GaN高電子遷移率晶體管非線性可伸縮模型的構建方法
【專利摘要】本發(fā)明公開了一種構建GaN HEMT非線性可伸縮模型的方法，主要解決現(xiàn)有GaN HEMT大信號模型無法精確擬合輸出電流中各種效應和難以仿真不同尺寸器件的問題。其技術方案是：1.測量所用器件，通過計算得到高電子遷移率晶體管大信號模型EEHEMT的參數(shù)；2.構建含所用器件直流輸出曲線數(shù)據(jù)的電流源，通過歸一化因子將電流源可伸縮化，再構建有源補償子電路；3.在有源補償子電路的基礎上構建源極電位可調的有源補償子電路，再與EEHEMT并聯(lián)，完成GaN HEMT非線性可伸縮模型的構建。本發(fā)明能精確擬合出直流輸出曲線中的各種效應，并且可以對柵寬進行有效伸縮，可用于GaN電路設計。
【專利說明】
GaN高電子遷移率晶體管非線性可伸縮模型的構建方法
技術領域
[0001] 本發(fā)明屬于微電子技術領域，具體設及一種對GaN高電子遷移率晶體管皿MT非線 性可伸縮模型的構建方法，可用于對GaN高電子遷移率晶體管的電路設計，更加精確地預測 不同尺寸晶體管在大信號狀態(tài)下工作時的性能。 技術背景
[0002] 作為第Ξ代寬禁帶半導體材料的典型代表，GaN基材料由于具有禁帶寬度大、擊穿 電壓高、電子遷移率高、溫度特性和抗福照特性良好等優(yōu)點，使其在高功率射頻放大器設計 和極端惡劣環(huán)境應用中發(fā)揮著不可替代的作用。其中，AlGaN/GaN高電子遷移率晶體管肥MT 是新型的微波功率器件，與傳統(tǒng)微波器件相比，具有高跨導、高擊穿電壓、高截止頻率等優(yōu) 良特性，將是下一代無線通信系統(tǒng)功率放大器的核屯、元件。
[0003] 在功率放大器設計階段，精確的GaN高電子遷移率晶體管皿MT大信號模型是不可 缺少的。常用的建模方法有Ξ種，分別是物理模型、等效電路模型和表格基模型。
[0004] 物理模型，在器件結構設計開發(fā)的初級階段至關重要，可W用來對特定用途器件 的結構進行預測和優(yōu)化，但是對于電路設計者來說，物理模型在電路仿真軟件中兼容性差， 因此限制了物理模型的應用。
[0005] 等效電路模型，由于其簡潔性和與軟件的兼容性而得到了廣泛的應用，許多實用 的等效電路模型已經(jīng)得到廣泛的應用，并且其準確度被不斷地改進。但是構建等效電路模 型需要花費大量時間去提取寄生參數(shù)和在準靜態(tài)假設的條件下通過曲線擬合得到本征參 數(shù)，并且表達式中的許多參數(shù)沒有物理意義，甚至許多表達式缺乏準確預測器件性能的能 力。
[0006] 表格基模型，直接依賴于測試數(shù)據(jù)，因此其準確程度高，并且不依賴于器件的結 構，避免了在構建模型時的參數(shù)優(yōu)化過程，使得模型更加實用和有效，因此表格基模型在器 件快速建模中非常重要。測試數(shù)據(jù)點之間的性能可W通過樣條函數(shù)插值得到。但是建立表 格基模型需要大量的測試數(shù)據(jù)，并且表格基模型的可伸縮化很困難，因為需要制作并測試 大量不同尺寸的器件，并將測試數(shù)據(jù)集成在計算機輔助設計軟件中。
[0007] 現(xiàn)有模型存在的不精確性、不易兼容性、不易伸縮化性W及繁冗耗時性嚴重阻礙 了半導體器件的建模工作，特別是目前沒有一種成熟的模型可W同時精確地描述GaN高電 子遷移率晶體管的直流特性和伸縮性，運嚴重的影響了 GaN大信號模型的構建W及相關電 路的設計。因此構建精確的、可W描述不同柵寬的可伸縮的Ga閑自線性模型成為一項亟待解 決的工作。

【發(fā)明內容】

[000引本發(fā)明的目的在于提出一種構建GaN肥MT非線性可伸縮模型的方法，W解決上述 現(xiàn)有GaN皿MT器件模型的不足，實現(xiàn)對器件直流輸出曲線的精確仿真，并實現(xiàn)非線性模型 的可伸縮化，使得器件在大信號工作模式下靜態(tài)工作點的確定和電路工作效率的預測更加 準確，同時預測不同尺寸器件的性能。
[0009] 為實現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術方案如下：
[0010] (1)對所用器件分別進行直流和交流特性測量，并通過測量數(shù)據(jù)計算高電子遷移 率晶體管大信號模型EE肥MT的參數(shù)；
[0011] (2)將所用器件測量得到的直流輸出曲線數(shù)據(jù)寫入到一個電流源內，并通過歸一 化因子將電流源可伸縮化；
[0012] (3)將所述EE肥MT大信號模型與電流源進行并聯(lián)，組成有源補償核，分別在有源補 償核的源極、柵極和漏極Ξ個電極各串聯(lián)一個電感，同時在有源補償核的柵極和漏極各串 聯(lián)一個直流源，用來提供直流功率，構成有源補償子電路；
[0013] (4)在有源補償子電路的源極串聯(lián)一個電壓源，形成一個源極電位可調的有源補 償子電路，再將該源極電位可調的有源補償子電路與所述EE皿MT大信號模型并聯(lián)，即將該 源極電位可調的有源補償子電路的源極與所述EEHEMT的漏極相連，將源極電位可調的有源 補償子電路的漏極與所述EE肥MT模型的源極相連，得到GaN高電子遷移率晶體管肥MT非線 性可伸縮模型。
[0014] 本發(fā)明的有益效果是：
[0015] 1)本發(fā)明采用等效電路表格基混合模型的方法，建立的GaN高電子遷移率晶體管 HEMT非線性可伸縮模型，既具有等效電路模型的簡潔性與易兼容性，又具有表格基模型的 準確性和快速性；
[0016] 2)本發(fā)明通過表格基的有源補償子電路對原始GaN高電子遷移率晶體管肥MT非線 性模型的源漏電流模型進行補償，實現(xiàn)了對測試直流輸出曲線的無誤差擬合，克服了等效 電路模型通過解析表達式無法擬合現(xiàn)實中存在的各種效應的缺點，降低了對原始模型準確 性的依賴程度，減少了建模時的優(yōu)化步驟，在電路設計階段能夠對器件的靜態(tài)工作點和電 路的效率做出更加準確的預測；
