專利名稱：信號處理裝置及信號處理方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明，是涉及在從信息記錄媒體上的記錄信息進行數(shù)據(jù)再生的信號處理裝置中，由記錄條件變化等正確檢出發(fā)生再生信號的非對稱量，再利用非對稱量降低錯誤的比例的技術(shù)。
背景技術(shù)：
近年，光盤的高密度化急速發(fā)展，大容量的動畫像記錄成為了可能。還有，光盤作為儲存的介質(zhì)，在容量性、高速存取性、低成本性、互換性等方面優(yōu)越，今后取代帶狀記錄媒體的可能性高。
那么，作為光盤的記錄方式，有在記錄脈沖位置上疊加信息PPM(PulsePoint Modulation)的記錄方式、在記錄脈沖邊緣上疊加信息的PWM(PulseWidth Modulation)的記錄方式，而現(xiàn)在則主要是采用對高密度化有利的PWM記錄方式。
PWM記錄方式中，由記錄條件記錄脈沖形成的很大、或者是很小的情況下，再生信號的占空率(duty)發(fā)生自所定值偏離振幅方向的非對稱性變形。這個現(xiàn)象稱為“非對稱”。
如CD(Compact Dise)或者是DVD(Digital Versatile Disc)那樣，再生離散的脈沖·空間長記錄的光盤，用示波管觀測，可以得到如圖1(a)或者是圖1(b)那樣的波形。這些波形，一般被稱作眼形模式(eye pattern)，沒有非對稱時成為圖1(a)的波形，有非對稱時成為圖1(b)的波形。在此，圖中由陰影線所示的菱形部分稱為眼形曲線圖，對于再生波形中心眼形中心電平的上下方向的錯位表示非對稱量。在PWM記錄方式中記錄脈沖邊緣上有信息，但是若非對稱發(fā)生記錄邊緣偏移就會發(fā)生，所以，對策是必要的。
將再生信號轉(zhuǎn)化成單純二值化后再生數(shù)據(jù)時，例如，如CD那樣采用直流(DC)成份消失(flee)的記錄調(diào)方式時，由反饋控制二值化電平使二值化后的占空率成為例如50∶50，可以基本除去非對稱的影響。
在圖2中表示以前的二值化電路。這個二值化電路，是由將再生信號由所規(guī)定電平二值化的比較儀電路100、積分比較儀電路輸出的積分電路101、除去積分電路輸出的脈動(ripple)的脈動除去濾波器102、將脈動除去濾波器的輸出歸還給比較儀電路100的緩沖電路103、構(gòu)成。這種情況下，二值化電平，如圖1(a)積分電路圖1(b)中接近眼形曲線圖的眼形中心電平。
然而，如圖3所示那樣發(fā)生再生波形的折疊變形，且有大的非對稱的情況下，因為二值化電平含有折疊部分，所以由圖2的構(gòu)成無法正確地二值化，會發(fā)生不能正確地數(shù)據(jù)再生的現(xiàn)象。這樣的再生波形的折疊變形，在記錄面上將激光點的直徑在必要以上拉深的情況，或者是由平衡器等強調(diào)再生信號的高頻帶域的情況下容易發(fā)生。
另一方面，在利用維托畢(Viterbi)譯碼器的數(shù)碼再生信號處理系統(tǒng)中，將再生信號由模擬-數(shù)碼轉(zhuǎn)換器(簡稱為AD轉(zhuǎn)換器)進行脈沖調(diào)制，再將脈沖調(diào)制了的多值數(shù)據(jù)對應(yīng)于原有的最優(yōu)推定狀態(tài)還移譯碼數(shù)據(jù)輸出，或者是，作為理想狀態(tài)的再生信號的振幅方向的上下對稱性被追求。
圖4，是表示利用PRML(Partial Response Maximum Likelihood)技術(shù)的以前的信號處理裝置的方塊圖的一例。這個信號處理裝置，包括將再生信號(RS1)轉(zhuǎn)換為模擬-數(shù)碼的模擬-數(shù)碼轉(zhuǎn)換器104、從模擬-數(shù)碼轉(zhuǎn)換信號(ADCOUT)除去直流變動成份的基準線處理電路105、從基準線處理信號(BCDT)抽出相位誤差信息生成與輸入再生信號相位同相位的時鐘的PLL電路106、輸入基準線處理信號進行波形等化處理的FIR(Finite ImpulseResponse)濾波器107、為使等化誤差最小適應(yīng)地調(diào)整FIR濾波器107的tap系數(shù)的LMS(Least Mean Square)電路108、對應(yīng)于從FIR濾波器(FIRDT)最優(yōu)推定狀態(tài)還移的輸出譯碼數(shù)據(jù)的維托畢譯碼器109。
