器13的泄漏信號15的路徑基本相同。
特別地，在功率放大器12c的下游設(shè)置耦合電路12d以減小關(guān)于提供給解調(diào)電路14b的本機振蕩信號17與經(jīng)由雙工器13的泄漏信號15的路徑的差，而不是將本機振蕩信號直接從本機振蕩電路11提供給解調(diào)電路14b。此外，通過在耦合電路12d與解調(diào)電路14b之間設(shè)置微調(diào)電路18a來調(diào)節(jié)與現(xiàn)有路徑的微小差別對應(yīng)的延遲量。
因此，在圖9的實施例中，因為可以使得提供給解調(diào)電路14b的本機振蕩信號17的路徑與經(jīng)由雙工器13的泄漏信號15的路徑基本相等，所以同樣可以減小相位噪聲。
圖10示出了第三實施例。該實施例的特性特征是，可以根據(jù)接收到和檢測到的噪聲電平適當?shù)貙D8的第一實施例中的延遲電路18的延遲量進行控制。
具體地，解調(diào)電路14b的輸出通過放大器14c和低通濾波器14a輸入到A/D轉(zhuǎn)換器14d以轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號。A/D轉(zhuǎn)換器14d的數(shù)字輸出輸入到對噪聲電平進行估計的控制和處理電路10中。
控制和處理電路10將取決于噪聲電平的校正量控制信號19提供給延遲電路18以提供對應(yīng)的延遲量。這樣，可以根據(jù)噪聲電平適當?shù)乜刂蒲舆t量。為了執(zhí)行這種控制，控制和處理電路10可以被構(gòu)成為配備有校正電平與校正量控制信號之間的對應(yīng)表。
圖11是圖10中的解調(diào)電路14b的配置的示例。圖12示出了當采用圖11的解調(diào)電路時控制和處理電路10的對于延遲電路18的處理流程。此外，圖13A和13B是給出以說明延遲電路18中的延遲量控制的圖。
我們現(xiàn)在回到圖11的說明。解調(diào)電路14b包括正交分離電路141，將接收信號RX分離成相互正交的I信道信號和Q信道信號；乘法器142，將I信道信號與從本機振蕩電路11輸出的本機振蕩信號(LO)17相乘；以及乘法器143，將Q信道信號乘以從本機振蕩電路11輸出并通過移相器144相移90°的本機振蕩信號。
在圖12中，當通過執(zhí)行校準來設(shè)置延遲電路18的延遲量時，這是在從RFID發(fā)送裝置到IC標簽的命令發(fā)送被禁止的狀態(tài)下執(zhí)行的(步驟S1)。通過輸入從解調(diào)電路14b輸出的I信道解調(diào)信號和Q信道解調(diào)信號，控制和處理電路10求出解調(diào)電路輸出的初始功率P1(＝I2+Q2)(步驟S2)。
當如上所述地執(zhí)行對延遲電路18的校準時，功率(I2+Q2)是在從RFID發(fā)送裝置到IC標簽的命令發(fā)送被禁止的情況下如此求出的，因此對應(yīng)于由路徑差產(chǎn)生的噪聲電平。
接著，將延遲電路18的延遲量τ增加Δτ1(步驟S3)。然后求出此時解調(diào)電路14b的輸出功率P2(＝I2+Q2)(步驟S4)。然后將該延遲量τ增加了Δτ1時的功率P2與初始功率P1進行比較(步驟S5)。在該功率比較中，如果P2＜P1(在步驟S5中為是)，當直接輸入到解調(diào)電路14b的本機振蕩信號(LO)17的路徑變大時，其與經(jīng)由雙工器13到達的泄漏分量的路徑的差變小，表示噪聲電平變小。
圖13A和13B示出了該路徑差與噪聲電平之間的關(guān)系。此外，圖13A示出了噪聲電平以路徑差的對應(yīng)于相位差λ/2的點為中心而增大或減小的特性；在此圖中，反饋控制的目標值是最小噪聲電平。
圖13B表示在正方向和負方向上擴展的圖13A的路徑差，并且示出了當將延遲電路18的延遲量控制在路徑差小于與相位差λ/2對應(yīng)的路徑差的范圍中時向著噪聲電平最小的目標值的控制方向。
可以理解，在上述步驟S5中，P2＜P1例如對應(yīng)于圖13B中的控制方向I。
此外，返回圖12，如果P2＜P1(在步驟S5中為是)，則設(shè)置P1＝P2(步驟S6)并且處理返回到步驟S3，在步驟S3中另行設(shè)置進一步延遲量Δτ1；然后繼續(xù)步驟S4和后續(xù)步驟的處理。
