專利名稱：磁盤裝置以及控制磁頭的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種其中磁頭在旋轉的磁盤上移動的磁盤裝置以及一種控 制磁頭的方法。
背景技術：
在用于定位磁盤裝置的磁頭的控制系統中，通常，構成使用微型計算 機的數字控制系統。即，從離散地獲得的磁頭的定位信息在微處理器內部 計算控制命令，并且通過D/A (數字-模擬轉換器)，向致動器的起動驅動 器提供該控制命令。通常，由于致動器具有在高頻帶內的機械共振，因此， 為了高速、低振動和低噪聲地將磁頭移動到目標位置，產生不激發(fā)機械共 振的前饋控制輸入是非常重要的。
作為一種用于以高速使磁頭移動短距離的方法，考慮通過最優(yōu)化方法 初步地計算且作為表保持為了不^JC機械共振而用于致動器的前饋控制輸 入以及給反饋控制系統的目標位置命令。然而，從微處理器的存儲容量出 發(fā)，對于每個尋iiif巨離(seek distance )采用這樣的方法是不可能的。因此， 在長距離尋道的情況下，必須在線產生用于致動器的前饋控制輸入和目標 位置命令。
作為用于此目的的方法，可以考慮這樣的一種方法，在控制系統內部 設置致動器模型，使得模型速度遵從目標速度曲線，從而向反饋控制系統提供對模型的控制命令和模型位置，分別作為向致動器的前饋控制輸入和
目標位置命令(JP隱A 9-73618 ( Kokai) (1997 ))。然而，在JP畫A 9-73618 (Kokai) ( 1997)中所述的頭定位控制系統中，如果模型的位置和速度 不在磁頭的實際位置和速度附近，則在安放(settle)等時，磁頭會過調 (overshoot)。因此，在尋道中，某種模型修改成為所需的。
作為用于此目的的一種方法，有這樣的一種方法，在尋道的前半部分 中，通過向模型的輸入添加反饋控制輸出來更新模型，通過該模型來推算 磁頭的位置和速度，并且通過使用模型的推算的位置和速度，構成速度控 制系統(例如，The 74th JSME (Japan Society of Mechanical Engineers) Spring Annual Meeting, Vol.4， pp.410-411(1997)(曰語)，圖3)。在該方 法中，此外，在其中磁頭來到目標位置附近的尋道后半部分中，反饋控制 輸出被切換，以被添加到致動器，從而，構成通常的二自由度控制系統。
這樣，當必須像磁盤裝置那樣構成伺服系統時，反饋控制器具有積分 器(integrator)。因此，當構成這樣的尋道控制系統時，積分器的輸出也 被添加到該模型，因此，當外力例如磁閂鎖力(magnetlatch force )大時， 積分器的輸出變大。因此，在切換到通常的二自由度控制系統時，在控制 命令中發(fā)生瞬態(tài)響應。
并且，在磁盤裝置的情況下，當磁頭以高速移動時，伺服圖形變?yōu)樾?交的，且位置檢測噪聲變大。位置檢測噪聲通過反饋控制輸出而影響模型 側的速度反饋控制系統，因此，產生振動的前饋控制命令。這還可以引起 雜聲(quack)。根據這些情況，在JP-A 9-73618 (Kokai) (1997)或者 The 74th JSME Spring Annual Meeting, Vol.4, pp.410-411(1997)的圖3中 所述的控制系統中，很難在其中大的外力起作用的環(huán)境中實現強健的 (robust)尋道控制。此外，要降低位置檢測噪聲的影響也是困難的。

發(fā)明內容
根據本發(fā)明的一個方面，提供一種磁盤裝置，其包括驅動部分，用 于使在磁盤中記錄和再現信息的磁頭移動；以及控制器，用于控制所述驅動部分，所述控制器包括位置誤差反饋控制系統，其具有積分器和相位 超前補償器(phase lead compensator)，且基于所述磁頭的目標位置和檢 測位置之間的差異獲得位置命令，以執(zhí)行所述驅動部分的反饋控制；以及 二自由度控制系統，輸入所述磁頭的目標移動距離，且通過使用所述驅動 部分的數學模型，向所述驅動部分輸出電流命令，每當在所^頭的定位 控制時和尋道時，所述控制器都向所述驅動部分提供所述積分器的輸出， 且隨即通過使用所述相位超前補償器的輸出來更新所述數學模型。
根據本發(fā)明的一個方面，提供一種用于控制磁頭的方法，其中使在磁 盤中記錄和再現信息的所述^茲頭移動，包括以下步驟通過使用積分器和 相位超前補償器而基于所述磁頭的目標位置和檢測位置之間的差異來獲得 位置命令，執(zhí)行對所述磁頭的驅動部分的反饋控制，隨即通過輸入所述磁 頭的目標移動距離且使用所述驅動部分的數學模型向所述驅動部分輸出電 流命令，執(zhí)行控制，并且每當在所述磁頭的定位控制時和尋道時，都向所 述驅動部分提供所述積分器的輸出，且隨即通過^f吏用所述相位超前補償器 的輸出來更新所述數學模型。


