本發(fā)明涉及雷達運動目標檢測，尤其涉及一種基于距離-頻偏補償?shù)膄da-mimo雷達多通道相參積累方法。

背景技術(shù)：

1、作為一種新體制雷達，frequency?diverse?array(fda)雷達各陣元之間存在頻偏。將multiple?input?multiple?output(mimo)體制與fda結(jié)合，可形成frequencydiverse?array?multiple-input-multiple-output(fda-mimo)雷達。

2、fda-mimo雷達利用頻偏在動目標檢測方面具有獨特的優(yōu)勢。文獻《張順生,劉美慧,王文欽.基于多普勒擴展補償?shù)膄da-mimo雷達運動目標檢測.雷達學報,2022,11(4):666-675.》提出了一種基于多普勒擴展補償?shù)膄da-mimo雷達運動目標檢測方法，但該方案中將各個通道信號幅度的模值進行累加，沒有考慮導(dǎo)向矢量對相參積累的影響。這種方法被認為是非相參的，會影響信號的輸出信噪比。為實現(xiàn)多通道相參積累，一種簡單的方法是直接搜索目標的方位角、俯仰角以及距離，但這種方法需要進行三維聯(lián)合搜索，算法復(fù)雜度很大。除此之外，multiple?signal?classification(music)算法經(jīng)常被用來進行波達方向(direction?of?arrival,doa)估計。但是當存在目標距離估計誤差或由頻偏引成的多普勒效應(yīng)時，利用music算法進行多通道相參積累會導(dǎo)致積累增益急劇惡化。

3、綜上，現(xiàn)有fda-mimo雷達多通道相參積累算法需要進行三維搜索，當方位角、俯仰角和距離搜索范圍較大時，計算復(fù)雜度很大。而且，當存在距離誤差和多普勒效應(yīng)時，算法魯棒性較差。

技術(shù)實現(xiàn)思路

1、針對現(xiàn)有技術(shù)存在的問題，本發(fā)明提供了一種基于距離-頻偏補償?shù)膄da-mimo雷達多通道相參積累方法，以獲取更高的相參積累增益，并降低計算復(fù)雜度。

2、本發(fā)明采用的技術(shù)方案為：

3、一種基于距離-頻偏補償?shù)膄da-mimo雷達多通道相參積累方法，該方法包括下列步驟：

4、步驟1、利用二維平面陣列fda-mimo雷達得到目標的回波信號；

5、步驟2、對目標的回波信號進行多通道匹配濾波，并在慢時間進行fft變換，得到脈沖積累后的回波數(shù)據(jù)；

6、步驟3、對脈沖積累后的回波數(shù)據(jù)進行協(xié)方差矩陣計算，得到噪聲子空間和信號子空間；

7、步驟4、基于噪聲子空間進行到達角搜索，再基于到達角估計和距離-頻偏耦合相關(guān)向量進行特征分解得到距離-頻偏耦合補償向量；

8、步驟5、多通道波束成形，將多通道信號能量進行相參合成并利用恒虛警率進行目標檢測。

9、進一步的，步驟1具體包括：

10、步驟11，根據(jù)陣元頻偏δfm,n和參考載頻f0計算發(fā)射陣列每個發(fā)射陣元的載頻fm,n，其中，下標m，n為發(fā)射陣列的行、列索引，0≤m＜m,0≤n＜n，mn為發(fā)射陣列的陣元數(shù)；且發(fā)射陣元的行距和列距分別為dx和dy；

11、步驟12，將發(fā)射陣元的發(fā)射信號表示為：0＜t≤ts，其中，t為時間，ts為波形持續(xù)時間；

12、步驟13，將發(fā)射陣元(m,n)發(fā)射，接收陣元(b,d)接收的回波信號表示為：

13、

14、其中，tk＝ktpr為慢時間，ι＝t-tk為快時間，tpr為脈沖持續(xù)時間，k為脈沖數(shù)，ξb×d,m×n為信號的復(fù)幅度，τb×d,m×n(k)為傳播延遲，e為自然底數(shù)，j為虛數(shù)單位；