反之，如果在步驟S5中P2＞P1(在步驟S5中為否)，則按使延遲量τ減小量Δτ2(＜Δτ1)的方向來設(shè)置延遲量τ(步驟S7)。接著，求出此時解調(diào)電路輸出的功率P2(＝I2+Q2)(步驟S8)。將該延遲量τ減少了Δτ2時的功率P2與初始功率P1進行比較(步驟S9)。
在該功率比較中，如果P2＜P1(在步驟S9中為是)，則隨著從本機振蕩電路11到解調(diào)電路14b的直接路徑變小，其與經(jīng)由雙工器13的泄漏分量15的路徑的差變小，表示噪聲電平降低。這對應(yīng)于上述的圖13B中的控制方向II。
因此，為了實現(xiàn)收斂到目標值，用P2代替P1(步驟S10)，返回步驟S7，將延遲量進一步減少Δτ2，并且繼續(xù)進行步驟S7和后續(xù)步驟的處理。
現(xiàn)在考察對上述路徑差的控制范圍(見圖13A)。在正交調(diào)制的情況下，如圖11所示，必須通過I信道與Q信道的組合來執(zhí)行到最優(yōu)值的設(shè)置。圖14是給出以進一步說明在圖7所示的路徑時間差與噪聲電平(相對值)的圖；因為I信道和Q信道具有90°相位差，所以如果對于一個信道實現(xiàn)了最優(yōu)化，則另一信道的噪聲電平變大。
例如，在圖14中，即使將I信道設(shè)置到-85dB，因為Q信道相對于I信道具有90°的相位差，所以其噪聲電平變大，為-40dB(見圖14，A)。因此執(zhí)行控制以對于I與Q的組合實現(xiàn)最優(yōu)值(見圖14，B)。
圖15是對于I信道和Q信道的噪聲之和(I2+Q2)求出路徑時間差與噪聲電平(相對值)的曲線圖。在圖15中，例如當路徑時間差是0.5(路徑差λ/2)時，可以通過控制延遲電路18的延遲量來將路徑時間差校正到0.2(路徑差λ/5)從而實現(xiàn)10dB的噪聲電平改善(見圖15，II→I)。
接下來，圖16是示出本發(fā)明的另一實施例的圖。本實施例的特性特征是在雙工器13與天線16的饋電端之間設(shè)置有延遲電路20。在這種情況下，雙工器的端口分配是這樣的，TX端與ANT端進行通信，也就是TX端→ANT端，但是阻止TX端→RX端，并且實現(xiàn)從ANT終端→RX終端的耦合。
在該實施例中，如圖17所示，延遲電路20包括設(shè)置在雙工器13與天線(圖中的負載ZL)之間的線長為l的延遲線DL?？梢酝ㄟ^該延遲線路DL來調(diào)節(jié)天線16與雙工器13之間的線長l。
從雙工器看，對于線長l、天線負載阻抗ZL和線特性阻抗Z0的天線阻抗Z如下。
Z=Z0ZLcosβl+Z0sinβlZ0cosβl+ZLsinβl]]>圖18是示出從圖17中的雙工器看到的天線阻抗Z與線長l之間的關(guān)系的曲線圖。按照波長λ對線長進行歸一化，并且假設(shè)Z0＝50Ω，ZL＝47Ω來計算阻抗Z。從圖18可以理解，可以通過改變線長l來改變天線端阻抗Z。
另一方面，發(fā)送信號的泄漏量根據(jù)天線阻抗Z而變化。因此，通過例如借助于插入延遲線DL作為延遲電路20來調(diào)節(jié)到饋電端的線長l，可以控制泄漏量。因此，如果天線端阻抗與特性阻抗Z0一致，則雙工器13的耦合度(發(fā)送(TX)端→接收(RX)端)理論上變?yōu)闊o窮小(0)。然而，在實際電路中，極限為大約-40dB。
因此，在本發(fā)明的該實施例中，可以通過設(shè)置延遲電路20并調(diào)節(jié)延遲電路20的線長以使得從雙工器看到的天線阻抗Z更近地接近特性阻抗，從而減小發(fā)送信號到解調(diào)電路的泄漏量。
應(yīng)該注意到，圖16中的在收發(fā)天線16與雙工器13之間設(shè)置延遲電路20的配置也可以應(yīng)用于上述的圖5、圖8和圖9的實施例。
圖19是擴展了圖16的實施例的示例。當對多個IC標簽使用公共的RFID收發(fā)器裝置時，使用切換器21在多個天線16a到16d之間切換連接。
圖16的實施例的原理也可以應(yīng)用于本實施例。具體地，在切換器21與天線16a至16d之間插入延遲電路22a至22d。