根據(jù)導(dǎo)入了PRML技術(shù)的圖4的構(gòu)成，與圖2所示的單純二值化的數(shù)據(jù)再生相比大幅度改善了錯誤遲延，可能提高性能。但是，PRML技術(shù)，基本設(shè)計的是在振幅方向上下對稱的理想波形，強非對稱發(fā)生在再生信號中，振幅方向的上下對稱性大崩潰時，就會發(fā)生維托畢譯碼器109不能正確工作的問題。
且，作為以前的信號處理方法，基于再生信號值和維托畢譯碼動作的結(jié)果，計算偏移距離值時作為參照值所使用的振幅標準值每個時鐘都予以更新，基于振幅標準值進行所規(guī)定的計算方法已為所知(參照日本國特開平10-320920號公報)。
還有，將從波形等化電路(equalizer＝平衡器)輸出的再生信號用限幅電平限幅(分割)，將這個限幅電平作為非對稱量信息實用的方法，還有同時，檢出再生信號的最大值及最小值，通過振幅檢出使再生信號振幅一定減少檢出誤差的方法已為所知(參照日本國特開2001-250334)。
然而，一般的從讀取記錄信息的拾音器的再生信號的振幅微小，所以在后段的放大器上能成為所希望的信號振幅贏得大的增益是必要的。從后段放大器的動態(tài)范圍的制約由直流結(jié)合增幅是困難的。為此，結(jié)合電容消去直流成份增幅的方法被廣泛應(yīng)用，但是，由消除直流成份眼形曲線圖的中心電平與標準電壓電平基本一致。沒有非對稱的情況，如圖5(a)，由非對稱的情況，如圖5(b)所示那樣。將這樣的信號二值化以后的情況，兩者均二值化限幅電平匯集到眼形曲線圖的中心，圖5(a)基準線處理電路圖5(b)的限幅電平在GND附近基本一致，就無法再從限幅電平得到非對稱量信息。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明，是為解決這個從來已久的課題，通過不依賴于再生信號的非對稱進行增益及偏置控制，在振幅方向正規(guī)化了的，偏置控制漸漸接近再生信號的上下包絡(luò)線的各自所定的電平的眼形曲線圖的中心位置，這樣被偏置控制的眼形曲線圖的中心位置的檢出，就不再依賴于輸入的再生信號可以正確地檢出非對稱量提供可能的信號處理裝置及其方法為目的。
為達成這個目的，根據(jù)本發(fā)明，在為再生信息記錄媒體上的記錄信息的信息處理裝置中，為放大記錄信息的再生信號的運算放大單元、為該運算放大單元的輸出的振幅及偏置達到各自所規(guī)定值而采用具有為控制該運算放大單元的增益及偏置的增益偏置控制單元的反饋環(huán)路的構(gòu)成、從這個反饋回路中的信號抽出再生信號的直流變動成份信息，作為表示再生信號的非對稱量的信息提供該直流變動成份信息。有這個構(gòu)成，為使再生信號有效地收斂在所規(guī)定的電平范圍內(nèi)而控制信號振幅及偏置，通過二值化后的占空率基本成為所規(guī)定值而求直流變動成份信息，檢出眼形模式的中心位置，正確測定非對稱量就成為可能。
利用這樣的做而檢出的非對稱量的信息，切換維托畢譯碼器的判定定評，維托畢譯碼器的on/off控制、平衡器特性的控制、或者是只要進行二值化電路的偏置處理，就可以得到再生錯誤比率的降低。


圖1(a)及圖1(b)，是表示光盤的再生信號波形的穿眼模式圖，圖1(a)是沒有非對稱的情況，圖1(b)是有非對稱的情況的圖。
圖2，是以前的信號處理裝置中二值化電路的方塊圖。
圖3，是表示光盤的再生信號波形中表示穿眼波形的圖，并且是發(fā)生曲折變形，且有大的非對稱的情況的圖。
圖4，是使用PRML技術(shù)的以前的信號處理裝置的方塊圖。
圖5(a)及圖5(b)，是表示從光盤的再生信號除去直流成份后的穿眼模式的圖，圖5(a)是沒有非對稱的情況，圖5(b)是有非對稱的情況的圖。
圖6，是表示本發(fā)明所涉及的信號處理裝置中非對稱檢出裝置的構(gòu)成例的方塊圖。
圖7(a)及圖7(b)，是表示圖6中平衡單元的效果圖，圖7(a)是沒有平衡器的情況，圖7(b)是有平衡器的情況的再生信號及最高檢出信號的波形圖。