圖1是示出根據本發(fā)明的實施例的磁盤裝置的基本部分的概念圖2是示例才艮據本發(fā)明的實施例的控制系統的框圖3是示出在實施例中向外力大的方向執(zhí)行尋道時的控制命令的圖表 圖示(實驗結果)；
圖4是示例根據比較實例的尋道控制系統的框圖5是示出在比較實例中向外力大的方向執(zhí)行尋道時的控制命令的圖 表圖示(實驗結果)；
圖6是示出從頭位置到速度反饋輸出的框圖7是示出飽和時模型側控制系統的框圖8是示出飽和時模型側控制系統的框圖9是示出飽和時模型側控制系統的框圖；圖IO是示出飽和時模型側控制系統的等價變換的框圖； 圖11是示出速JL^饋增益的切換的圖表圖示；
圖12是示出在比較實例中向外力小的方向執(zhí)行尋道時的控制命令的
圖表圖示(實驗結果)；
圖13是在比較實例中當外力不起作用時的模擬結果；
圖14是在比較實例中當最大控制命令值的5%的外力起作用時的模擬
結果；
圖15是在比較實例中當最大控制命令值的10。/。的外力起作用時的模 擬結果；
圖16是在比較實例中當最大控制命令值的15。/。的外力起作用時的模 擬結果；
圖17是示出在模擬中使用的VCM模型的特性的圖表圖示；
圖18是示出速度反饋增益的切換條件的圖表圖示；
圖19是根據實施例的控制系統的控制命令的模擬結果；
圖20是根據實施例的控制系統的頭位置的模擬結果；
圖21是根據比較實例的控制系統的控制命令的模擬結果；
圖22是根據比較實例的控制系統的頭位置的模擬結果；
圖23是根據實施例的頭位置的實驗結果；
圖24是根據比較實例的頭位置的實驗結果；以及
圖25是定位時測量開口頂(open roof)特性的結果。
具體實施例方式
下文中，將參考

本發(fā)明的實施例。在附圖中，對相同的構件 附加相同的標記，并且適當地省略對其的詳細i兌明。
圖1是示出根據本發(fā)明的實施例的磁盤裝置的基本部分的概念圖。該 實施例的磁盤裝置具有頭定位控制機構(控制器)，在該控制器中，微處 理器(MPU) l8用作主要構件。磁頭11由臂12支撐，并且通過驅動部分 (下文中，稱為音圏電動機(VCM) )13的驅動力，臂12使磁頭11在盤14的徑向方向上移動。VCM 13具有》茲體15和驅動圏16，且通過從功 率放大器17提供的電流被驅動。MPU18計算控制命令，并且該控制命令 被D/A轉換器19轉換成^=莫擬信號且提供給功率;^大器17。功率方文大器17 將來自MPU 18的控制命令轉換成驅動電流，且將該驅動電流提供給VCM 13。
設置一個或多個盤14，且通過主軸電動枳/f吏盤14以高速旋轉。在盤 14上同心地形成多個磁道，并且通過恒定間隔提供伺服區(qū)域20。在伺服區(qū) 域20中，預先掩埋磁道的位置信息，并且磁頭11跨過伺服區(qū)域20，從而 通過頭放大器21獲取來自磁頭11的信號，并且超前信號(lead signal)被 放大，該信號被提供給祠服數據處理電路22。伺服數據處理電路22M 大的超前信號產生伺服信息，并且以等時間間隔將該伺服信息輸出到MPU 18。 MPU 18根據取自I/O 23的伺服信息來計算磁頭11的位置，并且以等 時間間隔計算將要從所獲得的磁頭位置流向VCM 13的控制命令。
圖2是示例根據本發(fā)明實施例的控制系統的框圖。
圖2中所示的控制系統具有位置誤差反饋控制系統100(參見圖4)和 模型側控制系統200。在該實施例中，位置誤差反饋控制系統100被分成 積分器110和相位超前補償器120。通過限幅器(limiter) 400和零階保持 器(zeroth-order holder) 420，積分器110的輸出被恒定地輸入到致動器 (VCM) 13中。另一方面，通過增益矢量(gain vector) 150，相位超前 補償器120的輸出被輸入到模型側控制系統200中。
在模型側控制系統200中，構筑對于致動器13的虛擬數學模型的速度 控制系統，并且使得模型速度遵從目標速度，從而產生前饋控制輸入。從 模型側控制系統200輸出的前饋控制輸入被輸入到速度反饋控制器(速度 反饋控制系統)300中，并且作為前饋控制輸入，通過限幅器400和零階 保持器420，被輸出到音圈電動機13。并且，在才莫型側控制系統200中， 使狀態(tài)方程式A矩陣210、B矩陣220和C矩陣240與l-采樣延遲(l-sample delay ) 230組合。
例如，在長距離的尋道時，有必要構成速度反饋系統，但是在磁盤裝置的情況下，僅僅可以觀測到磁頭11的位置。因此，有必要通過使用模型 來推算磁頭11的速度。如果該模型是精確的，則可以實現尋道控制而沒有 過調等，但實際上，不能獲得精確的模型。因此，對模型的補償成為必要 的。