[0017] 3)本發(fā)明通過歸一化因子對有源補償子電路的電流實現(xiàn)了可伸縮化，基于源漏電 流與器件柵寬成正比例的科學假設，通過柵指數(shù)歸一化因子和單指柵寬歸一化因子模擬了 不同尺寸器件的電流，通過建立一個確定柵寬器件的模型，可W預測不同柵寬器件的性能， 在電路設計中避免了對不同柵寬器件分別建模的繁冗步驟，提高了電路設計的靈活性，節(jié) 約了時間。
【附圖說明】
[001引圖1為本發(fā)明所用AlGaN/GaN肥MT器件結構示意圖；
[0019] 圖2為本發(fā)明對圖1所用器件構建模型的主流程圖；
[0020] 圖3為本發(fā)明中提取高電子遷移率晶體管大信號模型EE肥MT參數(shù)的子流程圖；
[0021] 圖4為圖1在冷偏截止時低頻下的等效電路；
[0022 ]圖5為圖1在冷偏截止時中頻和高頻下的等效電路；
[0023] 圖6為現(xiàn)有高電子遷移率晶體管大信號模型邸HEMT的等效原理圖；
[0024] 圖7為本發(fā)明為改進電子遷移率晶體管大信號模型EEHEMT而增設的有源補償子電 路的原理圖；
[0025] 圖8為本發(fā)明改進后的高電子遷移率晶體管大信號模型邸肥MT電路原理圖；
[0026] 圖9為圖7有源補償子電路的直流輸出曲線圖；
[0027] 圖10為改進前、后高電子遷移率晶體管大信號模型邸肥MT的直流輸出仿真曲線與 實際器件的直流輸出測試曲線對比圖；
[0028] 圖11為用本發(fā)明改進后的高電子遷移率晶體管大信號模型邸皿MT仿真得到的轉 移曲線和跨導曲線與實際器件測試得到的轉移曲線和跨導曲線的對比圖；
[0029] 圖12為改進前、后的高電子遷移率晶體管大信號模型EE肥MT散射參數(shù)仿真曲線與 實際器件散射參數(shù)測試曲線對比圖，其中Ξ角為測試曲線，圓圈為現(xiàn)有EE肥MT模型的仿真 曲線，線為新構建模型的仿真曲線；
[0030] 圖13為在最佳偏置點下改進前后的高電子遷移率晶體管大信號模型EE皿MT性能 仿真曲線與實際器件的性能測試曲線隨輸入信號變化的對比圖。
[0031] 圖14為不同柵寬尺寸的器件在最佳偏置點下改進前后的高電子遷移率晶體管大 信號模型邸肥MT性能仿真曲線與實際器件的性能測試曲線隨輸入信號變化的對比圖。 具體實施方案
[0032] W下結合附圖對本發(fā)明的原理和特征進行描述，所舉實例只用于解釋本發(fā)明，并 非用于限定本發(fā)明的范圍。
[0033] 本實例WAlGaN/GaN高電子遷移率晶體管HEMT器件為例，建立一種GaN皿MT非線 性可伸縮模型。
[0034] 參照圖l，AlGaN/GaN高電子遷移率晶體管皿MT器件，其自下而上包括2英寸的4H- SiC襯底、lOOnm厚A1N成核層、2um厚的GaN緩沖層、Inm的A1N插入層、20nm厚非滲雜AlGaN勢 壘層、60nm SiN純化層、Ti/Al/Ni/Au歐姆源電極和歐姆漏電極、Ni/Au/Ni肖特基柵，其中柵 寬為10 X 100皿，，柵長為0.25皿，柵-柵、柵-源、柵-漏間距分別為40皿、0.7皿和2.8皿。
[0035] 參照圖2,本發(fā)明對圖1所用器件構建模型的主流程圖包括如下步驟：
[0036] 步驟1，定義高電子遷移率晶體管大信號模型邸HEMT參數(shù)。
[0037] 參照圖6,高電子遷移率晶體管大信號模型邸皿MT是一款用于描述器件特性的模 型。在模型的參數(shù)提取過程中，模型方程與參數(shù)提取技術是同時進行，運是為了保證方程中 的所有參數(shù)都可W通過測試數(shù)據(jù)進行提取。盡管該模型適用于參數(shù)自動提取技術，但是其 中依然包含了一些可W直接通過目測曲線得出的數(shù)據(jù);與其他常用模型相比，增加了參數(shù) 的個數(shù)，但是擬合精度也同步得到了提高；由于模型中的表達式都是非多項式的形式，因此 該模型不存在局限性，可W在很大的動態(tài)范圍內精確描述器件特性；
[0038] 在高電子遷移率晶體管大信號模型EEHEMT的等效電路中，Cl為柵極寄生電容，C2為 漏極寄生電容，C3為柵極與漏極之間的相互作用形成的寄生電容;Li為柵極引線寄生電感， L2為漏極引線寄生電感，L3為源極引線寄生電感，扣為柵極引線寄生電阻，R2為漏極引線寄 生電阻，化為源極引線寄生電阻，Qgy為用來模擬器件柵漏充放電過程的電荷源，Qgc為用來模 擬器件柵源電容的充放電過程的電荷源;Igs為用于描述柵源之間電流的非線性電流源，Igd 為用于描述柵漏之間電流的非線性電流源，Ids為用于描述源漏之間電流的非線性電流源， 電阻Rdb、電流源Idb和電容CbsS個元件組成的有源網(wǎng)絡擬合了器件的電流崩塌效應;Cds。為 漏源的內電極電容，Ris為源端溝道電阻，Rid為漏端溝道電阻。
[0039] 步驟2,計算高電子遷移率晶體管大信號模型邸肥MT參數(shù)。
[0040] 參照圖3,計算高電子遷移率晶體管大信號模型邸皿MT上述參數(shù)可采用結構測試 法、截止條件法、"cold-fet"冷參法、"hot-fet"有源偏置法、曲線擬合法、直接觀察法和全 局優(yōu)化法等方法，本發(fā)明采用的是"cold-fet"冷參法和曲線擬合法相結合的方法，其步驟 如下：
[0041] (1.1)提取寄生電容：
[0042] (1. la)通過矢量網(wǎng)絡分析儀VNA測量所用器件在冷偏截止時的散射參數(shù)S1，表示 為：
[0043]
[0044] 其中，Shi為器件在冷偏截止時的輸入端口電壓反射系數(shù)，S121為器件在冷偏截止 時的正向電壓增益，Sll2為器件在冷偏截止時的反向電壓增益，S122為器件在冷偏截止時的 輸出端口電壓反射系數(shù)；
[0045] (1.化)對測量出的所用器件在冷偏截止時的散射參數(shù)S1進行變換，得到器件在冷 偏截止時的導納參數(shù)Y1，
[0046]
[0047] 其中，Yhi為器件在冷偏截止時的輸入導納，Υ1?2為器件在冷偏截止時的反向轉移 導納，Υ121為器件在冷偏截止時的正向轉移導納，Υ122為器件在冷偏截止時的輸出導納；
