專利名稱：再生信號處理裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及對記錄在光盤等記錄媒體上的數(shù)據(jù)及被傳輸?shù)臄?shù)據(jù)進(jìn)行再生的再生信號處理裝置的技術(shù)。
背景技術(shù)：
近年來，伴隨著互聯(lián)網(wǎng)的速猛普及，個人處理信息等的信息量日益龐大。因此，對記錄信息的存儲裝置大容量化的要求急劇增大。為了使所述存儲裝置大容量化，需要提高記錄媒體的記錄密度?？墒牵涗浢芏仍礁?，碼間干涉的影響就越大，再生信號波形的質(zhì)量也就容易劣化。因此，難以通過提高分辨率大幅度提高記錄密度。
于是，為了獲得較高的分辨率及再生能力，一種稱作PRML(PartialResponse Maximum Likelihood)的再生信號處理方式便廣為人知。這種再生信號裝置，具有圖24所示的結(jié)構(gòu)。在該圖中，拾波器901，讀取由主軸電動機(jī)902的作用而被旋轉(zhuǎn)驅(qū)動的記錄媒體903上所記錄的數(shù)據(jù)，輸出與之相應(yīng)的再生信號。
可變增益放大器904(VGA)，將再生信號的振幅自動調(diào)整成適合于后述的A/D變換器909的輸入動態(tài)范圍。該可變增益放大器904，由增益調(diào)整電路905，根據(jù)A/D變換器909的輸出進(jìn)行控制。
模擬濾波器906，進(jìn)行去除高頻(端)噪波，及相應(yīng)系統(tǒng)(再生信號處理裝置)的PR均衡特性的預(yù)補(bǔ)償處理(具體地說，例如高頻(端)提升)。
加法電路907，受根據(jù)A/D變換器909的輸出的偏置調(diào)整電路908的控制，對再生信號的平均能級(level)進(jìn)行偏置，使再生信號的平均能級為0。
A/D變換器909，將再生信號量化后，輸出數(shù)字的再生信號數(shù)據(jù)。
數(shù)字信號處理部910，包括自適應(yīng)均衡濾波器911和維托畢譯碼器902，根據(jù)A/D變換器909輸出的再生信號數(shù)據(jù)，抽出2值的記錄數(shù)據(jù)(抽出數(shù)據(jù))。
PLL電路913(PLLPhase Locked Loop)，根據(jù)A/D變換器909輸出的再生信號數(shù)據(jù)，生成與抽出數(shù)據(jù)同步的時鐘信號，供給A/D變換器909及數(shù)字信號處理部910，同時還向圖中未示出的抽出數(shù)據(jù)處理部輸出。
另外，構(gòu)成所述數(shù)字信號處理部910的自適應(yīng)均衡濾波器911，如圖25所示，包括濾波器921和抽頭(tap)系數(shù)控制部922。
濾波器部921，由具有移位寄存器921a、乘法器921b…以及加法器921c的FIR濾波器構(gòu)成。
抽頭數(shù)據(jù)控制部922，控制分別輸入所述乘法器921b…的抽頭系數(shù)，具有期望值推定部922a、加法器922b、抽頭系數(shù)更新部922c，通過將所述抽頭系數(shù)自動更新(修正)成均衡誤差較小的最佳值，從而進(jìn)行適應(yīng)維托畢譯碼器912的特性的所定的PR均衡。作為所述抽頭系數(shù)修正的算法，可以使用LMS(Least Mean Square)。
在結(jié)構(gòu)為如上所述的再生信號處理裝置中，通過模擬濾波器906，去除模擬再生信號中的高頻噪波，并且進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償處理。根據(jù)對經(jīng)過這種處理的再生信號進(jìn)行A/D變換后獲得的再生信號數(shù)據(jù)，在PLL電路913中生成時鐘信號，從而利用A/D變換器909進(jìn)行適當(dāng)?shù)娜拥龋⒗米赃m應(yīng)均衡濾波器911適當(dāng)?shù)剡M(jìn)行PR均衡。這樣，可以再生高精度的記錄數(shù)據(jù)，因此，不會增大錯誤率，易于實(shí)現(xiàn)記錄密度的高密度化。
然而，在上述這種利用模擬濾波器906進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償?shù)姆绞街?，因特性的調(diào)整比較困難，所以難以相應(yīng)記錄媒體903等的經(jīng)長時間變化及環(huán)境條件的變動而引起的再生信號的特性變化，可靠地再現(xiàn)記錄數(shù)據(jù)。于是，如日本國特開2001-184795號公報(第0018段、第21圖)所描述的那樣，在A/D變換器和PLL電路之間，設(shè)置自適應(yīng)均衡器，以提高對輸入到PLL電路中的再生信號補(bǔ)償特性。這種結(jié)構(gòu)已廣為人知。
可是，在上述這種根據(jù)自適應(yīng)均衡器的輸出使PLL電路動作的結(jié)構(gòu)中，參數(shù)的設(shè)定等，雖然比模擬濾波器906的調(diào)整容易一些，但仍舊復(fù)雜困難，有時還未必能可靠地再生記錄數(shù)據(jù)。這是因?yàn)樽赃m應(yīng)均衡器和PLL電路都是構(gòu)成反饋環(huán)的元件，這兩個環(huán)的雙重存在，所以往往互相影響，而使反饋環(huán)發(fā)散的緣故。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于此，本發(fā)明的目的在于，通過實(shí)現(xiàn)能真實(shí)而且容易地再生高精度的記錄數(shù)據(jù)，從而使記錄密度的大幅度提高成為可能。
為了解決上述課題，本發(fā)明之1所述發(fā)明采取的解決手段，是包括將輸入的模擬再生信號量化后，輸出數(shù)字再生信號數(shù)據(jù)的A/D變換器；以根據(jù)均衡前后的數(shù)據(jù)所控制的特性、均衡所述再生信號數(shù)據(jù)的自適應(yīng)均衡器；以及，輸出與所述再生信號數(shù)據(jù)同步的時鐘信號的PLL電路，的再生信號處理裝置。其特征在于具有去掉所述再生信號中所含噪波的模擬濾波器；和設(shè)置在所述A/D變換器和所述自適應(yīng)均衡器之間，以固定的特性，均衡所述再生信號數(shù)據(jù)的數(shù)字濾波器，所述PLL電路，根據(jù)所述數(shù)字過濾器的輸出，輸出所述時鐘信號。
本發(fā)明之2所述的發(fā)明，是本發(fā)明之1敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述模擬濾波器是具有低通道特性的濾波器。
本發(fā)明之3所述的發(fā)明，是本發(fā)明之1敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器是具高頻提升特性的濾波器。