在這種情況下，考慮通過使用Kalman濾波器等從推算的磁頭11的速 度和位置來構成速度反饋控制系統。當在尋道中構成這樣的控制系統時， 由于在目標位置附近，目標速度近似為直線的，因此變?yōu)橥ㄟ^推算的位置 和速度構成狀態(tài)反饋。由此，與該實施例類似地，可以在定位時和尋道時 使用相同的控制系統。即，通過執(zhí)行對模型的推算的位置和速度的反饋， 構成相位超前補償器120，并且可以構成與稍后將要描述的比較實例等的 不同的沒有控制結構的切換(開關的切換)的控制系統。
如上所述，在才艮據該實施例的控制系統中，在尋道前半部分(尋道時) 和尋道后半部分(定位控制時)，相位超前補償器120的輸出都被輸入到 模型側控制系統200中，因此，不需要控制結構的切換。并且，設定稍后 將要描述的增益矢量150和速度反饋增益Gv，從而，在定位控制時，被圖 2中所示的控制系統中的虛線包圍的部分變?yōu)榕c負相位超前補償器120 (-C2(Z))近似。此外，在與目標位置的剩余距離小的位置，目標速度曲線 近似為直線，因此，在定位控制時速度反饋控制器300是狀態(tài)反饋增益L， 該狀態(tài)反饋增益L是稍后將要描述的簡單恒定增益(simple invariable gain )。
比較而言，在稍后將要描述的比較實例中，在尋道前半部分的模型更 新中，位置誤差反饋控制系統100的輸出被添加到模型側控制系統200的 輸入終端，從而，模型的狀態(tài)(位置和速度)與致動器13的移動近似。并 且，在尋道后半部分中，位置誤差反饋控制系統100的輸出被切換到致動 器13中，并且將是通常的二自由度控制系統。通過這樣的方法，使得在尋 道時電流飽和的影響和模型誤差的影響很小。然而，在該比較實例的更新 ^^莫型的方法中，在其中大的外力作用于控制目標的情況下，在切換開關時 在控制命令中引起瞬態(tài)響應。圖3是示出在向外力大的方向執(zhí)行尋道時的控制命令的圖表圖示(實 驗結果)。
圖3中所示的圖表圖示的水平軸表示時間(毫秒)，而垂直軸表示向 D/A轉換器19提供的控制命令值。從尋道結束時的控制命令值的大小A 可以看出，在該實驗中使用的磁盤裝置中，最大控制命令值的約10%的外 力起作用。
如圖3中所示，可以看出，在向諸如磁閂鎖力的外力大的方向尋道時， 由于該實施例的控制系統不需要切換控制結構，因此不發(fā)生瞬態(tài)響應。此 外，如稍后所述，在向外力小的方向尋道時，由于不需要切換控制結構， 因此也不發(fā)生不連續(xù)的控制命令。
如上所述，通過增益矢量150，相位超前補償器120的輸出,皮輸入到 模型側控制系統200，而且通過限幅器400和零階保持器420，積分器110 的輸出被輸入到致動器(VCM) 13，并且，不需要切換控制結構，因此， 在向諸如磁閂鎖力的外力大的方向尋道和向外力小的方向尋道的兩種尋道 中，不發(fā)生瞬態(tài)響應。
圖4是示例根據比較實例的尋道控制系統的框圖。
在圖4中所示的尋道控制系統中，通過與才艮據圖2中所示的實施例的 控制系統比較，位置誤差反饋控制系統100沒有被分成積分器110和相位 超前補償器120。并且，從模型側控制系統200輸出的前饋控制輸入被輸 入到具有目標磁道的位置(目標位置)信息的速度反饋控制器300中。其 它結構與圖2中所示的控制系統相同，因此省略對其的說明。
在這樣的控制系統中，為了平穩(wěn)地執(zhí)行從尋道控制到定位控制的換接， 通過在尋道前半部分使用定位控制器來更新模型側控制系統200，并且在 目標位置附近將系統切換到通常的二自由度控制系統。
即，在尋道前半部分，在更新模型側控制系統200時，位置誤差反饋 控制系統100的輸出被添加到模型側控制系統200的輸入(開關swl連接 到終端2)，從而，模型的狀態(tài)(位置和速度)與致動器13的移動近似。 并且，在尋道的后半部分，位置誤差反饋控制系統100的輸出^Ut^致動器13中(開關swl連接到終端l)，從而，使得系統成為通常的二自由度 系統。從而，使得尋道時電流飽和的影響和位置檢測噪聲的影響很小。
然而，在這樣的尋道控制系統中，當大的諸如磁閂鎖力的外力起作用 時，在切換開關swl時在控制命令中偶爾引起瞬態(tài)響應。此外，當以高速 移動臂12時，磁頭11與伺服區(qū)域20斜交，因此，會錯誤地讀取柱代碼， 因此，位置檢測噪聲變大。因此，通過位置誤差反饋控制系統100，該噪 聲影響速度反饋控制器300，在控制命令中產生由該噪聲引起的振動成分。
為了改善致動器13的尋道性能，向致動器13提供平滑的前饋控制輸 入是4艮重要的。因此，在模型側控制系統200中，以采樣周期Ts/n執(zhí)行計 算，該采樣周期Ts/n是位置誤差反饋控制系統100的周期Ts的n倍。