[004引（1.1c)提取器件在冷偏截止時的導納參數(shù)Υ1的虛部：
[0049] Im(Ylii)=w(Ci+Cii+C3+C3i)
[0050] Im(Yli2) = Im(Y2i) =-w(C3+C3i)
[005。 Im(Yl22)=w(C2+C2i+C3+C3i)
[0052] 其中，w為角頻率，Im表示提取虛部，Cii為器件在冷偏截止時的柵源本征電容，C2i 為器件在冷偏截止時的漏源本征電容，C31為器件在冷偏截止時的柵漏本征電容；
[0053] (1. Id)利用上述導納參數(shù)根據(jù)器件在冷偏截止時低頻下的等效電路模型，計算出 Ξ組電容的數(shù)值；
[0054] 打+Cii = l/w · Im(Ylii巧li2)
[005引 C2+C2i = l/w · Im(Yl22巧 121)
[0056] C3+C3i = -l/w · Im(Yli2) =-l/w · Im(Yl2i);
[0057] (l.le)對計算的電容進行分離優(yōu)化，其中Cl的優(yōu)化范圍為從0到（Ci+Cii)，每次優(yōu) 化的結果為Cln，C2的優(yōu)化范圍為從0到(C2+C2i)，每次優(yōu)化的結果為C2n，C3的優(yōu)化范圍為從0 到(C3+C3i)，每次優(yōu)化的結果為C3n，同時將Cli設定為(Cl+Cli-Cln)，將C2i設定為(C2+C2i-C2n)， 將C31設定為(C3+C3i-C3n)，當優(yōu)化后的仿真結果與測量結果在低頻段一致時，優(yōu)化結束；
[0化引（1.2)提取寄生電感
[0059] (1.2a)利用下式從器件在冷偏截止時的導納參數(shù)Y1消去與步驟(2a)相同的Ξ個 寄生電容，得到去除寄生電容后的導納參數(shù)Y2:
[0060]
[0061] 其中，j為虛數(shù)單位；
[0062] (1.2b)將去除寄生電容后的導納參數(shù)Y2轉換成去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1:
[0063]
[0064] 其中，Zlii為去除寄生電容后的輸入阻抗，Zli2為去除寄生電容后的反向轉移阻 抗，Z121為去除寄生電容后的正向轉移阻抗，Z122為去除寄生電容后的輸出阻抗；
[0065] (1.2c)將去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1表示為：
[0069] 其中，ΔΖι為器件在冷偏截止時中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的柵極修正 項，ΑΖ2為器件在冷偏截止時中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的漏極修正項，ΔΖ3為器件 在冷偏截止時中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的源極修正項；
[0070] (1.2d)忽略修正項，并將去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Ζ1乘W角頻率W，取虛部得 到：
[0074] 然后Ww2為自變量，計算上述立條曲線的斜率，得到立個寄生電感b、L2、L3的值。
[0075] (1.3)提取寄生電阻
[0076] (1.3a)通過矢量網(wǎng)絡分析儀VNA測量所用器件在冷偏開啟時的散射參數(shù)S2,表示 為：
[0077]
[0078] 其中，S2ii為器件在冷偏開啟時的輸入端口電壓反射系數(shù)，S221為器件在冷偏開啟 時的正向電壓增益，S2i2為器件在冷偏開啟時的反向電壓增益，S222為器件在冷偏開啟時的 輸出端口電壓反射系數(shù)；
[0079] (1.3b)根據(jù)器件在冷偏開啟時的等效電路，將器件在冷偏開啟時的散射參數(shù)S2轉 換為器件在冷偏開啟時的導納參數(shù)Y3,消去與步驟(2a)相同的Ξ個寄生電容，得到器件在 冷偏開啟時去除寄生電容的導納參數(shù)Y4,并將Y4轉換成器件在冷偏開啟時去除寄生電容后 的阻抗參數(shù)Z2，
[0080]
[0081] 其中，Z2ii為器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的輸入阻抗，Z2i2為器件在冷偏開 啟時去除寄生電容后的反向轉移阻抗，Z221為器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的正向轉 移阻抗，Z222為器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的輸出阻抗；
[0082] (1.3c)利用下式從器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z2消去與步驟 (2a)中相同的Ξ個寄生電感，得到去除寄生電感的阻抗參數(shù)Z3:
[0083]
[0084] (1.3d)忽略修正項，將去除寄生電感的阻抗參數(shù)Z3乘Ww2,然后取實部，得到下 式：
[0088] 其中，Re表示提取實部，Z3ii為去除寄生電感后的輸入阻抗，Z3i2為去除寄生電感 后的反向轉移阻抗，Z321為去除寄生電感后的正向轉移阻抗，Z322為去除寄生電感后的輸出 阻抗；
[0089] W w2為自變量，求上述Ξ條曲線的斜率，便可求出Ξ個寄生電阻化、R2、R3的值。
[0090] (1.4)提取直流相關參數(shù)。
[0091] (1.4a)利用半導體參數(shù)分析儀測量所用器件的直流轉移曲線，并求出跨導曲線，
[0092]
[OOW] 其中cons表示常數(shù)，Ids為源漏電流，抑為跨導，Vgs為柵源電壓，Vd為漏極電壓；