這樣，被數(shù)字濾波器均衡(預(yù)補(bǔ)償)的再生信號數(shù)據(jù)，被輸入到PLL電路中，所以能使時鐘信號高精度地與再生信號數(shù)據(jù)同步，并且能很容易地通過A/D變換器進(jìn)行采樣以及通過自適應(yīng)均衡器進(jìn)行均衡等。而且，由于數(shù)字濾波器的特性被固定，所以還能很容易地抑制PLL電路中的反饋環(huán)的發(fā)散等，因此，可以真實(shí)、容易地再生高精度記錄數(shù)據(jù)。
本發(fā)明之4所述的發(fā)明，是本發(fā)明之3敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器還具有低通特性，能使低于所述模擬濾波器的頻率成分通過。
這樣，例如通過使模擬濾波器具有能夠抑制A/D變換而造成的反射噪波的影響程度的低通特性，而使數(shù)字濾波器具有更嚴(yán)密的低通特性，從而能使整體獲得適當(dāng)?shù)奶匦缘耐瑫r，還能使模擬濾波器的結(jié)構(gòu)簡單，在組成半導(dǎo)體集成電路時，減小芯片的面積。
本發(fā)明之5所述的發(fā)明，是本發(fā)明之1敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器還具有與設(shè)定的一個以上的抽頭系數(shù)相適應(yīng)的特性的FIR濾波器。
這樣，就能易于構(gòu)成數(shù)字濾波器。
本發(fā)明之6所述的發(fā)明，是本發(fā)明之1敘及的再生信號處理裝置，其特征在于還具有控制部，可在開始再生信號處理之前，先在所述數(shù)字濾波器中設(shè)定所述固定的特性。
本發(fā)明之7所述的發(fā)明，是本發(fā)明之6敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器，是具有與設(shè)定的一個以上的抽頭系數(shù)相適應(yīng)的特性的FIR濾波器；所述控制部通過選擇多種抽頭系數(shù)中的某一個后，在數(shù)字濾波器中，設(shè)定所述固定特性。
本發(fā)明之8所述的發(fā)明，是本發(fā)明之6敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述控制部，根據(jù)與所述PLL電路中的相位誤差相適應(yīng)的值，設(shè)定所述數(shù)字濾波器的所述固定特性。
本發(fā)明之9所述的發(fā)明，是本發(fā)明之6敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述控制部根據(jù)所述自適應(yīng)均衡器的均衡誤差，設(shè)定所述數(shù)字濾波器的所述固定特性。
本發(fā)明之10所述的發(fā)明，是本發(fā)明之6敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述控制部根據(jù)所述自適應(yīng)均衡器中均衡前后的數(shù)據(jù)差，設(shè)定所述數(shù)字濾波器的所述固定特性。
這樣，由于設(shè)定了數(shù)字濾波器的特性，使之能更可靠地提高再生信號數(shù)據(jù)的質(zhì)量，所以可以更加真實(shí)、容易地再生高精度的記錄數(shù)據(jù)。
本發(fā)明之11所述的發(fā)明，是本發(fā)明之6敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述控制部，在開始再生信號處理之前，將所定的特性和使所述自適應(yīng)均衡濾波器動作、收斂的特性組合而成的特性，作為所述數(shù)據(jù)濾波器中的所述固定特性加以設(shè)定。
本發(fā)明之12所述的發(fā)明，是本發(fā)明之11敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器及所述自適應(yīng)均衡濾波器，分別具備具有與設(shè)定的一個以上的抽頭系數(shù)相適應(yīng)的特性的FIK濾波器；所述控制部，將通過對所述數(shù)字濾波器中具有所述所定特性時的所述抽頭系數(shù)和所述自適應(yīng)均衡濾波器中具有所述收斂特性時的所述抽頭系數(shù)進(jìn)行和積運(yùn)算后得到的值，作為所述數(shù)字濾波器的抽頭系數(shù)予以設(shè)定。
這樣，給數(shù)字濾波器增加了低通功能及高頻提升功能，使其能兼具再生信號的群延遲的修正功能等，所以可以使接近于以前的不具備數(shù)字濾波器的裝置中由自適應(yīng)均衡濾波器輸出的高質(zhì)量的再生信號數(shù)據(jù)輸入到PLL電路中。因此，可以獲得更正確的時鐘信號，可以更真實(shí)、容易地再生高精度的記錄數(shù)據(jù)。
本發(fā)明之13所述的發(fā)明，是本發(fā)明之1敘及的再生信號處理裝置，其特征在于所述PLL電路，輸出驅(qū)動所述自適應(yīng)均衡器的第1時鐘信號，和驅(qū)動所述A/D變換器及所述數(shù)字濾波器、頻率為第1時鐘信號的2倍以上的整數(shù)倍的第2時鐘信號。
這樣，通過進(jìn)行所謂的過采樣，從而易于高精度地進(jìn)行A/D變換，以及通過數(shù)字濾波器進(jìn)行均衡。
本發(fā)明之14所述的發(fā)明，是本發(fā)明之1敘及的讀取記錄媒體上記錄的記錄數(shù)據(jù)的再生信號處理裝置，其特征在于所述模擬濾波器具有低通特性；所述模擬濾波器中通過的頻率成分的上限，隨著所述記錄數(shù)據(jù)的讀取速度而變。
這樣就可以按照記錄數(shù)據(jù)的讀取速度，輕而易舉地排除反射噪波的影響。
本發(fā)明之15所述的發(fā)明，是本發(fā)明之1敘及的讀取記錄媒體上記錄的記錄數(shù)據(jù)的再生信號處理裝置，其特征在于所述PLL電路，輸出驅(qū)動所述自適應(yīng)均衡器的第1時鐘信號，和驅(qū)動所述A/D變換器及所述數(shù)字濾波器的第2時鐘信號；所述第1時鐘信號的頻率，設(shè)定成與所述記錄數(shù)據(jù)的讀取速度一致的頻率；所述第2時鐘信號的頻率，則與所述記錄數(shù)據(jù)的讀取速度無關(guān)，設(shè)定成大體一定。
這樣，通過將所述A/D變換器的采樣頻率設(shè)定成一定，就能即使不改變模擬濾波器的特性，也能對記錄數(shù)據(jù)的各種讀取速度都能輕而易舉地排除反射噪波的影響。


圖1是表示實(shí)施例1的再生信號處理裝置要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖2是表示實(shí)施例1的再生信號處理裝置中數(shù)字濾波器107的方框。