圖8(a)及圖8(b)，是圖6的非對稱檢出裝置的操作說明圖，圖8(a)是沒有非對稱的情況，圖8(b)是有非對稱的情況的圖。
圖9(a)，是表示圖6中的最高檢出單元的一例的電路圖，圖9(b)，是表示圖6中的最低檢出單元的一例的電路圖。
圖10(a)及圖10(b)，是分別表示圖6中波形檢出單元的變形例的方塊圖。
圖11，是表示圖6中直流成份抽出單元的變形例的方塊圖。
圖12，是表示圖6中直流成份抽出單元的其他變形例的方塊圖。
圖13，是表示圖6中直流成份抽出單元的再其他變形例的方塊圖。
圖14，是表示圖6的非對稱檢出裝置的其他的構(gòu)成例的方塊圖。
圖15，是表示本發(fā)明所涉及信號處理裝置的其他構(gòu)成例的方塊圖。
圖16(a)及圖16(b)，是圖15的信號處理裝置的操作說明圖，圖16(a)是沒有非對稱的情況，圖16(b)是有非對稱的情況的再生信號的波形圖。
圖17，是表示圖15的信號處理裝置的變形例的方塊圖。
具體實施例方式
以下，參照圖面詳細說明為再生信息記錄媒體上的記錄信息的信號處理裝置所涉及的本發(fā)明的實施方式。
本發(fā)明所涉及的信號處理裝置中非對稱檢出裝置的方塊圖用圖6表示。圖6的非對稱檢出裝置30，包括提供輸入記錄媒體上的記錄信息的再生信號(RS1)對應(yīng)于增益控制信號輸入的增益和偏置控制信號輸入的運算放大單元1、強調(diào)運算放大單元1的輸出(RS2)高頻帶域的平衡單元8、輸入平衡單元8的輸出(RS3)進行最高檢出的最高檢出單元2、輸入平衡單元8的輸出(RS3)進行最低檢出的最低檢出單元3、輸入最高檢出單元2的輸出(PK)和最低檢出單元3的輸出(BM)輸出運算放大單元1的輸出相關(guān)的振幅信息信號(AM)的振幅檢出單元4、輸入最高檢出單元2的輸出(PK)和最低檢出單元3的輸出(BM)輸出運算放大單元1的輸出相關(guān)的偏置信息信號(OF)的偏置檢出單元5、輸入振幅信息信號(AM)及偏置信息信號進行使運算放大單元1的輸出信號振幅及輸出信號偏置達到所規(guī)定值的控制的增幅偏置控制單元6、輸入平衡單元8的輸出(RS3)反饋控制使二值化后的占空率基本達到所規(guī)定值邊調(diào)整限幅電平(SL)邊進行二值化的二值化單元7、構(gòu)成的。最高檢出單元2、最低檢出單元3、振幅檢出單元4及偏置檢出單元5構(gòu)成波形檢出單元31。還有，二值化單元7構(gòu)成直流成份抽出單元32。
例如，再生DVD那樣的高密度記錄的記錄媒體的情況下，最短記錄長(DVD為3T)附近的再生信號振幅，與長脈沖信號振幅相比只有20％左右?；谶@樣的再生信號(RS1)，從運算放大單元1的輸出(RS2)就那樣進行檢出最高·最低檢出的情況下，如圖7(a)所示，因為無法取得短脈沖的最高·最低使檢出誤差變大。圖7(a)中只表示了最高的檢出，但是最低的檢出也是一樣的。因此，通過強調(diào)高頻帶域的平衡單元8，如圖7(b)所示那樣短脈沖的信號振幅通過平衡單元8放大，可以減少最高·最低檢出的誤差。但是，根據(jù)不同的情況也可以省略平衡單元8。
接下來，用圖8(a)及圖8(b)說明圖6的非對稱檢出裝置30的操作。輸入再生信號(RS1)，由運算放大單元1所規(guī)定的增益·偏置所提供成為下一段的再生信號(RS2)。這個再生信號(RS2)，介于平衡單元8提供給最高檢出單元2及最低檢出單元3，由最高檢出單元2最高檢出得到最高檢出信號(PK)，由最低檢出單元3最低檢出得到最低檢出信號(BM)。振幅檢出單元4中，例如從最高檢出信號(PK)減去最低檢出信號(BM)以求振幅信息信號(AM)。偏置檢出單元5中，例如平均最高檢出信號(PK)和最低檢出信號(BM)求出偏置信息信號(OF)。增幅偏置控制單元6，進行使振幅信息信號(AM)與目標振幅(TRA)相等、還有偏置信息信號(OF)與目標電壓電平(TRO)相等的運算放大單元1的增幅及偏置的控制。
由上述控制，使再生信號(RS2)的最高(PK)及最低(BM)與目標最高電平(TRP)及目標最低電平(TRB)基本一致是可能的。在此，再生信號中沒有非對稱的情況下，眼形曲線圖的中心位置與目標電壓電平(TRO)成為相等，但是，再生信號中由非對稱的情況下，眼形曲線圖的中心位置如圖8(b)所示從目標電壓電平(TRO)偏離。