[0094] (1.4b)通過擬合gm-Vgs，得到高電子遷移率晶體管大信號模型邸肥MT中的直流DC 參數(shù)，該DC參數(shù)包括跨導峰值Gmmax、跨導峰值處柵壓Vgo、跨導壓縮處柵壓Vco、闊值電壓 Vto、跨導轉換區(qū)間Alpha、跨導壓縮斜率Deltgm、跨導尾部柵壓Vba和跨導線性壓縮區(qū)間 Vbc。
[0095] (1.5)提取交流參數(shù)：
[0096] (1.5a)通過矢量網(wǎng)絡分析儀VNA測量所用器件在不同偏置條件下的散射參數(shù)S3， 其表示為：
[0097]
[0098] 其中，S3ii為不同偏置條件下的輸入端口電壓反射系數(shù)，S321為不同偏置條件下的 正向電壓增益，S3i2為不同偏置條件下的反向電壓增益，S322為不同偏置條件下的輸出端口 電壓反射系數(shù)；
[0099] (1.5b)將不同偏置條件下的散射參數(shù)S3,轉化成導納參數(shù)Y5,并去掉Ξ個寄生電 容Ci、C2和C3,得到導納參數(shù)Y6,再將該導納參數(shù)Y6轉化成不同偏置條件下去除寄生電容后 的阻抗參數(shù)Z4,從Z4中去掉立個寄生電感1^1心心和立個寄生電阻扣、1?2、1?3，得到去掉寄生 參數(shù)的阻抗參數(shù)巧，將去掉寄生參數(shù)的阻抗參數(shù)巧轉化為去掉寄生參數(shù)的導納參數(shù)Υ7， [0100]
[0101] 其中，Υ7ιι為去掉寄生參數(shù)的輸入導納，Υ7ι2為去掉寄生參數(shù)的反向轉移導納，Υ721 為去掉寄生參數(shù)的正向轉移導納，Υ722為去掉寄生參數(shù)的輸出導納；
[0102] (1.5c)通過下式從去掉寄生參數(shù)的導納參數(shù)Υ7,計算得到柵源電容C4和柵漏電容 C已：
[0106] (1.5d)擬合C4-Vgs和C4-Vgd曲線，得到高電子遷移率晶體管大信號模型邸肥MT中最 大輸入電容Clio、最小輸入電容C11th、過渡電壓Del tgs、飽和區(qū)過度電壓Del tds、電容-電 壓曲線反射點電壓Vinfl和電容-電壓曲線斜率Lambda,其中，Vgd為柵漏電壓；
[0107] (1.5e)在Vgs = -2.0V和VdsM. 2V的條件下擬合C日-Vgs和C日-Vgd曲線，得到高電子遷 移率晶體管大信號模型邸皿MT中的跨電容C12sat，同時在Vds〉4.2V的條件下擬合Cs-Vgs和 Cs-Vgd曲線，得到高電子遷移率晶體管大信號模型邸HEMT中的柵漏電容Cgdsat，其中，Vds為 源漏電壓。
[0108] (1.6)對初始值進行優(yōu)化：
[0109] (1.6a)隨機優(yōu)化上述提取的初始值200次得到初步優(yōu)化的參數(shù);對初步優(yōu)化的參 數(shù)再進行50次梯度優(yōu)化，得到高電子遷移率晶體管大信號模型EEHEMT的最終參數(shù)值；
[0110] (1.6b)對確定了最終參數(shù)值的高電子遷移率晶體管大信號模型邸HEMT進行仿真， 得到仿真的散射參數(shù)S4:
[0111]
[0112] 其中，S4ii為仿真的輸入端口電壓反射系數(shù)，S421為仿真的正向電壓增益，S4i2為仿 真的反向電壓增益，S422為仿真的輸出端口電壓反射系數(shù)；
[0113] (1.6c)將輸入端口電壓反射系數(shù)的誤差函數(shù)error(Sii)、正向電壓增益的誤差函 數(shù)error(S2i)、反向電壓增益的誤差函數(shù)erroHSu)、輸出端口電壓反射系數(shù)的誤差函數(shù) error (S22)分別定義如下：
[0114] e;r;ro;r(Sii) = I S4u_S3ii I / I S3ii
[0115] e;r;ro;r(S2i) = I S42廣S3211 / I S321
[0116] e;r;ro;r(Si2) = I S4i2_S3i2 I / I S3i2
[0117] e;r;ro;r(S22) = I S422-S3221 / I S3221 ;
[01 1 引（1.6(1)優(yōu)化后61'1'01'(511)、61'1'01'(512)、61'1'01'(521)、61'1'01'(522)均應小于0.5;
[0119]表1給出了本實施例對圖1器件結構所提取的參數(shù)值。
[0120] 用上述提取的參數(shù)值，作為圖6所示高電子遷移率晶體管大信號模型邸皿MT的等 效電路網(wǎng)絡中的元件參數(shù)值，此時通過該高電子遷移率晶體管大信號模型EE肥MT便可W仿 真圖1器件在大信號工作條件下的功率、效率、增益W及交調特性，在電路設計階段節(jié)約時 間和成本，但是由于高電子遷移率晶體管大信號模型EE肥MT本身的缺陷，無法準確描述GaN 器件的各種效應，而且優(yōu)化步驟繁瑣耗時，因此還需要進行下面步驟對其改進，同時實現(xiàn)改 進模型的可伸縮化。
[0121] 表1提取的非本征參數(shù)、線性本征參數(shù)、直流和交流擬合參數(shù)值
[0122]
[0123] 步驟3,構建含所用器件直流輸出曲線數(shù)據(jù)的電流源，并通過歸一化因子將電流源 伸縮化。
[0124] 本步驟的實現(xiàn)是通過商用電子設計自動化軟件ADS軟件完成，其步驟如下：
[0125] (2.2a)將用集成電路與特征分析程序IC-CAP測試的直流輸出曲線數(shù)據(jù)的.ds文件 直接寫入電子設計自動化軟件ADS的直流電流源內，將電流流入的電極定義為漏極，將電流 流出的電極定義為源極，完成包含測試直流輸出曲線數(shù)據(jù)電流源的構建；
[01%] (2.2b)假設在理想情況下器件的源漏電流的大小與總柵寬成正比例，對上述構建 的電流源引入源漏電流的歸一化因子曰：
[0130] 其中，αι為對柵指數(shù)的歸一化因子，Q2是對單指柵寬的歸一化因子。Ng是所用器件 的柵指數(shù)，ng是所仿真新器件的柵指數(shù)，Wg是所用器件的單指柵寬，wg是所仿真新器件的單 指柵寬。
[0131] 步驟3,構建有源補償子電路。
[0132] 參照圖7,本步驟的具體實現(xiàn)如下：