圖3是表示實(shí)施例1的再生信號處理裝置自適應(yīng)均衡濾波器109的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖4是表示實(shí)施例1的再生信號處理裝置控制器部112結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖5是表示實(shí)施例1的再生信號處理裝置抽頭系數(shù)表131的存儲內(nèi)容示例的說明圖。
圖6是表示實(shí)施例1的再生信號處理裝置PLL電路111的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖7是表示實(shí)施例1的再生信號處理裝置相位誤差檢測示例的說明圖。
圖8是表示實(shí)施例2的再生信號處理裝置的要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖9是表示實(shí)施例2的再生信號處理裝置自適應(yīng)均衡濾波器209的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖10是表示實(shí)施例3的再生信號處理裝置要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖11是表示實(shí)施例4的再生信號處理裝置要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖12是表示實(shí)施例4的再生信號處理裝置中控制器部412的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖13是表示實(shí)施例4的再生信號處理裝置的抽頭系數(shù)合成示例的說明圖。
圖14是表示實(shí)施例4的再生信號處理裝置的抽頭系數(shù)合成的另一示例的說明圖。
圖15是表示實(shí)施例4的再生信號處理裝置的抽頭系數(shù)又一示例的說明圖。
圖16是表示變形例1的再生信號處理裝置要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖17是表示該裝置的PLL電路511的要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖18是表示變形例1的再生信號處理裝置中過采樣動作的示例的說明圖。
圖19是表示變形例2的再生信號處理裝置要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖20是表示該裝置中模擬濾波器603的特性示例的曲線圖。
圖21是表示實(shí)施例5的再生信號處理裝置要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖22是表示該裝置的2倍速再生時模擬濾波器103及數(shù)字濾波器107的特性示例的曲線圖。
圖23是表示該裝置的1倍速再生時模擬濾波器103及數(shù)字濾波器107的特性示例的曲線圖。
圖24是表示現(xiàn)有技術(shù)的再生信號處理裝置要部結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖25是表示該裝置中自適應(yīng)均衡濾波器911的結(jié)構(gòu)的方框圖。
圖中101-可變增益放大器；102-增益調(diào)整電路；103-模擬濾波器；104-加法電路；105-偏置調(diào)整電路；106-A/D變換器；107-數(shù)字濾波器；107a-移位寄存器；107b-乘法器；107c-加法器；108-數(shù)字信號處理部；109-自適應(yīng)均衡濾波器；110-維托畢譯碼器；111-PLL電路；112-控制器部；121-濾波器部；121a-移位寄存器；121b-乘法器；121c-加法器；122-抽頭系數(shù)控制部；122a-期望值推定部；122b-減法器；122c-抽頭系數(shù)更新部；131-抽頭系數(shù)表；132-抽頭系數(shù)控制部；133-最小值保持寄存器；134-比較器；135-地址保持寄存器；141-相位比較器；142-PLPF；143-D/A變換器；144-VCO；145-分頻電路；146-累加器；209-自適應(yīng)均衡濾波器；312-控制器部；312a-差分累加器；409-自適應(yīng)均衡濾波器；412-控制器部；436-抽頭系數(shù)合成部；511-PLL電路；545-分頻電路；546-分頻比設(shè)定電路；603-模擬濾波器；612-控制器部；612a-截止控制部；711-PLL電路；712-控制器部；712a-時鐘比控制部。
具體實(shí)施例方式
下面，作為本發(fā)明的實(shí)施例，參閱附圖，對DVD(Digital VersatileDisc)等可移動的記錄媒體記錄的數(shù)據(jù)進(jìn)行再生的再生信號處理裝置作一闡述。
(實(shí)施例1)(再生信號處理裝置的結(jié)構(gòu))圖1是表示本發(fā)明的實(shí)施例1涉及的再生信號處理裝置的要部的結(jié)構(gòu)的方框圖。
在圖1中，拾波器讀取光盤等記錄媒體記錄的記錄數(shù)據(jù)，并將再生信號輸入給可變增益放大器101(VGA)，可變增益放大器101自動調(diào)整該再生信號的振幅，使之適合于后文將要闡述的A/D變換器106的輸入動態(tài)范圍。該可變增益放大器101，由增益調(diào)整電路，根據(jù)A/D變換器106的輸出進(jìn)行控制。
模擬濾波器103，由低通濾波器構(gòu)成，可以去除高頻噪波。
加法電路104，受根據(jù)A/D變換器106的輸出進(jìn)行補(bǔ)償調(diào)整的偏置調(diào)整電路105的控制，使再生信號偏置成再生信號的平均能級為0。
A/D變換器106，將再生信號量化后，輸出數(shù)字再生信號。
數(shù)字濾波器107的特性受后文將要闡述的控制器部112的控制，在以低于模擬濾波器103的截止頻率進(jìn)一步去除高頻噪波的同時，還根據(jù)系統(tǒng)(再生信號處理裝置)的PR均衡特性進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償處理(具體的說，例如進(jìn)行高頻提升)。
數(shù)字信號處理部108，包括自適應(yīng)均衡濾波器109和維托畢譯碼器110，根據(jù)數(shù)字濾波器107輸出的再生信號數(shù)據(jù)，抽出2值的記錄數(shù)據(jù)(抽出數(shù)據(jù))。