15、步驟14，多通道接收的回波信號經(jīng)過混頻后的回波信號為：

16、

17、其中，yb,d(ι,tk)表示對應(yīng)于接收陣元(b,d)的回波信號符號，0≤b＜m,0≤d＜n，為kronecker積，ξ為復(fù)幅度矩陣，為發(fā)射-接收聯(lián)合導(dǎo)向矢量，為接收導(dǎo)向矢量，為發(fā)射導(dǎo)向矢量，θ和分別表示俯仰角和方位角，即為目標的到達角，ω(r,v)為目標速度和距離的耦合矩陣，γ(ι)為回波信號包絡(luò)。

18、進一步的，步驟2具體包括：

19、步驟21，對回波信號y(ι,tk)進行下變頻以及多通道匹配濾波得到單通道接收信號yb×d,m×n(ι,tk)；

20、步驟22，在慢時間對單通道接收信號yb×d,m×n(ι,tk)進行fft變換，得到fft變換后的xb×d,m×n表示對接收信號yb×d,m×n進行脈沖積累后的數(shù)據(jù)，即單通道的脈沖積累后的數(shù)據(jù)；

21、基于所有通道的xb×d,m×n得到脈沖積累后的信號數(shù)據(jù)x＝[x0×0,0×0…x0×0,(m-1)×(n-1)…x(m-1)×(n-1),(m-1)×(n-1)]t，即x表示多通道脈沖積累后的數(shù)據(jù)；基于x和高斯分布的噪聲得到經(jīng)過脈沖積累后的包含噪聲的回波信號其中，w表示距離單元數(shù)，表示復(fù)數(shù)域。

22、進一步的，步驟3具體包括：

23、步驟31，對回波數(shù)據(jù)z的每一個通道的回波信號zi的每個脈沖取最大值得到二維矩陣zmax；并計算協(xié)方差矩陣

24、協(xié)方差矩陣r可以表示為：r＝γrsγh+σ2i，其中，rs為不帶噪聲的回波信號協(xié)方差矩陣，σ2表示噪聲方差，i表示單位矩陣；對角矩陣時延τi,i＝0,1...,mn-1的表達式為：

25、

26、步驟32，將協(xié)方差矩陣r特征分解為其中，對角矩陣λs由最大的特征值組成，對角矩陣λn由前(mn)2-1個最小特征值組成，es為最大的特征值對應(yīng)的特征向量，被稱為信號子空間，en為前(mn)2-1個最小特征值對應(yīng)的特征向量，被稱為噪聲子空間。

27、進一步的，步驟4具體包括：

28、步驟41、基于噪聲子空間en構(gòu)建到達角估計和距離-頻偏耦合向量獲取的表達式：

29、

30、其中，為關(guān)于到達角的輔助量，其表達式為：

31、

32、時延輔助量不包含τi(i＝kmn+1,k＝0,1,2…mn-1)，為新發(fā)射-接收聯(lián)合導(dǎo)向矢量的第i個元素，其中，

33、根據(jù)俯仰角和方位角的峰值搜索表達式進行到達角估計，其中，det{·}表示矩陣的行列式；

34、步驟42，獲取距離-頻偏耦合補償向量：

35、

36、其中，umin{·}表示經(jīng)過特征分解后最小特征值對應(yīng)的特征向量，[ξ]1為ξ的第一個元素。

37、進一步的，步驟5具體包括：

38、步驟51，對脈沖壓縮后的信號進行波束成形，其表達式為：

39、

40、其中，yb×d,m×n表示對xb×d,m×n進行波束成形后的單通道信號，θreal、分別表示真實的俯仰角和方位角，計算時以步驟4中估計得到的到達角作為的取值，表示發(fā)射陣元間距帶來的時延、表示接收陣元間距帶來的時延，{·}*表示{·}的共軛；即

41、步驟52、基于恒虛警率對多通道相參積累后的信號進行目標檢測。

42、本發(fā)明提供的技術(shù)方案至少帶來如下有益效果：

43、相較于非相參積累，本發(fā)明方法的相參積累可以大大提高輸出信噪比，在二維平面陣中，只需要搜索目標的方位角和俯仰角而不需要搜索目標距離，從而降低了相參積累的計算復(fù)雜度，尤其是方位角、俯仰角以及距離搜索范圍較大時，本發(fā)明所提方法相較于直接搜索和music有明顯的優(yōu)勢；并且，當目標距離估計存在誤差或由頻偏產(chǎn)生多普勒效應(yīng)時，本發(fā)明所提方法相較于music算法能獲得更高的相參積累增益。