[0133] (3.3a)將高電子遷移率晶體管大信號模型EE肥MT與電流源進行并聯(lián)，即將該 邸皿MT的漏極與電流源的源極連接，將該邸皿MT的源極與電流源的漏極相連，組成有源補 償核，并將該EE皿MT漏極所在的電極定義為有源補償核的漏極，將EE皿MT源極所在的電極 定義為有源補償核的源極；
[0134] (3.3b)分別在有源補償核的源極、柵極和漏極Ξ個電極各串聯(lián)一個電感，運Ξ個 電感使用電子設計自動化軟件ADS自帶的理想電感，分別是柵極電感L4、漏極電感Ls、源極電 感L6,用來阻擋交流信號；
[0135] (3.3c)在有源補償核的柵極和漏極各串聯(lián)一個直流源，即在有源補償核的柵極與 柵極電感L4之間串聯(lián)第一直流源Pi，在有源補償核的漏極與漏極電感Ls之間串聯(lián)第二直流 源P2,構成有源補償子電路；
[0136] 該有源補償子電路的漏源電流Ids_branch:
[01 37] Ids_branch( Yds , Vgs )二 Ids_EE皿肌_1 ( Yds , Vgs ) -Ids_measured( Yds , Vgs ),
[0138] 其中Ids_EEHEMT_l為有源補償子電路中高電子遷移率晶體管大信號模型邸HEMT的源 漏電流，Ids_"easured為有源補償子電路中包含直流DC I-V輸出曲線數(shù)據(jù)的電流源的源漏電 流。
[0139] 步驟4,在有源補償子電路的源極串聯(lián)一個電壓源，形成一個源極電位可調的有源 補償子電路。
[0140] 步驟5,將高電子遷移率晶體管大信號模型邸皿MT與源極電位可調的有源補償子 電路并聯(lián)，獲得改進的高電子遷移率晶體管大信號模型EE肥MT。
[0141] 參照圖8,本發(fā)明將高電子遷移率晶體管大信號模型趾皿MT與源極電位可調的有 源補償子電路并聯(lián)，是將該源極電位可調的有源補償子電路的源極與所述高電子遷移率晶 體管大信號模型EEHEMT1的漏極相連，將源極電位可調的有源補償子電路的漏極與所述高 電子遷移率晶體管大信號模型EE皿MT1的源極相連，得到改進后GaN高電子遷移率晶體管 肥MT大信號模型，該改進后的GaN高電子遷移率晶體管HEMT大信號模型的源漏電流Ids表示 為：
[01 42] Ids ( Yds , Vgs )二 Ι^_ΕΕΗΕΜΤ_2 ( Yds , Vgs ) - ( Ι^_ΕΕΗΕΜΤ_1 ( Yds , Vgs ) - Idsjneasured ( Yds , Vgs )),
[0143] 其中，Ids_EEHEMT_l為有源補償子電路中高電子遷移率晶體管大信號模型邸肥MT的源 漏電流，Ids_measured為含有直流DC I-V輸出曲線數(shù)據(jù)的電流源的源漏電流，Ids_EEHEMT_2為與源 極電位可調的有源補償子電路相并聯(lián)的高電子遷移率晶體管大信號模型EEHEMT1的源漏電 流，Vds為改進后的GaN高電子遷移率晶體管肥MT大信號模型的源漏電壓，Vgs為改進后的GaN 高電子遷移率晶體管肥MT大信號模型的柵源電壓。
[0144] 由于GaN肥MT的源極電壓通常為零，因此源極電位可調的有源補償子電路中的源 極電壓源的電壓值與改進的GaN高電子遷移率晶體管HEMT大信號模型的漏極電壓值大小相 等，符號相反，通過源極電位可調的有源補償子電路中的源極電壓抵消改進的GaN高電子遷 移率晶體管肥MT大信號模型的漏極電壓，使得有源補償子電路中的高電子遷移率晶體管大 信號模型邸肥MT的源極電壓為零。
[0145] 本發(fā)明的效果可通過W下仿真進一步說明：
[0146] 仿真1，對有源補償子電路的直流輸出曲線進行仿真，結果如圖9,圖9中W柵源電 壓￥83 = -2.0￥、-1.5￥、-1.(^、-0.5￥、0￥、0.5￥六種偏置下為例，描述了有源補償子電路源漏 電流Ids_branch隨源漏電壓Vds變化：
[01 47] Ids_branch( Yds , Vgs )二 Ids_EE皿肌_1 ( Yds ，Vgs ) -Ids-measured (Vds，Vgs )，
[0148] 從圖9可見，有源補償子電路準確模擬現(xiàn)有的高電子遷移率晶體管大信號模型 EE肥MT的源漏電流仿真值與圖1器件源漏電流的測試值之間在不同偏置下存在差異，因而 需要用有源補償子電路對高電子遷移率晶體管大信號模型EEHEMT的源漏電流進行精確的 修正。
[0149] 另外，由于設計了有源補償子電路，能夠對現(xiàn)有高電子遷移率晶體管大信號模型 EE皿MT的源漏電流進行精確的修正，因此在擬合得到高電子遷移率晶體管大信號模型 EE肥MT的直流參數(shù)后，不需要進行耗時繁瑣的優(yōu)化步驟來優(yōu)化直流參數(shù)。
[0150] 仿真2,對改進前、后高電子遷移率晶體管大信號模型邸肥MT的直流輸出曲線進行 仿真，并與實際圖1器件的直流輸出測試曲線進行對比，結果如圖10,圖10中W柵源電壓Vgs =-2.0V、-1.5V、-1.0V、-0.5V、0V、0.5V六種偏置下為例，對結果進行了對比。
[0151] 從圖10中可W看出，在靠近膝點電壓的地方，是Kink效應最顯著的地方，隨著漏電 壓的增大，源漏電流會呈現(xiàn)出明顯的電流跳躍，形成一個臺階；當漏電壓逐漸增加到很大的 時候，漏電流會呈現(xiàn)下降趨勢，漏電壓越大，自熱效應造成的源漏電流下降越明顯。從圖10 中還可W看出，雖然現(xiàn)有的高電子遷移率晶體管大信號模型EEHEMT模型可W基本擬合自熱 效應區(qū)域，但是仍然有不小的誤差，而且無法擬合器件的Kink效應區(qū)域，運樣就會對器件的 靜態(tài)工作點的預測和電路效率的預測造成誤差。添加了有源補償子電路后的改進型高電子 遷移率晶體管大信號模型EE肥MT后，由于有源補償子電路對現(xiàn)有的EE肥MT輸出電流進行了 修正，因此可W將Kink效應和自熱效應區(qū)域無誤差地進行擬合，從而可W對器件的靜態(tài)工 作點和效率做出更加準確的預測，體現(xiàn)出了本發(fā)明的優(yōu)越性。