控制器部112，按照所述PLL電路111輸出的抖動值，控制數(shù)字濾波器107的特性。就是說，在裝填記錄媒體時等所進(jìn)行的預(yù)備性的再生動作之際(學(xué)習(xí)期間)，決定PLL電路111輸出的抖動值成為最小的抽頭系數(shù)，在進(jìn)行其后的通常的再生動作時，將所決定的所述抽頭系數(shù)向數(shù)字濾波器107輸出。
PLL電路111(PLLPhase Locked Loop)根據(jù)數(shù)字濾波器107輸出的再生信號數(shù)據(jù)，生成與抽出數(shù)據(jù)同步的時鐘信號，將其供給A/D變換器106、數(shù)字濾波器107以及數(shù)字信號處理部108，并且還向圖中未示出的抽出數(shù)據(jù)處理部輸出。
下面，對所述數(shù)字濾波器107，自適應(yīng)均衡濾波器109、控制器部112以及PLL電路作進(jìn)一步詳述。
(數(shù)字濾波器107)數(shù)字濾波器107，具體地說，如圖2所示，由具有移位寄存器107a、乘法器107b…和加法器107c的橫向(transversal)式FIR濾波器構(gòu)成。通過將來自控制器部112的抽頭系數(shù)輸入到所述乘法器107b…，從而控制濾波器的特性。
(自適應(yīng)均衡濾波器109)構(gòu)成所述數(shù)字信號處理部108的自適應(yīng)均衡濾波器109，如圖3所示，包括濾波器部121和抽頭系數(shù)控制部122。
濾波器部121由具有移位寄存器121a、乘法器121b…和加法器121c的FIR濾波器構(gòu)成。
抽頭系數(shù)控制部122，控制分別輸入所述乘法器121b…的抽頭系數(shù)，包括期望值推定部122a、減法器122b、抽頭系數(shù)更所部122c。所述期望值推定部122a，相應(yīng)濾波器部121輸出的再生信號數(shù)據(jù)，輸出作為該再生信號數(shù)據(jù)的正確值的預(yù)料的期望值。減法器122b求出所述期望值與濾波器部121輸出之間的差(均衡誤差)。抽頭系數(shù)更所部122c根據(jù)所述均衡誤差與輸入到濾波器部121的再生信號數(shù)據(jù)之間的關(guān)系，更新(修正)輸入給濾波器部121的乘法器121b…的抽頭系數(shù)。作為所述抽頭系數(shù)修正的算法，可使用例如LMS(Least Mean Square)。如上所述，通過將抽頭系數(shù)自動更新成均衡誤差變小的最佳值，從而進(jìn)行維托畢譯碼器110的特性相對應(yīng)的所定的PR均衡(例如PR(1，1)均衡及PR(1，2，1)均衡等)。
(控制器部112)控制器部112，如圖4所示，由抽頭系數(shù)表131、抽頭系數(shù)控制部132、最小值保持寄存器133、比較器134和地址保持寄存器135構(gòu)成。
在所述抽頭系數(shù)表131中，如圖5所示，各種截止特性和高頻提升特性組合而成的多組抽頭系數(shù)的組，作為存儲在各存儲地址區(qū)域中的數(shù)據(jù)予以保持。
抽頭系數(shù)控制部132，在裝填記錄媒體等的學(xué)習(xí)期間，依次讀取所述抽頭系數(shù)131中保持著的各組的抽頭系數(shù)，向數(shù)字濾波器107輸出。而在學(xué)習(xí)期間結(jié)來后的通常再生動作時，讀取與地址保持寄存器135所保持的地址相適應(yīng)的那一組抽頭系數(shù)，向數(shù)字濾波器107輸出。
最小值保持寄存器133，按照抽頭系數(shù)控制部132輸出的各抽頭系數(shù)，保持由PLL電路111輸出的抖動值的最小值。
比較器134，對最小值保持寄存器133所保持的值和PLL電路111輸出的抖動值進(jìn)行比較，在PLL電路111輸出的抖動值較小時，輸出閂鎖信號(閂鎖脈沖)，將所述抖動值作為新的最小值，保持在最小值保持寄存器133中。
地址保持寄存器135，按照所述比較器134輸出的閂鎖信號，保持著抽頭系數(shù)控制部132輸出的地址，即存儲著抽頭系數(shù)表131中使抖動值為最小值的那組抽頭系數(shù)的區(qū)域的地址。
另外，控制器部112并不局限于由上述硬件構(gòu)成，也可采用微機(jī)和軟件使之具有同樣的功能。
(PLL電路111)PLL電路111，如圖6所示，包括相位比較器141、PLPF142(PhaseLoop Filter)、A/D變換器143、VCO144(Voltage-Controlled Oscillator)、分頻電路145、累加器146。所述累加器146，對相位比較器141輸出的相位誤差的絕對值(或平方值)進(jìn)行累計，將其平均值作為抖動值，向控制器部112輸出。此外，如上所述那樣，將相位誤差的平均值向控制器部112輸出，雖然一般地從易于減少相位誤差離散的影響的角度出發(fā)是所希望的，但并不限于此，直接輸出相位誤差等，只要可以輸出相應(yīng)相位誤差的值即可。另外，也可以由PLL電路111直接輸出相位誤差，通過控制器部112算出平均值。并且，在相位誤差的離散(標(biāo)準(zhǔn)偏差)超過所定值時(即使平均值較小)也可以在控制器部112中不進(jìn)行最小值判斷。另外，所述分頻電路145不設(shè)置也行。但使VCO144振蕩高頻的時鐘后分頻，易于減少頻率起伏的影響。
(再生信號處理裝置的動作)在結(jié)構(gòu)為如上所述的再生信號處理裝置中，對記錄媒體記錄的數(shù)據(jù)進(jìn)行再生之前，在裝填記錄媒體之際的學(xué)習(xí)期間，進(jìn)行下述預(yù)備性的再生動作，決定給予數(shù)字濾波器107的抽頭系數(shù)。
就是說，控制器部112的抽頭系數(shù)控制部132，依次讀取抽頭系數(shù)表131中保持的抽頭系數(shù)(的組)，向數(shù)字濾波器107輸出。另一方面，可變增益放大器101等，進(jìn)行與通常再生時一樣的動作。即，光拾波器等輸出的再生信號，由可變增益放大器101等進(jìn)行增益調(diào)整，由模擬濾波器103去除高頻雜音，由加法電路進(jìn)行補(bǔ)償調(diào)整。A/D變換器106，按照PLL電路輸出的時鐘信號，對模擬的再生信號進(jìn)行取樣，變換成數(shù)字再生信號后，向數(shù)字濾波器107輸出。數(shù)字濾波器107以被控制器部112輸出的抽頭系數(shù)所確定的截止特性及升高特性，進(jìn)行再生信號數(shù)據(jù)的預(yù)補(bǔ)償。