并且，對于速度控制系統的結構，存在加速時的電流飽和，因此，對 速度誤差進行恒定的增益反饋。需要精確的模型來實現致動器13的高性能 尋道，但由于波動等，m難預先準備高精度模型。因此，在尋道時更新模 型側控制系統200，并JU吏;漠型的狀態(tài)與致動器13的狀態(tài)近似。
圖5是示出在向外力大的方向執(zhí)行尋道時的控制命令的圖表圖示(實 驗結果)。
圖5中所示的圖表圖示的水平軸表示時間(毫秒)，而垂直軸表示向 D/A轉換器19提供的控制命令值。從尋道結束時的控制命令值的大小A 可以看出，在該實驗中使用的磁盤裝置中，最大控制命令值的約10%的外 力起作用。
如圖5中所示，可以看出，在比較實例的尋道控制系統中，在尋道前 半部分通過^(吏用定位控制器來更新模型側控制系統200 ，并且在目標位置 附近，該系統切換成通常的二自由度控制系統，因此，在向諸如磁閂鎖力 的外力大的方向尋道時，在切換開關swl時產生不連續(xù)的控制命令值。如 稍后所述，在向外力小的方向尋道時，不產生不連續(xù)的控制命令。
由這些情況，在根據圖4中所示的比較實例的尋道控制系統中，當外 力小時，因為由開關swl的切換引起的瞬態(tài)響應非常小，因此沒有問題。 然而，當大的諸如磁閂鎖力的外力作用于臂12時，相對于外力的強健特性很低。控制命令的急劇的瞬態(tài)響應激發(fā)機械共振，從而在安放時引起波動。 因此，寫保護的次數變大，從而降低性能。
接下來，將參考

用于構成不具有控制結構的切換的控制系統 例如根據實施例的控制系統的特定實例。
如上所述，由于在目標位置附近，目標速度近似為直線的，因此通過 推算的位置和速度構成狀態(tài)反饋，從而可以構成不具有控制結構的切換的 控制系統。
然而，如果為了不進行控制結構的切換而通過使用這樣的控制系統來
執(zhí)行尋道控制到定位控制，則相位超前補償器120的階級變?yōu)楣潭ǖ蕉A。 并且，頻率特性變?yōu)橛蒏alman濾波器系數、目標速度曲線的斜率以及速 度反饋增益確定。因此，在這樣的控制系統的情況下，要在定位時提^H壬 意的頻率特性就變得4艮難。
在磁盤裝置的情況下，因為由盤的振動引起的抖動干擾等存在于高頻 帶區(qū)的特定頻帶中，因此，為了實現高精度定位控制，有必要實現適于干 擾頻率的定位控制系統的頻率特性。相應地，在具體實例中，考慮定位時 的干擾特性，初步地設計位置誤差反饋控制系統100(C(z))，以便可以實 現所需的定位精度，并且如在下式中所示，將系統分成積分器110(d(z)) 和相位超前補償器120 ( C2(z))。
C(z)二C'0) + C2(z) (1)
并且，將積分器110的輸出恒定地輸入到控制目標(VCM 13)中。 此外，在尋道和定位控制時，都通過位置超前補償器120的輸出來更新模 型，并且將由模型的位置和速度構成的速度反饋控制器300的輸出添加到 控制目標。這樣的控制系統的一個實例是在圖2中所示的控制系統。
即，圖2中所示的控制系統通過速度反饋控制器300的輸出和積分器 110的輸出來執(zhí)^f亍尋道控制和定位控制。此外，如上所述，通過^L定增益 矢量150和稍后將要描述的速度反饋增益Gv，被圖2中所示的控制系統中 的虛線所包圍的部分在定位控制時變?yōu)榕c負相位超前補償器120 (-C2(Z)) 近似。此外，在與目標位置的剩余距離小的位置，目標速度曲線近似為直線，因此，在定位控制時速度反饋控制器300是狀態(tài)反饋增益L，該狀態(tài) 反饋增益L是稍后將要描述的簡單恒定增益。
通過使用等價線性控制輸入，在定位控制時狀態(tài)反饋增益L變?yōu)橄率健?b，表示當與目標位置的剩余距離小時目標速度曲線的斜率，而Gv表示速度
反饋增益。此外，b2,表示模型增益。
<formula>formula see original document page 14</formula>
(2)
在該控制系統中的設計參數是被相位補償器120的輸出乘的增益矢量 150(k)和在定位時確定狀態(tài)反饋增益L的速度反饋增益Gv。
因此，接下來，將說明用于設定增益矢量150(k)和速度反饋增益G、 的方法。
通過其中可以觀測位置誤差的周期Ts的例如1/r來計算模型，因此， 該模型可以由下式示出。
<formula>formula see original document page 14</formula>
(3)
尋道時的該模型由二重積分表示，因此，是如下的式子,
<formula>formula see original document page 14</formula>