在此，由二值化單元7使再生信號(RS3)的二值化后的占空率基本成為所規(guī)定值邊調(diào)整限幅電平(SL)邊進行二值化。這樣，進行二值化時，限幅電平(SL)基本與眼形曲線圖的中心一致，通過運算這樣求得的限幅電平(SL)和目標電壓電平(TRO)的差算出非對稱量就成為可能。將目標電壓電平(TRO)作為接地電平(GND)的情況中，限幅電平(SL)本身成為非對稱量信息(ASM)。
這樣，通過控制信號振幅及偏置，輸入再生信號的非對稱量，也就是不依賴有再生信號的直流電平可以一定值規(guī)格化再生信號振幅，還有使最高·最低收入一定范圍的偏置控制。并且，在二值化后的占空率基本成為所規(guī)定值求得限幅電平(SL)，檢出再生信號眼形模式的中心位置，正確測定非對稱量就成為可能。
且，圖6中的最高檢出單元2，由圖9(a)所示，可由二極管D1、電容C1、電阻R1構(gòu)成。還有，最低檢出單元3，如圖9(b)所示，可由二極管D2、電容C2、電阻R2構(gòu)成。
有些情況下，從圖6的增幅偏置控制單元6直接取出非對稱量信息(ASM2)也是可能的。輸入再生信號(RS1)是預(yù)先剔除了直流電因素的信號的情況下，這個輸入再生信號的眼形中心基本成為標準電位(如TRO)。另一方面，增幅偏置控制單元6，因為控制再生信號(RS2)的最高(PK)及最低(BM)與各自的目標最高電平(TRP)及目標最低電平(TRB)基本一致，在此修正非對稱部分進行偏置控制。因此，增幅偏置控制單元6中將偏置的控制信息作為非對稱量信息(ASM2)。
圖10(a)，是表示圖6中波形檢出單元31的變形例。根據(jù)圖10(a)，波形檢出單元31由最高檢出單元2和最低檢出單元3構(gòu)成。這種情況下的增幅偏置控制單元6，使最高檢出單元2的輸出(PK)與目標最高電平(TRP)相等，還有使最低檢出單元3的輸出(BM)與目標最低電平(TRB)相等進行運算放大單元1的增幅及偏置的控制。
圖10(b)，表示圖6中波形檢出單元31的其他變形例。根據(jù)圖10(b)，波形檢出單元31由振幅檢出單元4和偏置檢出單元5構(gòu)成。這種情況的增幅偏置控制單元6，使振幅信息信號(AM)與目標振幅(TRA)相等，還有，使偏置信息信號(OF)與目標電壓電平(TRO)相等進行運算放大單元1的增幅及偏置的控制。
圖11、圖12及圖13，各自表示圖6中直流成份抽出單元32的變形例。
第1，將圖6中的二值化單元7與圖11所示的低通濾波器9置換，即便是由抽出再生信號的直流成份信息的部分也無關(guān)。使運算放大單元1的輸出信號(RS2)或者是平衡單元8的輸出信號(RS3)通過低通濾波器9除去變調(diào)頻率成份，只抽出再生信號的DC成份。低通濾波器9的輸出，表示由再生信號的直流成份信息，與非對稱有著很強的相關(guān)性。但是，這樣得到的非對稱量信息(ASM)容易受到再生信號波形變形的影響，與使用二值化單元7方法相比多少要降低一些精度，但是卻有著電路構(gòu)成簡化的優(yōu)點。為使再生信號在所規(guī)定的電平范圍內(nèi)有效地收斂控制信號振幅及偏置，通過抽出再生信號的直流成份，檢出再生信號眼形模式，可簡單地檢出非對稱量。
低通濾波器9的偏置頻率，比由再生信號的變調(diào)則決定最大反轉(zhuǎn)周期的倒數(shù)決定的頻率設(shè)定的還低，通過除去再生信號變調(diào)頻率成份，抽出直流成份只檢出非對稱量信息(ASM)成為可能。
再有，如圖11所示，再包括檢出再生信號的欠落輸出缺陷檢出信號的缺陷檢出單元11、輸入低通濾波器9的輸出和缺陷檢出信號在缺陷檢出期間中保持低通濾波器9的輸出的同步單元12也無關(guān)。因為在缺陷檢出期間中低通濾波器9的輸出發(fā)生變動，這個期間中通過前值同步不作為非對稱量輸出，由再生信號的欠落可以防止非對稱量的檢出值的混亂。
還有，直流成份抽出單元32，如圖12所示，加上上述二值化單元7，再包括檢出再生信號的欠落輸出缺陷檢出信號的缺陷檢出單元11、輸入二值化單元7的限幅電平(SL)和缺陷檢出信號在缺陷檢出期間中保持二值化單元7的限幅電平(SL)的同步單元12也無關(guān)。