經(jīng)所述預(yù)補(bǔ)償后的再生信號數(shù)據(jù)，輸入到PLL電路111中，被相位比較器141檢測出與分頻電路145輸出的時鐘信號的相位誤差。這種檢測是根據(jù)再生信號數(shù)據(jù)中零交點(diǎn)附近的時刻的值進(jìn)行的。說得再詳細(xì)一些，假如在圖7所示的零交點(diǎn)附近，被取樣的再生信號數(shù)據(jù)的值為a0～a2，則通過求出a1/(a0-a2)后，作為相位誤差，就能求出再生信號中實(shí)際零交點(diǎn)的時刻和值a1的取樣時刻之差。于是，按照該相位誤差控制VCO144的振蕩頻率，就能使時鐘信號的相位與再生信號中實(shí)際零交點(diǎn)同步。還有，所述相位誤差的絕對值被累加器146平均化后，求得抖動值，輸入到控制器部112。
在控制器部112中，每當(dāng)比最小值保持寄存器133所保持的值還小的抖動值由PLL電路111輸入后，該抖動值即作為最小值，由最小值保持寄存器133保持。與此同時，與向數(shù)字濾波器107輸出的抽頭系數(shù)相對應(yīng)的地址(該抽頭系數(shù)被抽頭系數(shù)表131保持的區(qū)域的地址)則被地址保持寄存器135保持。
抽頭系數(shù)表131保持的各抽頭系數(shù)的組，均進(jìn)行上述動作。從而求出抖動值最小的抽頭系數(shù)的組。這樣，抖動值最小就意味著數(shù)字濾波器107進(jìn)行了適度的預(yù)補(bǔ)償，數(shù)字濾波器107輸出的再生信號數(shù)據(jù)中零交點(diǎn)的時刻穩(wěn)定。另外，根據(jù)這種再生信號數(shù)據(jù)，進(jìn)行PLL動作后，還能通過A/D變換器106以適當(dāng)?shù)臅r刻獲取再生信號數(shù)據(jù)。
于是，在以后的通常再生時，通過將上述那種抽頭系數(shù)給與數(shù)字濾波器107，從而使以適當(dāng)?shù)臅r刻取樣及經(jīng)預(yù)補(bǔ)償?shù)脑偕盘枖?shù)據(jù)輸入到自適應(yīng)均衡濾波器109中。因此，自適應(yīng)均衡濾波器109也進(jìn)行適當(dāng)?shù)腜R均衡，維托畢譯碼器110則進(jìn)行記錄數(shù)據(jù)的再生。
綜上所述，通過將抖動值作為指標(biāo)，決定數(shù)字濾波器107的抽頭系數(shù)，從而能方便地求出適應(yīng)記錄媒體及環(huán)境條件的離差等的適當(dāng)?shù)某轭^系數(shù)。通過將該抽頭系數(shù)固定地設(shè)置在數(shù)字濾波器107中后，可以進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償及PLL動作，而不會帶來反饋環(huán)的不穩(wěn)定狀態(tài)，從而能再生高精度的記錄數(shù)據(jù)。
作為模擬濾波器103，使用增益按照頻率緩慢變化且具有可以抑制反射噪波的最低限度的低通特性的濾波器，通過與數(shù)字濾波器107的特性的合成，可以獲得最佳的特性。因此，能夠避免使模擬濾波器103具有急劇的特性時，在群遲延的作用下PLL難以鎖定的狀態(tài)，還可以不受高頻提升限界的制約。因此，不需要進(jìn)行因半導(dǎo)體集成電路微細(xì)化后而變得困難的模擬濾波器103的多功能化高性能化，可以使模擬濾波器103的結(jié)構(gòu)簡單，還有利于減小半導(dǎo)體集成電路的芯片面積。
(實(shí)施例2)下面，對實(shí)施例2的再生信號處理裝置作一闡述。在以下的實(shí)施例中，對與上述實(shí)施例1等具有相同功能的構(gòu)件，賦予相同的符號，并且不再說明。
該再生信號處理裝置，如圖8所示，取代前述實(shí)施例1的再生信號處理裝置(圖1)中的自適應(yīng)均衡濾波器109(圖3)的，是自適應(yīng)均衡濾波器209。該自適應(yīng)均衡濾波器209輸出的均衡誤差，被輸入到控制器部112中。所述均衡誤差，具體地說，如圖9所示，是作為自適應(yīng)均衡濾波器209中濾波器部121的輸出與期望值推定部122a的輸出之差而求出來的。
控制器部112根據(jù)所述均衡誤差進(jìn)行的動作，與前述實(shí)施例1相同。即在學(xué)習(xí)期間，在數(shù)字濾波器107中設(shè)定各種抽頭系數(shù)，求出均衡誤差最小的抽頭系數(shù)。這樣，均衡誤差最小，就意味著對于穩(wěn)定的波形的失真等的(接近PR均衡)預(yù)補(bǔ)償，已通過數(shù)字濾波器107，基本上可靠地進(jìn)行了，在自適應(yīng)均衡濾波器209中，主要進(jìn)行了適應(yīng)動態(tài)變動等的均衡處理。所以，如上所述，自適應(yīng)均衡濾波器209中，均衡誤差被作為求出數(shù)字濾波器107的最適當(dāng)?shù)某轭^系數(shù)的指標(biāo)而使用，從而仍舊能夠進(jìn)行適當(dāng)?shù)念A(yù)補(bǔ)償及PLL動作，再生高精度的記錄數(shù)據(jù)。
(實(shí)施例3)實(shí)施例3的再生信號處理裝置，如圖10所示，自適應(yīng)均衡濾波器109的輸入輸出的再生信號數(shù)據(jù)，即由數(shù)字濾波器107輸入給自適應(yīng)均衡濾波器109的再生信號數(shù)據(jù)，和由自適應(yīng)均衡濾波器109輸出的再生信號數(shù)據(jù)，均被輸入到控制器部312中?？刂破鞑?12在實(shí)施例1的控制器部112(圖4)上，又增加了差分累加部312a，它可以計算出所述自適應(yīng)均衡濾波器109的輸入輸出的再生信號數(shù)據(jù)差分的絕對值(或平方值)的平均值。在求出抽頭系數(shù)使該差分累加部312輸出的平均值為最小值的這一點(diǎn)上，與實(shí)施例1的控制器部112相同。
如上所述，通過決定數(shù)字濾波器107的抽頭系數(shù)，使自適應(yīng)均衡濾波器109的輸入輸出的再生信號數(shù)據(jù)差分最小，仍舊能使數(shù)字濾波器107進(jìn)行適當(dāng)?shù)念A(yù)補(bǔ)償，所以可以再生高精度的記錄數(shù)據(jù)。
另外，取代求出上述那種使自適應(yīng)均衡濾波器109的輸入輸出再生信號數(shù)據(jù)差分的平均值最小的抽頭系數(shù)，也可以求出在所定的期間內(nèi)，所述差分成為所定基準(zhǔn)值以下的頻度最多的抽頭系數(shù)，或成為所定基準(zhǔn)值以上的頻度最少的抽頭系數(shù)等。
(實(shí)施例4)實(shí)施例4的再生信號處理裝置，與實(shí)施例1的再生信號處理裝置(圖1)相比，如圖11所示，不同之處是，用自適應(yīng)均衡濾波器409及控制器部412，取代了自適應(yīng)均衡濾波器109及控制器部112。