[0152] 圖10中源漏電壓在0V-20V的范圍內時測試范圍，在20V-30V為外推范圍，本文在有 源補償子電路中使用了表格基模型，在測試范圍之外，使用線性插值得到?jīng)]有測試的數(shù)據(jù)， 可W從圖10中看出，在源漏電壓為20V-30V的范圍內，通過插值得到的輸出曲線斜率和測試 曲線相同，因此通過插值得到的測試范圍W外的值也是有效的。
[0153] 仿真3,對本發(fā)明改進后的高電子遷移率晶體管大信號模型邸皿MT的轉移曲線和 跨導曲線進行仿真，并與實際器件測試得到的轉移曲線和跨導曲線進行對比，結果如圖11。 從圖11中可W看出，仿真曲線和測試曲線能夠無誤差的擬合，表明改進后的高電子遷移率 晶體管大信號模型EE肥MT能夠精確模擬真實器件的性能，并且能夠證明新構建的模型具有 良好的收斂性。
[0154] 仿真4,對本發(fā)明改進前、后的高電子遷移率晶體管大信號模型EE肥MT散射參數(shù)進 行仿真，并與實際器件散射參數(shù)測試曲線進行對比，結果如圖12,測試的偏置點在外推的偏 置點下，其中源漏電壓為Vds = 24V，Vgs = -1.6V，其中圖12(a)為輸入和輸出端口電壓反射系 數(shù)的Smith圓圖表示，圖12(b)為正向和反向電壓增益極坐標表示，由于邸皿MT模型對直流 模型和交流模型的建模是分開的，因此有源補償子電路對直流模型的改進不會影響其交流 特性。從圖12中可W看到，現(xiàn)有邸肥MT模型和改進的邸肥MT模型對交流特性的仿真結果相 同，并且能夠很好的擬合器件測量的散射參數(shù)。
[0155] 仿真5,在最佳偏置點下對本發(fā)明改進前后的高電子遷移率晶體管大信號模型 EE肥MT性能進行仿真，并與實際器件的性能測試曲線進行對比，結果如圖13。從圖13中可W 看出，在￥<13 = 26￥、1<13 = 18〇1114的靜態(tài)工作點下，最佳源阻抗25=(3.114+撕355)〇，最佳負 載阻抗為孔=(6.255+jll.l24) Ω，當測試頻率f〇=l〇G化時，對柵指數(shù)為10,單指柵寬為 lOOum的器件進行測試，此時將模型中的Ng設為10，Wg設為100，ng設為10，wg設為100,從圖13 中可W看出，現(xiàn)有的EE肥MT模型和改進的EE肥MT模型均能夠很好的擬和輸出功率和功率增 益曲線。但是由于通過有源補償子電路改進的EE肥MT大信號模型能夠更加精確的仿真器件 的直流輸出特性，因此與現(xiàn)有的EE皿MT模型相比，本發(fā)明仿真得到的功率附加效率更加接 近測量的數(shù)據(jù)。
[0156] 仿真6,對不同尺寸的器件在最佳偏置點下改進前、后的高電子遷移率晶體管大信 號模型EE肥MT性能進行仿真，并與實際器件的性能測試曲線進行對比，結果如圖14.從圖14 中可W看出，在￥<13 = 28￥、。3 = 12〇1114的外推偏置條件下，最佳源阻抗25=(1.77〇-^'7.321) Ω，最佳負載阻抗ZL=(4.215+jl2.04) Ω，現(xiàn)聯(lián)頻率為時=18細Z，器件的柵指數(shù)為8,單指柵 寬為80um，因此模型中的Ng設為10，Wg設為100，ng設為8，wg設為80,由于新構建的非線性可 伸縮模型通過可伸縮的表格基電流源修正了現(xiàn)有的EEHEMT模型的源漏電流，因此能夠在不 對不同尺寸的器件進行建模的條件下，也能準確預測不同尺寸器件的性能。從圖14中可W 看到，添加了歸一化因子W后，新構建的非線性模型實現(xiàn)了可伸縮化，現(xiàn)有模型和新構建的 模型在輸出功率和功率增益均能很好的擬合測試數(shù)據(jù)，而新構建的模型能夠更加精確地擬 合功率附加效率。
[0157] W上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用于限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和 原則之內，所坐的任何修改、同等替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。
【主權項】
1. 一種GaN高電子迀移率晶體管非線性可伸縮模型的構建方法，其特征在于： (1) 對所用器件分別進行直流和交流特性測量，并通過測量數(shù)據(jù)計算高電子迀移率晶 體管大信號模型EEHEMT的參數(shù)； (2) 將所用器件測量得到的直流輸出曲線數(shù)據(jù)寫入到一個電流源內，并通過歸一化因 子將電流源可伸縮化； (3) 將所述EEHEMT大信號模型與電流源進行并聯(lián)，組成有源補償核，分別在有源補償核 的源極、柵極和漏極三個電極各串聯(lián)一個電感，同時在有源補償核的柵極和漏極各串聯(lián)一 個直流源，用來提供直流功率，構成有源補償子電路； (4) 在有源補償子電路的源極串聯(lián)一個電壓源，形成一個源極電位可調的有源補償子 電路，再將該源極電位可調的有源補償子電路與所述EEHEMT大信號模型并聯(lián)，即將該源極 電位可調的有源補償子電路的源極與所述EEHEMT的漏極相連，將源極電位可調的有源補償 子電路的漏極與所述EEHEMT模型的源極相連，得到GaN高電子迀移率晶體管HEMT非線性可 伸縮模型。2. 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于：步驟（1)中對所用器件分別進行直流和交 流特性測量，并通過測量數(shù)據(jù)計算高電子迀移率晶體管大信號模型EEHEMT的參數(shù)，是按如 下步驟進行： (2a)測量所用器件在冷偏截止時的散射參數(shù)S1，在低頻下計算出三個寄生電容，即柵 極寄生電容C:、漏極寄生電容(：2和柵漏寄生電容C3,在中頻和高頻下計算得到三個寄生電 感，即柵極引線寄生電感1^、漏極引線寄生電感L 2、源極引線寄生電感L3; (2b)測量所用器件在冷偏開啟時的散射參數(shù)S2,計算出三個寄生電阻，即柵極引線寄 生電阻R!