再有，直流成份抽出單元32，如圖13所示，包含平滑二值化單元7的限幅電平(SL)的平滑單元13也無關(guān)。通過從平滑單元13的輸出算出再生信號的非對稱量，由信息記錄媒體上的局部缺陷等發(fā)生的再生信號的混亂抑制非對稱量的檢出值的變動成為可能。且，平滑單元13，是二值化單元7的限幅電平(SL)的乘積的積分電路或者是累積計算的運算器等構(gòu)成的亦可。還有，缺陷檢出期間中只要停止或者是初期化平滑單元13的積分處理即可。
圖14，表示了圖6的非對稱檢出裝置30的一個應(yīng)用例。圖14的信號處理裝置，是在圖6的非對稱檢出裝置30上增加，基于由非對稱檢出裝置30得到的非對稱量信息(ASM)控制數(shù)據(jù)限幅單元20的二值化限幅電平(DSL)的限幅電平控制單元19。
如上所述，當非對稱在大狀態(tài)下被強調(diào)高頻帶域情況下，如圖3所示，容易發(fā)生再生信號的折疊，眼形中心電平，也就是關(guān)系到二值化電平，數(shù)據(jù)錯誤就容易發(fā)生。因此，將非對稱量大的情況下數(shù)據(jù)限幅單元20的限幅電平(DSL)從再生信號的折疊漸漸向遠方由限幅電平控制單元19使其偏置，可以降低由折疊引起的錯誤。
圖15，表示本發(fā)明所涉及信號處理裝置的其他構(gòu)成例。圖15中的非對稱檢出裝置30，是在圖6中的運算放大單元1的下一段設(shè)置了AD轉(zhuǎn)換器10，還有附加平衡控制單元17的裝置。AD轉(zhuǎn)換器10，輸入運算放大單元1的輸出(RS2)進行模擬-數(shù)碼轉(zhuǎn)換。圖15中的平衡單元8，輸入AD轉(zhuǎn)換單元10的輸出(DRS)強調(diào)其高頻帶域。平衡單元8的輸出(DS2)，與圖6的情況相同提供給波形檢出單元31及二值化單元7。且，運算放大單元1和AD轉(zhuǎn)換單元10之間，與圖6的情況相同配置模擬式平衡單元8亦可。AD轉(zhuǎn)換單元10的轉(zhuǎn)換特性，不只限于線性，是非線性亦可。
接下來，用圖16(a)及圖16(b)說明圖15中的非對稱檢出裝置的操作?；静僮髋c圖6的情況一樣，但是由AD轉(zhuǎn)換單元10將模擬再生信號(RS2)轉(zhuǎn)換為數(shù)碼再生信號(DRS)，以后的處理由數(shù)碼信號處理進行的點不同。
輸入再生信號(RS1)，由運算放大單元1提供所規(guī)定的增幅·偏置成為下一段的再生信號(RS2)。這個再生信號(RS2)，由AD轉(zhuǎn)換單元10模擬-數(shù)碼轉(zhuǎn)換成多值的數(shù)碼信號(DRS)。這個數(shù)碼信號(DRS)，介于平衡單元8提供給最高檢出單元2及最低檢出單元3，在最高檢出單元2檢出最高得到最高檢出信號(PK)，在最低檢出單元3檢出最低得到最低檢出信號(BM)。振幅檢出單元4中，例如從最高檢出信號(PK)減去最低檢出信號(BM)求出振幅信息信號(AM)。偏置檢出單元5中，例如平均最高檢出信號(PK)和最低檢出信號(BM)求出偏置信息信號(OF)。增幅偏置控制單元6，使振幅信息信號(AM)與目標振幅(TRA)相等、還有，偏置信息信號(OF)與AD中心電平相等進行運算放大單元1的增幅及偏置的控制。
由上述的控制，使再生信號(RS2)的最大(PK)及最小(BM)基本與目標最高電平(TRP)及目標最低電平(TRB)一致就成為可能。在此，再生信號中沒有非對稱的情況下，眼形曲線圖的中心位置與AD中心電平成為相等，但是，再生信號中有非對稱的情況下眼形曲線圖的中心位置如圖16(b)所示從AD電平中心分離。
在此，由二值化單元7使再生信號(DS2)的二值化后的占空率基本與所規(guī)定值一樣邊調(diào)整限幅電平(SL)邊進行二值化。這樣進行二值化的情況下，限幅電平(SL)與眼形曲線圖的中心基本一致，通過運算這樣求得的限幅電平(SL)和AD中心電平的差算出非對稱量就成為了可能。
當將AD中心電平作為接地電平(GND)的情況中，限幅電平(SL)本身成為非對稱量信息(ASM)。