所述自適應(yīng)均衡濾波器409，輸出學(xué)習(xí)期間結(jié)束時使用的抽頭系數(shù)，即輸出進(jìn)行適當(dāng)?shù)腜R均衡而收斂的抽頭系數(shù)。另外，控制器部412，如圖12所示，在控制器部112的結(jié)構(gòu)上增加了抽頭系數(shù)合成部436。該抽頭系數(shù)合成部436，在學(xué)習(xí)期間結(jié)束后，將所述自適應(yīng)均衡濾波器409輸出的抽頭系數(shù)和與實(shí)施例1一樣求得的抽頭系數(shù)合成(合并)后，求出合成抽頭系數(shù)，在正常的再生動作時，將該合成抽頭系數(shù)，設(shè)定在數(shù)字濾波器107上。
再詳細(xì)地說，假如數(shù)字濾波器107的抽頭數(shù)是5抽頭，自適應(yīng)均衡濾波器409的抽頭數(shù)是3抽頭。那么，首先在學(xué)習(xí)期間，所述數(shù)字濾波器107的5抽頭中，例如只使用中心抽頭和其兩側(cè)的3抽頭(假設(shè)兩端的抽頭系數(shù)為0)，和實(shí)施例1一樣，求出由PLL電路111檢測到的抖動值成為最小的抽頭系數(shù)。而且，這時，與所述數(shù)字濾波器107的抽頭系數(shù)對應(yīng)，在自適應(yīng)均衡濾波器409中，也能得到進(jìn)行最佳的PR均衡的抽頭系數(shù)。于是，控制器部412的抽頭系數(shù)合成部436，合成上述兩組抽頭系數(shù)，在數(shù)字濾波器107中設(shè)定所得到的抽頭系數(shù)。具體來說，假如如圖13所示，在學(xué)習(xí)期間結(jié)束時，數(shù)字濾波器107及自適應(yīng)均衡濾波器409的抽頭系數(shù)分別為(0、2、10、2、0)或(1、8、2)，那么算出各抽頭系數(shù)的相乘累加后，就能求出合成抽頭系數(shù)(2、26、86、34、4)，在數(shù)字濾波器107中設(shè)定該合成抽頭系數(shù)。在這里，該圖所示的運(yùn)算，是從左端的數(shù)值依次求積，基本上是和通常的5位數(shù)與3位數(shù)的乘法運(yùn)算一樣。
上述這種合成抽頭系數(shù)，在數(shù)字濾波器中107設(shè)定后，可以使數(shù)字濾波器107除具有低通功能及高頻提升功能外，還具有再生信號群遲延的修正功能。因此，與介紹以前的技術(shù)的圖24所示的結(jié)構(gòu)相比，近似于自適應(yīng)均衡濾波器911輸出的高質(zhì)量的再生信號數(shù)據(jù)就被輸入到PLL電路111中，所以可以獲得更正確的時鐘信號。而且，由于上述那種預(yù)補(bǔ)償是按照固定設(shè)置的抽頭系數(shù)進(jìn)行的，所以不必但心會如特開2001-184795所述的那樣，PLL電路受到自適應(yīng)均衡濾波器的反饋控制的影響后，動作不穩(wěn)定。
上述數(shù)字濾波器107等的抽頭數(shù)及合成運(yùn)算的方法，是為了便于講解而舉出的一個例子，但并不限于此例。例如，當(dāng)自適應(yīng)均衡濾波器409的抽頭系數(shù)也是5抽頭時，如圖14所示，只要對濾波器特性影響較大的中心抽頭附近的3抽頭進(jìn)行相乘累加運(yùn)算即可。還可以如圖15所示，對5抽頭的所有抽頭系數(shù)均進(jìn)行相乘累加運(yùn)算，采用其運(yùn)算結(jié)果中，對濾波器特性影響大、以中心抽頭為中央的5個抽頭的抽頭系數(shù)。甚至還可以對數(shù)字濾波器107也在學(xué)習(xí)期間，給所有的抽頭設(shè)定有效的抽頭系數(shù)，只對中心抽頭附近的抽頭系數(shù)進(jìn)行相乘累加運(yùn)算，或只將運(yùn)算結(jié)果的一部分抽頭系數(shù)在數(shù)字濾波器107中設(shè)定。
(變形例1)在上述示例中，是將相同的(頻率的)時鐘信號輸入A/D變換器106、數(shù)字濾波器107、以及數(shù)字信號處理部108。但也可如圖16所示，往PLL電路511中輸入兩種頻率的時鐘信號，即通道時鐘CLK-ch和其2倍以上的整數(shù)倍頻率的取樣時鐘CLK-s，一方面將所述通道時鐘CLK-ch輸入到數(shù)字信號處理部108，一方面將取樣時鐘CLK-s輸入到A/D變換器106及數(shù)字濾波器107中。上述那種PLL電路511，主要元件如圖17所示，除了實(shí)施例1的PLL電路111(圖6)中的分頻電路145外，還具有與之相比，分頻比更小(輸出高頻的時鐘信號)的分頻電路545。另外，還具有控制所述分頻電路145、545的分頻比的分頻設(shè)定電路546。(此外，不限于上述結(jié)構(gòu)，也可以首先生成取樣時鐘CLK-s，然后再將其分頻后，生成通道時鐘CLK-ch等)。
就是說，通道時鐘CLK-ch的頻率，用于控制PR均衡及維托畢譯碼，以及其后的數(shù)據(jù)處理的時刻，所以根據(jù)記錄數(shù)據(jù)的再生速度決定。另外，用于A/D變換器106的取樣及數(shù)字濾波器107的預(yù)補(bǔ)償?shù)娜訒r鐘CLK-s，時鐘周期越短(過取樣率越高)，在時間軸方向上就要進(jìn)行更細(xì)致的均衡處理，離散數(shù)據(jù)信號處理就越接近模擬性的處理。因此，例如，假如將分頻電路545的分頻比定為分頻電路145的1/2，那么，如圖18所示，對于PR均衡等的動作周期T來說、就可以從T/2的周期取樣及預(yù)補(bǔ)償，與輸入到自適應(yīng)均衡濾波器109的數(shù)據(jù)相比，更多階的數(shù)據(jù)被輸入到數(shù)字濾波器107中，所以，可以更加高精度地進(jìn)行上述第1～4實(shí)施例中介紹過的那種預(yù)補(bǔ)償。
(變形例2)下面介紹再生倍速不同時，使模擬濾波器的特性變化的再生信號處理裝置。該再生信號處理裝置，如圖19所示，通過控制器部612的截止控制部612a，控制模擬濾波器603的頻率特性。具體地說，在2倍速再生(例如，再生速度是CD(Compact Disc)的2倍)時，采用圖20用實(shí)線所示的特性，1倍速再生時，則切換成該圖用虛線表示的特性。模擬濾波器603這種頻率特性的控制，可以通過切換構(gòu)成模擬濾波器603的電阻元件及電容元件等來進(jìn)行。
在這里，將模擬信號取樣后，變換成數(shù)字信號時，以取樣時鐘頻率的1/2的頻率為界會發(fā)生反射。另外，所述取樣時鐘頻率，如果過取樣率恒定，就與再生倍速成正比。因此，2倍速再生時，如圖20所示，設(shè)取樣時鐘頻率為fs2，在其1/2的頻率時的模擬濾波器103的增益設(shè)定為充分控制反射噪波的-A(dB)時，那么，在1倍速再生時，切換成用虛線表示的特性，從而能將以取樣時鐘頻率fs1的1/2的頻率的增益，與2倍速再生時一樣為-A。(此外，數(shù)字濾波器107的截止特性、提升特性雖然也要按照再生倍速，即按照被數(shù)字濾波器107驅(qū)動的時鐘信號頻率進(jìn)行控制，但該控制通過上述那種抽頭系數(shù)的設(shè)定，容易進(jìn)行)。