通過調(diào)節(jié)各個延遲電路22a至22d中的線長來使對應(yīng)的天線端阻抗接近特性阻抗，可以將發(fā)送信號到解調(diào)電路14b的泄漏最小化。
正如以上參照附圖所述的那樣，根據(jù)本發(fā)明，提供了一種RFID收發(fā)器裝置，該RFID收發(fā)器裝置無論到標簽的距離如何，都能夠通過減少噪聲來進行高靈敏度的接收。這使得可以構(gòu)造高可靠性的RFID系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.一種射頻識別收發(fā)器裝置，包括本機振蕩電路，產(chǎn)生本機振蕩信號；解調(diào)電路，使用從所述本機振蕩電路輸出的本機振蕩信號的頻率對接收信號進行解調(diào)；發(fā)送電路，對從所述本機振蕩電路輸出的本機振蕩信號進行調(diào)制、放大和發(fā)送；雙工器，將來自所述發(fā)送電路的發(fā)送信號提供給收發(fā)天線，并將所述收發(fā)天線接收到的接收信號分流到所述解調(diào)電路；以及延遲電路，在所述本機振蕩電路與所述解調(diào)電路之間，其中所述延遲電路的延遲量被設(shè)置為與從所述本機振蕩電路輸出的用于發(fā)送的發(fā)送信號經(jīng)由所述雙工器進入所述解調(diào)電路的泄漏的路徑與本機振蕩信號從所述本機振蕩電路到所述解調(diào)電路的直接輸入的路徑之間的路徑差對應(yīng)的大小。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的射頻識別收發(fā)器裝置，還包括根據(jù)所述解調(diào)電路的輸出對噪聲電平進行檢測的控制和處理電路，其中，所述控制和處理電路基于所述檢測到的噪聲電平對所述延遲電路的延遲量進行控制。
3.一種射頻識別收發(fā)器裝置，包括本機振蕩電路，產(chǎn)生本機振蕩信號；解調(diào)電路，使用從所述本機振蕩電路輸出的本機振蕩信號的頻率對接收信號進行解調(diào)；調(diào)制電路，從所述本機振蕩電路輸出的本機振蕩信號進行調(diào)制；雙工器，將所述調(diào)制電路輸出的發(fā)送信號提供給收發(fā)天線，并將所述收發(fā)天線接收到的接收信號分流到所述解調(diào)電路；以及用于將從所述調(diào)制電路輸出的發(fā)送信號作為本機振蕩信號提供給所述解調(diào)電路的路徑，其中，所述路徑上的延遲量與經(jīng)由所述雙工器輸入到所述解調(diào)電路的發(fā)送載波信號的泄漏路徑上的延遲量被設(shè)置為相同大小。
4.根據(jù)權(quán)利要求1到3中的任一項所述的射頻識別收發(fā)器裝置，還包括收發(fā)天線；以及將所述收發(fā)天線連接到所述雙工器的延遲電路，其中該延遲電路的延遲量被設(shè)置為使得從所述雙工器看到的所述收發(fā)天線的阻抗基本等于特性阻抗。
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的射頻識別收發(fā)器裝置，其中所述控制和處理電路中的對噪聲電平的檢測是在從所述發(fā)送電路到標簽的命令發(fā)送被停止的狀態(tài)下執(zhí)行的。
全文摘要
一種RFID收發(fā)器裝置，其無論到標簽的距離如何，都能夠通過減小噪聲來進行高靈敏度的接收。該RFID收發(fā)器裝置包括在本機振蕩電路與解調(diào)電路之間的延遲電路，其中，該延遲電路的延遲量被設(shè)置為與從本機振蕩電路輸出的用于發(fā)送的發(fā)送信號經(jīng)由雙工器進入解調(diào)電路的泄漏的路徑與本機振蕩信號從本機振蕩電路到解調(diào)電路的直接輸入的路徑之間的路徑差對應(yīng)的大小。
文檔編號G06K7/00GK1845469SQ20051010258
公開日2006年10月11日 申請日期2005年9月12日 優(yōu)先權(quán)日2005年4月8日
發(fā)明者二宮照尚, 川崎雄介, 黑田收, 田中良紀 申請人:富士通株式會社, 富士通先端科技株式會社