這樣，為將再生信號有效地收納到所規(guī)定電平范圍控制信號振幅及偏置，使二值化后的占空率基本成為所規(guī)定值求得限幅電平(SL)，檢出再生信號的眼形模式的中心位置，正確測定非對稱量就成為可能。而且，由AD轉(zhuǎn)換單元10將再生信號轉(zhuǎn)變?yōu)閿?shù)碼信號處理，由此，可以消除在模擬信號處理電路很容易發(fā)生由電偏置、偏差、波動差引起的檢出誤差。
還有，通過將AD轉(zhuǎn)換單元10的AD轉(zhuǎn)換時鐘定成與再生信號位相同期的時鐘，相應(yīng)于輸入信號的傳送遲延由于最高檢出、最低檢出、增幅·偏置控制等的時間定數(shù)會自動變化、對于CAV(Constant Angular Velocity)的對應(yīng)就是容易的。
還有，通過將平衡單元8由FIR濾波器等的數(shù)碼濾波器構(gòu)成，高精度的補償就成為可能，由此，振幅及偏置控制的精度就能提高，為此，就可以進行高精度的非對稱檢出。
圖15中的平衡控制單元17，是對應(yīng)于非對稱量信息(ASM)控制平衡單元8的高頻帶域的強調(diào)量的?；诜菍ΨQ量信息(ASM)為使再生錯誤減少而通過調(diào)整高頻帶域的強調(diào)量，信賴性高的數(shù)據(jù)的再生就成為可能。如前所述，非對稱大的狀態(tài)下強調(diào)高頻帶域的情況中，如圖3那樣，再生信號的折疊容易發(fā)生，會影響到眼形中心電平，也就是，二值化電平，數(shù)據(jù)錯誤就容易發(fā)生。因此，非對稱量大的情況下，控制平衡單元8的高頻帶域，或者是衰減高頻帶域降低再生信號的折疊現(xiàn)象，錯誤比率的改善就成為可能。
且，將圖15中的波形檢出單元31用圖10(a)或者是圖10(b)的構(gòu)成置換也是可能的。輸入再生信號(RS1)是預(yù)先消除了直流因素的信號的情況下，與圖6的情況同樣直接從增幅偏置控制單元6取出非對稱量信息也是可能的。
然而，圖15的信號處理裝置，還包括輸入平衡單元8的輸出(DS2)解碼對應(yīng)于最優(yōu)的反饋狀態(tài)輸出解碼數(shù)據(jù)的維托畢譯碼單元15、對應(yīng)于非對稱量信息(ASM)控制維托畢解碼單元15的判定電平的判定電平控制單元14。
根據(jù)圖15的構(gòu)成，基于再生信號的非對稱量信息(ASM)通過調(diào)整使維托畢解碼單元15的判定電平成為最適合，安定維托畢解碼單元15的操作，減少再生錯誤比率就成為可能。例如，將PR(n，m，m，n)等化信號維托畢解碼時，使用上述目標最高電平(TRP)、目標最低電平(TRB)及非對稱量(ASM)，TRP、ASM、TRB、用n∶m分割TRP-ASM之間的TRV1、用m∶n分割A(yù)SM-TRB之間的TRV2作為維托畢解碼的識別點的值，通過將TRP-TRV1之間、TRV1-ASM之間、ASM-TRV2之間、TRV2-TRB之間的中心值作為識別閾值，對應(yīng)于非對稱使維托畢譯碼單元15的判定電平成為最適合進行調(diào)整。
圖15的變形例用圖17表示。圖17中，取代圖15中的判定電平控制單元14設(shè)置了數(shù)據(jù)輸出控制單元16。數(shù)據(jù)輸出控制單元16，基于非對稱量信息(ASM)切換二值化單元7的輸出(DRF)或者是維托畢譯碼單元15的輸出(VTB)輸出。
使維托畢檢出的判定電平上下對稱的情況下，再生信號的非對稱變大上下對稱性破壞，維托畢解碼就變得困難，就不再能得到正確的解碼數(shù)據(jù)。對于強非對稱，使用二值化單元7的輸出(DRF)界限電平變高容易得到正確的數(shù)據(jù)檢出。因此，當非對稱量在所規(guī)定值以上時通過將二值化單元7的輸出(DRF)、或者是非對稱量在所規(guī)定值以下時通過間維托畢譯碼單元15的輸出(VTB)切換輸出，作為最后的輸出數(shù)據(jù)，輸出信賴性高的再生數(shù)據(jù)就成為可能。且，只要使DRF和VTB的輸出時機一致，相應(yīng)于非對稱量信息(ASM)實時切換它們是可能的。