這樣，按照再生倍速，使模擬濾波器103的特性變化，并使取樣時鐘頻率的1/2以上的頻率成分(作為向A/D變換器106輸入的不需要的帶域的頻率成分)以所定以下的增益衰減，從而可以減小A/D變換之際的反射噪波的影響，還能象上述實(shí)施例1等中介紹過的那樣，通過數(shù)字濾波器107進(jìn)行適當(dāng)?shù)念A(yù)補(bǔ)償，從而再生高精度的記錄數(shù)據(jù)。
另外，模擬濾波器603的特性，如上所述，還可以不僅能按照再生倍速切換，還能按照顯示記錄媒體所記錄的記錄媒體的種類的信息等(例如是CD還是DVD等)切換。
(實(shí)施例5)下面介紹不使模擬濾波器的特性變化，就能以各種再生倍速進(jìn)行再生的再生信號處理裝置。
實(shí)施例5的再生信號處理裝置，如圖21所示，與變形例1(圖16)的PLL電路(圖17)一樣，具有輸出通道時鐘CLK-ch頻率及取樣時鐘頻率CLK-s的PLL電路711和具有時鐘比控制部712a的調(diào)節(jié)部712。
所述PLL電路711的結(jié)構(gòu)，雖然與PLL電路511大致相同，但通道時鐘CLK-ch的頻率，在時鐘比控制部712a的作用下，被控制成適應(yīng)再生倍速的頻率，而取樣時鐘頻率CLK-s的頻率，則與再生倍速無關(guān)，被控制成固定的頻率。(在這里，所謂“固定的頻率，”并不是嚴(yán)密地指固定的頻率，而是指由反饋環(huán)所控制的變動等的范圍內(nèi)的頻率。)即假設(shè)2倍速再生時的取樣時鐘頻率fs2和1倍速再生時的取樣時鐘頻率fs1相等，那就如圖22、23所示，在這些頻率的1/2的頻率中，模擬濾波器103的增益部成為-A(dB)，若假設(shè)它是足以抑制反射噪波的大小，在2倍速再生時和1倍速再生時，可以使用相同的(濾波特性的)模擬濾波器103。
另一方面，1倍速再生時的通道時鐘頻率fch1，成為2倍速再生時通道時鐘頻率fch2的1/2。因此，如果設(shè)2倍速再生時的過取樣率為4(fs2/fch2＝4)，則1倍速再生時的過取樣率為fs1/fch1＝fs2/(fch2/2)＝8，即成為2倍速再生時的2倍。
這時，如果設(shè)2倍速再生時，用數(shù)字濾波器107進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償處理所需的抽頭系數(shù)是5抽頭，那么，為了在1倍速再生時能進(jìn)行同樣的預(yù)補(bǔ)償處理，就需要10抽頭。因此，只要在數(shù)字濾波器107中預(yù)先設(shè)置10抽頭的電路，并在控制器部712的抽頭系數(shù)表中，保持10抽頭用的抽頭系數(shù)(1倍速再生用)和5抽頭用的抽頭系數(shù)(將2倍速再生用10抽頭中的5個抽頭的抽頭系數(shù)的值視為0)，按照再生倍速，選用某一個就行。
如上所述，根據(jù)抽頭系數(shù)表保持的抽頭系數(shù)，如上述實(shí)施例1等介紹過的那樣，在數(shù)字濾波器中設(shè)定最適宜的抽頭系數(shù)，從而如圖22、23所示，作為模擬濾波器103和數(shù)字濾波器107的合成的頻率特性，可以得到適應(yīng)各種再生倍速，進(jìn)行適當(dāng)預(yù)補(bǔ)償?shù)奶匦?。另外，由于不象上述變形?那樣，需要使模擬濾波器103的特性可變，所以可使結(jié)構(gòu)簡單，有利于在構(gòu)成半導(dǎo)體集成電路時減小芯片的面積。
上述各實(shí)施例及變形例所示的結(jié)構(gòu)，從邏輯上說，也可以在可能的范圍內(nèi)進(jìn)行種種組合。具體地說，例如可以采用在實(shí)施例2或?qū)嵤├?介紹過的那種自適應(yīng)均衡濾波器109中，按照均衡誤差及輸入輸出數(shù)據(jù)之差，設(shè)定數(shù)字濾波器107的抽頭系數(shù)的結(jié)構(gòu)，也可以采用實(shí)施例4介紹的那種將數(shù)字濾波器107和自適應(yīng)均衡濾波器109的抽頭系數(shù)合成起來的結(jié)構(gòu)。另外，在所述實(shí)施例2、3的結(jié)構(gòu)中，也可以采用在變形例1、2中介紹的那種進(jìn)行過取樣的結(jié)構(gòu)及隨著再生倍速改變模擬濾波器103的特性的結(jié)構(gòu)。
而且，在變形例2及實(shí)施例5中，對再生倍速為1倍速和2倍速的情況進(jìn)行了介紹，但并不限于如此，例如設(shè)定數(shù)字濾波器107的濾波系數(shù)后，也能輕易地在1～16倍速等的狀態(tài)下適當(dāng)?shù)剡M(jìn)行再生。7這時，關(guān)于數(shù)字濾波器107設(shè)定的抽頭系數(shù)，與各再生倍速對應(yīng)，保持著多種如圖5所示的那種抽頭系數(shù)的多個組合，可以按照再生倍速選用。
而且，抽頭系數(shù)的多個組合，還可以與記錄媒體記錄的、表示該記錄媒體的種類的信息(例如是CD還是DVD，是只讀型(ROM系)還是可以擦寫(RAM系)等)對應(yīng)，保持多種，以供選用。
另外，數(shù)字濾波器107及自適應(yīng)均衡濾波器109的抽頭系數(shù)，為方便起見，以3抽頭或5抽頭為例作了介紹。但并不限于此，還可以按照所述記錄媒體的種類及再生倍速等進(jìn)行設(shè)定。這時，作為硬件，例如，一般說來，對于S/N比小的RAM系記錄媒體，以具有足夠多的余量的抽頭系數(shù)(例如20抽頭)構(gòu)成，再生ROM系記錄媒體記錄的數(shù)據(jù)時，只對于必要的抽頭系數(shù)(例如10抽頭)的抽頭，設(shè)定有效的抽頭系數(shù)，其他的抽頭的值則設(shè)為0的抽頭系數(shù)即可。
另外，在所述的再生信號處理裝置的示例中，使用的是PRML方式及維托畢譯碼方式，但并不限于。
另外，在所述的再生信號處理裝置的示例中，以再生光盤等記錄媒體所記錄的數(shù)據(jù)再生信號處理裝置為例做了闡述。但本發(fā)明并不限于此。例如，既可以適用于硬盤驅(qū)動等的記錄裝置，還可以用于通過傳輸線路等傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的再生裝置等。
綜上所述，采用本發(fā)明后，在A/D變換器、自適應(yīng)均衡濾波器及PLL電路之間，設(shè)置數(shù)字濾波器，在再生動作之前的學(xué)習(xí)期間，將根據(jù)PLL電路的抖動值等決定的抽頭系數(shù)設(shè)定在所述數(shù)字濾波器上設(shè)定，進(jìn)行預(yù)補(bǔ)償，從而能可靠而且容易地再生高精度的記錄數(shù)據(jù)，大幅度地提高記錄密度。還能使模擬濾波器只具有低通功能，因而結(jié)構(gòu)簡單，有利于減小構(gòu)成半導(dǎo)體集成電路時的芯片的面積。