并且，相位超前補償器120的輸出是通過周期Ts的輸出，通過具有周 期Ts的零階保持器420來提供該模型。在這種情況下，被圖2中的虛線包 圍的部分示于圖6中，并且可以由下式表示給速度反饋控制器300的頭位置。<formula>formula see original document page 15</formula> (5)
這里，Hr由下式表示,
<formula>formula see original document page 15</formula> (6)
根據式(5)，如果下式成立，則頭位置yp(k，0)到u(k，0)…u(k，r-l)變 為與負相位超前補償器120 (-C2(Z))相等。這里，？^示矩陣(A+BL)的 本征值。
<formula>formula see original document page 15</formula> (7)
<formula>formula see original document page 15</formula> (8)
如果式(7)成立，則Hr為如下,
<formula>formula see original document page 15</formula> (9)
如果式(8)和式(7)同時成立，則式(5)變?yōu)橄率?<formula>formula see original document page 16</formula>
(10)
由此，如果式(7)成立，則目標速度曲線的斜率變?yōu)閎p并且，通 過狀態(tài)反饋增益310 (L)，模式狀態(tài)x(k,O)變?yōu)榻茷?O"。并且，由于 在定位狀態(tài)下x(k，0)=0，特性yp(k，O)到u(k,0)…u(k，r-l)變?yōu)榕c負相位超前 補償器120 (-C2(z))相等。根據以上，如此設定速JL^饋增益Gv，以便 (A+BL)具有本征值"O",并且對于;ME值"0，，的;^i矢量祐 沒定為k，且 如此確定k的增益，以l更Lk--l。
由式(2)和(4) ， (A+BL)為下式。
4 + BL =
1 2 -l + (—K 廣2.W
(11)
由此，為了使(A+BL)具有^i值"0",速度反饋增益Gv必須滿足 式(12)。因此，速度反饋增益Gv為式(13)。即，速度反饋增益Gv變 為模型增益Bu的倒數。
1 —521.GV—2'^+2.52，.ZvC^ =0
(12)
丑
(13)
21
將表示為式(13 )的Gv設定為G
v一opt 并且，由于有必要必須使(A+BL)穩(wěn)定，要求另外的一個本征值小 于"1"。因此，有必要使式(14)成立。當用式(13)的關系代入Gv時， 要求定位時的目標速度曲線的斜率lh滿足式(15)。
<formula>formula see original document page 17</formula>
(14)
0<4<1 (15) 如果設定滿足式(14)的目標速度曲線的斜率，則(A+BL)可以是 穩(wěn)定的，且可以獲得可將本征值中的一個設定為"0"的Gv。pt。從而，如果 將對于4L4iE值"0"的;^矢量選擇作為增益矢量k，則式(7)成立。并且， 如果如此設定增益矢量k的增益，以便Lk=-1，則可以將yp(k，O)到 11(1^,0)...11(1^-1)設定為負相位超前補償器120 (-C2(z))。從而，在定位時， 系統可以具有與諸如圖4中所示的比較實例相同的反饋頻率特性，并且可 以實現當使用位置誤差反饋控制系統IOO( C(z))時相同的精度的定位精度。 另一方面，考慮將尋道的期限(term)分成兩個。 一個是其中加速時 控制命令飽和的區(qū)段，而另一個是其中目標速度曲線的斜率變?yōu)閎,的減速 區(qū)段。在其中控制命令飽和的加速時，圖6變?yōu)榕c圖7相同。如圖7中所 示，可以看出，飽和時構成監(jiān)測器件，并且模型的狀態(tài)與VCM13的狀態(tài) 近似。從而，避免由控制命令的飽和引起的順從(compliance)性能的劣 化。在這種情況下，監(jiān)測器件的誤差方程式如下式。
<formula>formula see original document page 17</formula>
(16)
并且，圖7中所示的模型側控制系統可以變換為圖8。如此選擇增益 矢量，以便式(7)和式(8)成立，因此，下式的關系成立。
<formula>formula see original document page 17</formula> (17)從而，圖8中所示的模型側控制系統可以變換為圖9。此外，式(16) 變?yōu)橄率健?br> <formula>formula see original document page 18</formula>(18)