產(chǎn)業(yè)上利用的可能性正如以上所說明的，根據(jù)本發(fā)明，為使再生信號在所規(guī)定的范圍內(nèi)有效地收斂控制信號振幅及偏置，通過使二值化后的占空率基本成為所規(guī)定值而求限幅電平，檢出眼形曲線圖的中心位置，正確測定非對稱量是可能的，基于非對稱量信息切換維托畢譯碼器的判定電平，平衡調(diào)整，或者是進行二值化偏置的施加，再生錯誤比率的改善就變得可能。
權(quán)利要求
1.一種信號處理裝置，為再生信息記錄媒體上的記錄信息的信息處理裝置，其特征為包括為放大上述記錄信息的再生信號的運算放大器、為使上述運算放大器的輸出的振幅及偏置達到各自所規(guī)定值而采用具有為控制上述運算放大器的增益及偏置的增益偏置控制器的反饋環(huán)路、以及為從上述反饋回路中的信號抽出上述再生信號的直流成份信息的直流成份抽出器，另外，作為表示上述再生信號的非對稱量的信息提供上述直流成份信息。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號處理裝置，其特征為上述直流成份抽出器，是輸入上述運算放大器的輸出為使二值化后的占空率成為所規(guī)定的值反饋控制，邊調(diào)整限幅電平邊進行二值化的二值化器。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號處理裝置，其特征為上述直流成份抽出器，是輸入上述運算放大器的輸出的低通濾波器。
4.根據(jù)權(quán)利要求3所述的信號處理裝置，其特征為上述低通濾波器的截止頻率，設(shè)定為低于由上述再生信號調(diào)則決定的最大反轉(zhuǎn)周期的倒數(shù)決定的頻率。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號處理裝置，其特征為當上述運算放大器的輸入再生信號為預(yù)先濾掉了直流成份的信號的情況下，作為表示上述非對稱量的信息，從上述增益偏置控制器向上述運算放大器提供偏置控制信息。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號處理裝置，其特征為還包括基于上述運算放大器的輸出檢出有關(guān)上述再生信號波形的信息，將該波形信息提供給上述增益偏置控制器的波形檢出器。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的信號處理裝置，其特征為上述波形檢出器，具有輸入上述運算放大器的輸出進行最大檢出的最大檢出器，以及輸入上述運算放大器的輸出進行最小檢出的最小檢出器。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的信號處理裝置，其特征為上述波形檢出器，具有輸入上述運算放大器的輸出檢出上述再生信號的振幅輸出振幅信息信號的振幅檢出器，輸入上述運算放大器的輸出檢出上述再生信號的偏置輸出偏置信息信號的偏置檢出器。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的信號處理裝置，其特征為上述波形檢出器，具有輸入上述運算放大器的輸出進行最大檢出的最大檢出器，輸入上述運算放大器的輸出進行最小檢出的最小檢出器，輸入上述最大檢出器的輸出及上述最小檢出器的輸出運算上述運算放大器的輸出信號振幅輸出振幅信息信號的振幅檢出器，以及輸入上述最大檢出器的輸出及上述最小檢出器的輸出運算上述運算放大器的輸出信號偏置輸出偏置信息信號的偏置檢出器。
10.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號處理裝置，其特征為還包括介于上述運算放大器和上述增益偏置控制器之間為強調(diào)上述運算放大器的輸出的高頻帶域的平衡器。
11.根據(jù)權(quán)利要求10所述的信號處理裝置，其特征為還包括為控制上述平衡器的高頻帶域的強調(diào)量的平衡控制器，基于上述非對稱量的信息為減少再生錯誤比率調(diào)整上述平衡器的高頻帶域的強調(diào)量。
12.根據(jù)權(quán)利要求11所述的信號處理裝置，其特征為上述非對稱量比所規(guī)定值大時的上述平衡器的高頻帶域的強調(diào)量，設(shè)定得比上述非對稱量比所規(guī)定值小時的要小。