權(quán)利要求
1.一種再生信號處理裝置，包括將輸入的模擬再生信號量化后，輸出數(shù)字再生信號數(shù)據(jù)的A/D變換器；以根據(jù)均衡前后的數(shù)據(jù)所控制的特性、均衡所述再生信號數(shù)據(jù)的自適應(yīng)均衡器；以及，輸出與所述再生信號數(shù)據(jù)同步的時鐘信號的PLL電路，其特征在于具有去掉所述再生信號中所含噪波的模擬濾波器；和設(shè)置在所述A/D變換器和所述自適應(yīng)均衡器之間，以固定的特性，均衡所述再生信號數(shù)據(jù)的數(shù)字濾波器，所述PLL電路，根據(jù)所述數(shù)字過濾器的輸出，輸出所述時鐘信號。
2.如權(quán)利要求1所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述模擬濾波器是具有低通特性的濾波器。
3.如權(quán)利要求1所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器，是具有高頻提升特性的濾波器。
4.如權(quán)利要求3所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器，還具有能使比所述模擬濾波器更低的頻率成分通過的低通特性。
5.如權(quán)利要求1所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器，是具有相應(yīng)所設(shè)定的一個以上的抽頭系數(shù)的特性的FIR濾波器。
6.如權(quán)利要求1所述的再生信號處理裝置，其特征在于還具有在開始再生信號處理之前，先在所述數(shù)字濾波器中設(shè)定所述固定特性的控制部。
7.如權(quán)利要求6所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器，是具有相應(yīng)被設(shè)定的一個以上的抽頭系數(shù)的特性的FIR濾波器，所述控制部，通過從多個種類抽頭系數(shù)值中選擇某一個，并設(shè)定在所述數(shù)字濾波器中，從而設(shè)定所述固定特性。
8.如權(quán)利要求6所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述控制部，根據(jù)相應(yīng)所述PLL電路中的相位誤差的值，設(shè)定所述數(shù)字濾波器的所述固定特性。
9.如權(quán)利要求6所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述控制部，根據(jù)所述自適應(yīng)均衡器中的均衡誤差，設(shè)定所述數(shù)字濾波器的所述固定特性。
10.如權(quán)利要求6所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述控制部，根據(jù)所述自適應(yīng)均衡器中的均衡前后的數(shù)據(jù)之差，設(shè)定所述數(shù)字濾波器的所述固定特性。
11.如權(quán)利要求6所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述控制部，在開始再生信號處理之前，將所定特性和使所述自適應(yīng)均衡濾波器動作、收斂的特性合成的特性，作為所述數(shù)字濾波器中的所述固定特性加以設(shè)定。
12.如權(quán)利要求11所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述數(shù)字濾波器及所述自適應(yīng)均衡濾波器，分別具備具有與所設(shè)定的1個以上的抽頭系數(shù)相適應(yīng)的特性的FIR濾波器，所述控制部，將通過對所述數(shù)字濾波器中具有所述所定特性時的所述抽頭系數(shù)和所述自適應(yīng)均衡濾波器中具有所述收斂特性時的所述抽頭系數(shù)進(jìn)行相乘累加運(yùn)算后得到的數(shù)值，作為所述數(shù)字濾波器的所述抽頭系數(shù)加以設(shè)定。
13.如權(quán)利要求1所述的再生信號處理裝置，其特征在于所述PLL電路，輸出驅(qū)動所述自適應(yīng)均衡濾波器的第1時鐘信號和驅(qū)動所述A/D變換器及所述數(shù)字濾波器、頻率是所述第1時鐘信號的2倍以上的整數(shù)倍的第2時鐘信號。
14.如權(quán)利要求1所述的再生信號處理裝置，讀取記錄媒體上的記錄數(shù)據(jù)，其特征在于所述模擬濾波器是具有低通特性的濾波器，在所述模擬濾波器中能通過的頻率成分的上限，可以隨著所述記錄數(shù)據(jù)的讀取速度而變。
15.如權(quán)利要求1所述的再生信號處理裝置，讀取記錄媒體上的記錄數(shù)據(jù)，其特征在于所述PLL電路，輸出驅(qū)動所述自適應(yīng)均衡器的第1時鐘信號和驅(qū)動所述A/D變換器及所述數(shù)字濾波器的第2時鐘信號，所述第1時鐘信號的頻率，設(shè)定成與所述記錄數(shù)據(jù)的讀取速度相應(yīng)的頻率；而所述第2時鐘信號的頻率，設(shè)定成與所述記錄數(shù)據(jù)的讀取速度無關(guān)的近似固定。
全文摘要
一種再生信號處理裝置，在A/D變換器(106)與自適應(yīng)均衡濾波器(109)及PLL電路(111)之間設(shè)置有數(shù)字濾波器(107)。模擬濾波器(103)主要具有低通功能?？刂破鞑?112)在再生之前的學(xué)習(xí)期間，給數(shù)字濾波器(107)設(shè)定種種抽頭系數(shù)，選用PLL電路檢測到的抖動值成為最小的抽頭系數(shù)。再生時，將如此決定的抽頭系數(shù)設(shè)定在數(shù)字濾波器(107)上，可進(jìn)行最佳預(yù)均衡，可進(jìn)行高精度的記錄數(shù)據(jù)的再生。從而通過提高記錄密度，以便能高精度地再生光盤記錄數(shù)據(jù)等。
文檔編號G11B5/035GK1508790SQ03160208
公開日2004年6月30日 申請日期2003年9月27日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月16日
發(fā)明者岡本好史, 河邊章 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社