接下來，將考慮當控制命令飽和時的反饋控制系統。 圖IO是示出飽和時模型側控制系統的等價變換的框圖。 從yp(k,0)到ym(k，O)的轉移函數(transfer function )計算為如下式。<formula>formula see original document page 18</formula>(19)
從而，可以看出，如果如此設計相位超前補償器120，以便圖IO中所 示的反饋控制系統是穩(wěn)定的，則在其中控制命令飽和的加速時監(jiān)測器件是 穩(wěn)定的。因為模型接近控制目標的特性，如果如此設計相位超前補償器 120，以便控制目標是穩(wěn)定的，則圖10中所示的反饋控制系統也是穩(wěn)定的。
當飽和狀態(tài)結束且狀態(tài)變?yōu)樘幱跍p速狀態(tài)時，系統變?yōu)榕c通常的二自 由度控制系統相同。這是因為使用了如此計算的Gv—。pt和k,以便定位時的 頻率特性變?yōu)榕c原始定位控制系統的頻率特性相同。當與目標位置的剩余 距離大時，尋道速度高，因此，如果結構是二自由度控制系統，則由于位 置檢測誤差，控制命令變?yōu)檎駝拥?，并且通過致動器13的機械共振激發(fā)， 控制性能劣化。相應地，通過將Gv設定為下式，使用下式中的a，以便a 被切換成圖11中所示的階梯狀。G.. 二 a. (7,
，
(20)
當與目標位置的剩余距離大時，將Gv設定為小于Gv。pt，并且，當剩 余距離變?yōu)樾∮谄渲心繕怂俣惹€的斜率變?yōu)閎,的距離時，將Gv設定為 Gv_。pt。從而，減速時控制命令的形狀形成以及位置檢測誤差的影響降低。 在這種情況下，(A+BL)的^值計算如下。
z =
(2 + 521丄2) ± V《《+8321丄
2
(21)
這里，L1和L2如式(22)。因此，如式(23)計算本征值。式中的 "b，，表示目標速度曲線的斜率。
厶二 一". G,.
12 =(- -2。《
(22)
A 二(1_26)
義2=(1 —") (23)
尋道時系統必須是穩(wěn)定的，因此，有必要j吏、和 l2的絕對值小于 從而可見，下面的條件必須成立。
0<6<1
(24)
在尋道時，選擇l以下的數作為a，因此可見，選擇O至l的數作為a 就足夠了。然而，如果將a設定為太小，則尋道變得不能進行，因此，將a 設定為在0至1的范圍，同時觀測尋道時間以及模型速度對目標速度的順 從度。并且，當與目標位置的剩余距離大時的目標速度曲線的斜率通常小 于在剩余距離為0的附近的斜率bn并且下式成立。<formula>formula see original document page 20</formula>(25)
因此，當br滿足式(i4)時，^值必然變?yōu)樵趩挝粓A內。然而，該
條件使(A+BL)穩(wěn)定，但不總是使圖2中所示的控制系統穩(wěn)定。最終， 根據由用于改變a的剩余距離獲得的目標速度曲線的斜率b以及根據a,計 算式(5),從而，有必要確認圖2中所示的控制系統變?yōu)榉€(wěn)定的。
下文中，示出其中通過r-2在采樣周期Ts中兩次計算模型的兩倍多 級(multirate)的情況的一個實例。將在式(26 ) 、 ( 27 )和(28 )中分 別示出相位超前補償器120 (C2(z)) 、 VCM 13模型以及狀態(tài)反饋增益 310(L)。
<formula>formula see original document page 20</formula>(26)
<formula>formula see original document page 20</formula>(27)
從而，速度反饋增益Gv成為"1.12",并且狀態(tài)反饋增益L變?yōu)橄率?<formula>formula see original document page 20</formula>
(28)
從而，(A+BL)的x^值如下式,
<formula>formula see original document page 20</formula>
(29)
對于^的#矢量如下式,<formula>formula see original document page 21</formula>(30)
在這種情況下，LV的值是"-5.02"，因此，如下式將被5.02除的V 的值設定為k。
<formula>formula see original document page 21</formula>(31)
如上所述，通過增益矢量150(k)，在該增益矢量150(k)中利用對于矩 陣(A+BL)的本征值"0"的本征矢量乘以常數，將相位超前補償器120 的輸出提供給模型側控制系統200的狀態(tài)，從而，定位時的反饋特性表明 與圖4中示例性示出的比較實例相同的反饋頻率特性，并且定位精度不降 低。