，漏極引線寄生電阻R2,源極引線寄生電阻R3; (2c)測量所用器件的直流轉移曲線，通過曲線擬合得到直流參數(shù)； (2d)測量所用器件在不同偏置條件下的散射參數(shù)S3,并提取相應偏置條件下的柵源電 容C4和柵漏電容C5，通過曲線擬合，得到與柵源電容C4和柵漏電容C5相關的交流參數(shù)； (2e)對上述高電子迀移率晶體管大信號模型EEHEMT的本征參數(shù)進行優(yōu)化，使模型的仿 真值逼近實際測量值，完成EEHEMT的建立。3. 根據(jù)權利要求2所述的方法，其特征在于:步驟(2a)中測量所用器件在冷偏截止時的 散射參數(shù)S1，在低頻下計算出三個寄生電容，在中頻和高頻下計算得到三個寄生電感，按如 下步驟進行： (2al)通過矢量網(wǎng)絡分析儀VNA測量所用器件在冷偏截止時的散射參數(shù)S1，表示為：其中，Sin為器件在冷偏截止時的輸入端口電壓反射系數(shù)，SI21為器件在冷偏截止時的 正向電壓增益，S112為器件在冷偏截止時的反向電壓增益，S122為器件在冷偏截止時的輸出 端口電壓反射系數(shù)； (2a2)對測量出的所用器件在冷偏截止時的散射參數(shù)S1進行變換，得到器件在冷偏截 止時的導納參數(shù)Y1，其中，Yin為器件在冷偏截止時的輸入導納，Yl12為器件在冷偏截止時的反向轉移導納， Υ121為器件在冷偏截止時的正向轉移導納，Υ122為器件在冷偏截止時的輸出導納； (2a3)提取器件在冷偏截止時的導納參數(shù)Υ1的虛部： Im(Ylii)=w(Ci+Cii+C3+C3i) Im(Yli2) = Im(Y2i) =-w(C3+C3i) Im(Yl22)=w(C2+C2i+C3+C3i) 其中，w為角頻率，Im表示提取虛部，Cu為器件在冷偏截止時的柵源本征電容，C2l為器件 在冷偏截止時的漏源本征電容，C3l為器件在冷偏截止時的柵漏本征電容； (2a4)利用上述導納參數(shù)根據(jù)器件在冷偏截止時低頻下的等效電路模型，計算出三組 電容的數(shù)值； Ci+Cii=l/w · Im(Ylii+Yli2) C2+C2i=l/w · Im(Yl22+Yl2i) C3+C3i = -l/w · Im(Yli2) = -l/w · Im(Yl2i)； (2a5)對計算的電容進行分離優(yōu)化，其中&的優(yōu)化范圍為從0到(CdCu)，每次優(yōu)化的結 果為Cln，C2的優(yōu)化范圍為從0到(C2+C2i )，每次優(yōu)化的結果為C2n，C3的優(yōu)化范圍為從0到(C3+ C3i)，每次優(yōu)化的結果為C3n，同時將Cu設定為(Ci+Cu-Ch)，將C2i設定為(C 2+C2i-C2n)，將C3i設 定為(C 3+C3l-C3n)，當優(yōu)化后的仿真結果與測量結果在低頻段一致時，優(yōu)化結束； (2a6)利用下式從器件在冷偏截止時的導納參數(shù)Y1消去與步驟(2a)相同的三個寄生電 容，得到去除寄生電容后的導納參數(shù)Y2:其中，j為虛數(shù)單位； (2a7)將去除寄生電容后的導納參數(shù)Y2轉換成去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1:其中，Zln為去除寄生電容后的輸入阻抗，2112為去除寄生電容后的反向轉移阻抗，Zl21 為去除寄生電容后的正向轉移阻抗，Zl22為去除寄生電容后的輸出阻抗； (2a8)將去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1表示為：其中，A ZiS器件在冷偏截止時中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的柵極修正項，Δ Z2 為器件在冷偏截止時中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的漏極修正項，A Z3為器件在冷偏 截止時中頻和高頻等效電路模型本征參數(shù)的源極修正項； (2a9)忽略修正項，并將去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z1乘以角頻率w，取虛部得到：然后以w2為自變量，計算上述三條曲線的斜率，得到三個寄生電感U、L2、L3的值。4. 根據(jù)權利要求2所述的方法，其特征在于:步驟(2b)中測量所用器件在冷偏開啟時的 散射參數(shù)S2,計算出三個寄生電阻，步驟如下： (2bl)通過矢量網(wǎng)絡分析儀VNA測量所用器件在冷偏開啟時的散射參數(shù)S2,表示為：其中，S2n為器件在冷偏開啟時的輸入端口電壓反射系數(shù)，S221為器件在冷偏開啟時的 正向電壓增益，S2l2為器件在冷偏開啟時的反向電壓增益，S222為器件在冷偏開啟時的輸出 端口電壓反射系數(shù)； (2b2)根據(jù)器件在冷偏開啟時的等效電路，將器件在冷偏開啟時的散射參數(shù)S2轉換為 器件在冷偏開啟時的導納參數(shù)Y3,消去與步驟(2a)相同的三個寄生電容，得到器件在冷偏 開啟時去除寄生電容的導納參數(shù)Y4,并將Y4轉換成器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的阻 抗參數(shù)Z2，其中，Z2n為器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的輸入阻抗，Z212為器件在冷偏開啟時 去除寄生電容后的反向轉移阻抗，2221為器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的正向轉移阻 抗，Z222為器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的輸出阻抗； (2b3)利用下式從器件在冷偏開啟時去除寄生電容后的阻抗參數(shù)Z2消去與步驟(2a)中 相同的三個寄生電感，得到去除寄生電感的阻抗參數(shù)Z3:(2b4)忽略修正項，將去除寄生電感的阻抗參數(shù)Z3乘以w2,然后取實部，得到下式： w2Re(Z3ii) =w2(Ri+R3) w2Re(Z322) =w2(R2+R3) w2Re(Z3i2) =w2Re(Z32i) =w2R3 其中，Re表示提取實部，Z3n為去除寄生電感后的輸入阻抗，2312為去除寄生電感后的反 向轉移阻抗，2321為去除寄生電感后的正向轉移阻抗，Z322為去除寄生電感后的輸出阻抗； 以w2為自變量，求上述三條曲線的斜率，便可求出三個寄生電阻Ri、R2、R3的值。