13.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號處理裝置，其特征為還包括為檢出上述再生信號的欠落的缺陷檢出器，以及在缺陷檢出期間中，保持上述直流成份信息的同步器。
14.根據(jù)權(quán)利要求2所述的信號處理裝置，其特征為還包括為平滑上述二值化器的限幅電平的平滑器，作為表示上述再生信號的非對稱量的信息提供給上述平滑器的輸出。
15.根據(jù)權(quán)利要求14所述的信號處理裝置，其特征為上述平滑器，是由上述二值化器的限幅電平作為輸入的積分電路或者是累積加法運算器而構(gòu)成。
16.根據(jù)權(quán)利要求14所述的信號處理裝置，其特征為還包括為檢出上述再生信號的欠落的缺陷檢出器，缺陷檢出期間中，停止或者是初期化上述平滑器的積分處理。
17.根據(jù)權(quán)利要求1所述的信號處理裝置，其特征為還包括為二值化上述記錄信息的再生信號的數(shù)據(jù)限幅器，為控制上述數(shù)據(jù)限幅器的二值化限幅電平的限幅電平控制器，且基于上述非對稱量的信息為減少再生錯誤比率在上述數(shù)據(jù)限幅器的二值化限幅電平上施加偏置而進行調(diào)整。
18.根據(jù)權(quán)利要求2所述的信號處理裝置，其特征為還包括介于上述運算放大器和上述增益偏置控制器之間為將上述運算放大器的輸出在脈沖調(diào)制的基礎(chǔ)上轉(zhuǎn)變?yōu)槟M-數(shù)碼的模擬-數(shù)碼轉(zhuǎn)換器，上述二值化器，由上述模擬-數(shù)碼轉(zhuǎn)換器的脈沖調(diào)制數(shù)據(jù)作為輸入。
19.根據(jù)權(quán)利要求18所述的信號處理裝置，其特征為還包括為將上述脈沖調(diào)制數(shù)據(jù)維托畢譯碼對應(yīng)于最優(yōu)推定狀態(tài)還移輸出譯碼數(shù)據(jù)的維托畢譯碼器，基于上述非對稱量的信息，為減少再生錯誤比率控制上述維托畢譯碼器的判定電平的判定電平控制器。
20.根據(jù)權(quán)利要求18所述的信號處理裝置，其特征為還包括為將上述脈沖數(shù)據(jù)維托畢譯碼對應(yīng)于最優(yōu)推定的狀態(tài)還移輸出譯碼數(shù)據(jù)的維托畢譯碼器，基于上述非對稱量的信息，為減少再生錯誤比例切換輸出上述二值化器的輸出或者是上述維托畢譯碼器的輸出的數(shù)據(jù)輸出控制器。
21.根據(jù)權(quán)利要求20所述的信號處理裝置，其特征為上述數(shù)據(jù)輸出控制器，在上述非對稱量比所規(guī)定值小時選擇輸出上述維托畢譯碼器的輸出，而上述非對稱量比所規(guī)定值大時選擇輸出上述二值化器的輸出。
22.一種信號處理方法，是再生信息記錄媒體上的記錄信息，其特征為包括為放大上述記錄信息的再生信號的運算放大器輸出振幅及偏置各自達到所規(guī)定的值，控制反饋回路中的上述運算放大器的增益及偏置的步驟，從上述反饋回路中的信號抽出上述再生信號的直流成份信息的步驟，作為表示上述再生信號的非對稱量提供上述直流成份信息的步驟。
全文摘要
采用具有放大記錄信息的再生信號的運算放大單元(1)、該運算放大單元(1)的輸出的振幅及偏置達到各自所規(guī)定值的控制增益及偏置的增益偏置控制單元(6)、的反饋環(huán)路的構(gòu)成，由接受運算放大器單元(1)的輸出為使二值化后的占空率基本達到所規(guī)定值進行反饋控制邊調(diào)整限幅電平邊進行二值化的二值化單元(7)得到正確的非對稱量信息。以這個非對稱量信息為基礎(chǔ)，通過切換維托畢譯碼單元(15)的判定電平，降低再生錯誤比率。
文檔編號G11B20/10GK1692435SQ20038010030
公開日2005年11月2日 申請日期2003年12月25日 優(yōu)先權(quán)日2002年12月27日
發(fā)明者堀邊隆介, 相田和俊 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社