接下來，將參考

在根據圖4中所示的比較實例的尋道控制系 統中的實驗結果和模擬結果。
圖12是示出在比較實例中向外力小的方向執(zhí)行尋道時的控制命令的 圖表圖示(實驗結果)。該圖表圖示的水平軸和垂直軸的項目與圖5中所 示的圖表圖示相同。
如圖12中所示，在向外力小的方向執(zhí)行尋道時，根據比較實例的尋道 控制系統不產生不連續(xù)的控制命令。即，因為由開關swl的切換引起的瞬 態(tài)響應非常小，因此當外力小時，根據比較實例的尋道控制系統沒有問題。 另一方面，如上所述，在向諸如磁閂鎖力的外力大的方向執(zhí)行尋道時，在 切換開關swl時產生不連續(xù)的控制命令值(參見圖5)。
此外，為了具體地調研相對于外力的響應，當作用于VCM13的外力 變化時對控制命令執(zhí)行模擬。
圖13是在比較實例中當外力不起作用時的模擬結果。此外，圖14是 在比較實例中當最大控制命令值的5%的外力起作用時的模擬結果。
此外，圖15是在比較實例中當最大控制命令值的10。/。的外力起作用時的;f莫擬結果。
此外，圖16是在比較實例中當最大控制命令值的15%的外力起作用 時的模擬結果。
如圖13至16中所示，可以看出，當作用于VCM13的外力較大時， 在切換開關時的瞬態(tài)響應較大。由此，當外力小時，通過切換開關，用于 將位置誤差反饋控制系統100的輸出添加到類似于根據比較實例的尋道控 制系統的模型的輸入側的方法具有非常小的瞬態(tài)響應，因此，沒有問題。 另一方面，可以看出，在如大的外力作用于臂的環(huán)境下尋道時，在控制命 令中會出現瞬態(tài)響應，并且相對于外力的強健特性很低。
控制命令的急劇瞬態(tài)響應激發(fā)機械共振，在安放時引起波動。因此， 寫保護的次數變大，從而降低性能。在根據比較實例的該尋道控制系統中， 考慮用于解決該問題的方法包括這樣的方法，該方法提供預先測量的外力 作為表，并且在控制時向被添加到VCM13的控制命令添加該表。然而， 從制造成本方面，在磁道方向上以細的間隔預先測量且作為表提供外力是 困難的。因此，為了解決根據比較實例的尋道控制系統的上述問題，優(yōu)選 與根據實施例的控制系統類似地，在尋道控制和定位控制時構成具有相同 控制結構的控制系統。
因此，接下來，為了確認根據實施例的控制系統的有效性，將參考附 圖說明當使用計算出的最適合的增益矢量k時在尋道時的模擬結果和實驗 結果。
圖17是示出在模擬中使用的VCM模型的特性的圖表圖示。 此外，圖18是示出速度反饋增益的切換M的圖表圖示。 對于VCM模型和速度反饋增益的切換條件，使用根據實施例的控制 系統和根據比較實例的控制系統，并且對以相同距離執(zhí)行尋道時的控制命 令以及頭位置進行4莫擬。模型化且對其添加在實際設備中測量的干擾。并
的速度反饋系統。
圖19是根據實施例的控制系統的控制命令的模擬結果。此外，圖20是才艮據實施例的控制系統的頭位置的模擬結果。 圖19中所示的圖表圖示的水平軸表示時間(毫秒)，而垂直軸表示向 D/A轉換器19提供的控制命令值。此外，圖20中所示的圖表圖示的水平 軸表示時間(毫秒)，而垂直軸表示相對于目標位置的頭位置(磁道)。
如圖19中所示，可以看出，在才艮據該實施例的控制系統中，由于不需 要切換控制結構，因此不引起瞬態(tài)響應。此外，如圖20中所示，在根據實 施例的控制系統中，平滑控制命令不具有瞬態(tài)響應，因此不激發(fā)VCM13 的機械共振。因此，在安放時頭位置的振動很小。即，頭以低的振動到達 目標位置。
圖21是根據比較實例的控制系統的控制命令的模擬結果。 此外，圖22是根據比較實例的控制系統的頭位置的模擬結果。圖21 和22中所示的圖表圖示的水平軸和垂直軸的項目與圖19和20中所示的圖 表圖示的水平軸和垂直軸的項目相同。
如圖21中所示，在根據比較實例的控制系統中，在尋道前半部分通過 使用定位控制器而更新模型側控制系統200，并且在目標位置附近，系統 切換到通常的二自由度控制系統，因此，在切換時引起不連續(xù)的控制命令 值。此外，如圖22中所示，在根據比較實例的控制系統中，由于引起不連 續(xù)的控制命令值，激發(fā)了 VCM13的機械共振。因此，安放時頭位置振動。 如上所述，當安方文時頭位置振動時，寫入許可的發(fā)生時間被延遲，從而降 低性能。
圖23是根據實施例的頭位置的實驗結果。
此外，根據實施例的控制系統的控制命令的實驗結果如上述圖3中所示。
如圖23和3中所示，在根據實施例的控制系統中，以與模擬結果(參 見圖19和20)相同的方式，不需要切換控制結構，因此，不引起瞬態(tài)響 應。并且，產生不具有瞬態(tài)響應的平滑控制命令，因此，不激發(fā)VCM 13 的機械共振。因此，安放時頭位置的振動很小。即，頭以低的振動到達目 標位置。圖24是根據比較實例的頭位置的實驗結果。