5. 根據(jù)權利要求2所述的方法，其特征在于：步驟（2c)中測量所用器件的直流轉移曲 線，通過曲線擬合得到直流參數(shù)，步驟如下： (2cl)利用半導體參數(shù)分析儀測量所用器件的直流轉移曲線，并求出跨導曲線，其中cons表示常數(shù)，Ids為源漏電流，gA跨導，Vgs為柵源電壓，Vd為漏極電壓； (2c2)通過擬合8?，^，得到高電子迀移率晶體管大信號模型EEHEMT中的直流DC參數(shù)， 該DC參數(shù)包括跨導峰值Gmmax、跨導峰值處柵壓Vgo、跨導壓縮處柵壓Vco、閾值電壓Vto、跨 導轉換區(qū)間Alpha、跨導壓縮斜率Deltgm、跨導尾部柵壓Vba和跨導線性壓縮區(qū)間Vbc。6.根據(jù)權利要求2所述的方法，其特征在于:步驟(2d)中測量所用器件在不同偏置條件 下的散射參數(shù)S3,并提取相應偏置條件下的柵源電容C4和柵漏電容C5,通過曲線擬合，得到 與柵源電容C 4和柵漏電容(：5相關的交流參數(shù)，其步驟如下： (2dl)通過矢量網(wǎng)絡分析儀VNA測量所用器件在不同偏置條件下的散射參數(shù)S3,其表示 為：其中，S3n為不同偏置條件下的輸入端口電壓反射系數(shù)，S321為不同偏置條件下的正向 電壓增益，3312為不同偏置條件下的反向電壓增益，S322為不同偏置條件下的輸出端口電壓 反射系數(shù)； (2d2)將不同偏置條件下的散射參數(shù)S3,轉化成導納參數(shù)Y5,并去掉三個寄生電容 和C3,得到導納參數(shù)Υ6,再將該導納參數(shù)Υ6轉化成不同偏置條件下去除寄生電容后的阻抗 參數(shù)Z4,從Z4中去掉三個寄生電感Li、L 2、L3和三個寄生電阻心、1?2、1?3，得到去掉寄生參數(shù)的 阻抗參數(shù)Z5,將去掉寄生參數(shù)的阻抗參數(shù)Z5轉化為去掉寄生參數(shù)的導納參數(shù)Y7，其中，Y7n為去掉寄生參數(shù)的輸入導納，Y712為去掉寄生參數(shù)的反向轉移導納，Y721為去 掉寄生參數(shù)的正向轉移導納，Y722為去掉寄生參數(shù)的輸出導納； (2d3)通過下式從去掉寄生參數(shù)的導納參數(shù)Y7,計算得到柵源電容C4和柵漏電容C5:(2d4)擬合C4-Vg3PC4-Vgd曲線，得到高電子迀移率晶體管大信號模型EEHEMT中最大輸 入電容Clio、最小輸入電容Cllth、過渡電壓Deltgs、飽和區(qū)過度電壓Deltds、電容-電壓曲 線反射點電壓Vinfl和電容-電壓曲線斜率Lambda，其中，V gd為柵漏電壓； (2d5)在Vgs = -2.0V和Vds>4.2V的條件下擬合C5-Vg4PC5-V gd曲線，得到高電子迀移率晶 體管大信號模型EEHEMT中的跨電容Cl2sat，同時在Vds>4.2V的條件下擬合C5-Vg4PC 5-Vgd曲 線，得到高電子迀移率晶體管大信號模型EEHEMT中的柵漏電容Cgdsat，其中，Vds為源漏電 壓。7. 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于：步驟(2)中將所用器件測量得到的直流輸 出曲線數(shù)據(jù)寫入到一個電流源內，并通過歸一化因子將電流源伸縮化，按如下步驟進行： (a) 將用集成電路與特征分析程序IC-CAP測試的直流輸出曲線數(shù)據(jù)的.ds文件直接寫 入電子設計自動化軟件ADS的直流電流源內，將電流流入的電極定義為漏極，將電流流出的 電極定義為源極，完成包含測試直流輸出曲線數(shù)據(jù)電流源的構建； (b) 假設在理想情況下器件的源漏電流的大小與總柵寬成正比例，對上述構建的電流 源引入源漏電流的歸一化因子α: α = αχ · 〇2其中，W為對柵指數(shù)的歸一化因子，〇2是對單指柵寬的歸一化因子。仏是所用器件的柵 指數(shù)，ng是所仿真新器件的柵指數(shù)，Wg是所用器件的單指柵寬，wg是所仿真新器件的單指柵 寬。8. 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于：步驟（3)中將EEHEMT大信號等效電路模型 與電流源進行并聯(lián)，是將EEHEMT的漏極與電流源的源極連接，將EEHEMT的源極與電流源的 漏極相連，組成有源補償核，并將EEHEMT漏極所在的電極定義為有源補償核的漏極，將 EEHEMT源極所在的電極定義為有源補償核的源極。9. 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于:步驟(3)中分別在有源補償核的源極、柵極 和漏極三個電極各串聯(lián)一個電感，使用電子設計自動化軟件ADS自帶的理想電感，分別是柵 極電感L 4、漏極電感1^5、源極電感L6,用來阻擋交流信號。10. 根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于:步驟(3)中在柵極和漏極各串聯(lián)一個直流 源，是在有源補償核的柵極與柵極電感L4之間串聯(lián)第一直流源Pi，在有源補償核的漏極與漏 極電感L 5之間串聯(lián)第二直流源P2。
【文檔編號】G06F17/50GK105825005SQ201610146520
【公開日】2016年8月3日
【申請日】2016年3月15日
【發(fā)明人】馬曉華, 鄭佳欣, 馬佩軍, 盧陽, 張恒爽, 郝躍
【申請人】西安電子科技大學