此外，根據比較實例的控制系統的控制命令的實驗結果如上述圖5中 所示。
如圖24和5中所示，在根據比較實例的控制系統中，以與模擬結果(參 見圖21和22)相同的方式，在切換開關時產生不連續(xù)的控制命令值。并 且，由于引起不連續(xù)的控制命令值，、^JL了 VCM13的機械共振。因此， 安放時頭位置振動。
對于在實驗中的參數中的每一個，使用與模擬相同的參數中的每一個。 并且，為了使差異清楚，在圖22和23中，如此執(zhí)行實驗結果，以便示出 在放松零階保持器420之后設置的陷波濾波器(未示出)。此外，公知在 定位時在控制下，可以在交叉頻率附近通過通常的控制實現與定位控制相 同的頻率特性。定位時測量開口頂(open roof)特性的結果如圖25中所示。
如上所述，根據實施例，在尋道控制和定位控制時，積分器110的輸 出被輸入到控制目標(VCM 13)。類似地，在尋道控制和定位控制時， 相位超前補償器120的輸出被輸入到模型側控制系統200以更新模型。從 而，在尋道控制和定位控制時，可以構成具有相同結構的控制系統，因此， 可以降低由控制結構的切換引起的控制命令的瞬態(tài)響應。即，可以構成對
外力強健的尋道控制系統。
如上所述，已說明了本發(fā)明的實施例。然而，本發(fā)明不限于這些描述。 只要具有本發(fā)明的特性，其設計被本領域技術人員適當修改的上述實施例 包括在本發(fā)明的范圍內。例如，根據實施例的控制系統的構件中的每一個、 其設置等不限于所示范的那些，而是可以被適當地修改。
并且，只要在技術上可能，可以組合上述實施例的每一個的構件中的 每一個，并且，只要包括本發(fā)明的特性，這些組合也包括在本發(fā)明的范圍 內。
權利要求
1. 一種磁盤裝置，包括驅動部分，用于使在磁盤中記錄和再現信息的磁頭移動；以及控制器，用于控制所述驅動部分，所述控制器包括位置誤差反饋控制系統，其具有積分器和相位超前補償器，且基于所述磁頭的目標位置和檢測位置之間的差異獲得位置命令，以執(zhí)行對所述驅動部分的反饋控制；以及二自由度控制系統，輸入所述磁頭的目標移動距離，且通過使用所述驅動部分的數學模型，向所述驅動部分輸出電流命令，每當在所述磁頭的定位控制時和尋道時，所述控制器都向所述驅動部分提供所述積分器的輸出，且隨即通過使用所述相位超前補償器的輸出來更新所述數學模型。
2. 根據權利要求1的裝置，其中所述控制器還包括速度反饋控制系統， 所述速度反饋控制系統使用所述數學模型的速度和位置，并且在所述定位 控制時所述速度反饋控制系統的輸出以及所述積分器的輸出被提供給所述 驅動部分。
3. 根據權利要求2的裝置，其中在所述定位控制時所述速度反饋控制 系統變?yōu)楹愣ㄔ鲆娴臓顟B(tài)反饋增益。
4. 根據權利要求l的裝置，其中確定所述定位控制時的狀態(tài)的速JL^ 饋增益被設定為使其矩陣具有為零的#值。
5. 根據權利要求l的裝置，其中確定所述定位控制時的狀態(tài)的速度反 饋增益是所述數學模型的模型增益的倒數。
6. 根據權利要求l的裝置，其中所述控制器通過增益矢量向所述數學 模型提供所^目位超前補償器的輸出。
7. 根據權利要求6的裝置，其中所述增益矢量是這樣的增益矢量，在 所述增益矢量中，矩陣的本征值為零的本征矢量被乘以常數。
8. 根據權利要求2的裝置，其中在所述定位控制時，所述磁頭的位置 對于所述速M饋控制系統的輸出等于負相位超前補償器的輸出。
9. 根據權利要求l的裝置，其中根據與所i^磁頭的目標位置的剩余距 離，確定所述位置控制的狀態(tài)的速度反饋增益被切換成階梯狀。
10. 根據權利要求9的裝置，其中當所述剩余距離較小時，所述速度 反饋增益被設定為較大。
11. 一種控制磁頭的方法，其中使在磁盤中記錄和再現信息的所述磁 頭移動，包括以下步驟通過使用積分器和相位超前補償器而基于所述磁頭的目標位置和檢測 位置之間的差異來獲得位置命令，執(zhí)行對所逸磁頭的驅動部分的反饋控制， 隨即通過輸入所述磁頭的目標移動距離且使用所述驅動部分的數學模型向 所述驅動部分輸出電流命令，執(zhí)行控制，以及每當在所逸磁頭的定位控制時和尋道時，都向所述驅動部分提供所述 積分器的輸出，且隨即通過使用所述相位超前補償器的輸出來更新所述數 學模型。
12. 根據權利要求ll的方法，還包括以下步驟 通過使用所述數學模型的速度和位置，進一步執(zhí)行速度反饋控制；以及在所述定位控制時，向所述驅動部分提供所述速度反饋控制系統的輸 出和所述積分器的輸出。
13. 根據權利要求12的方法，其中在所述定位控制中，使得所述速度 反饋控制的輸出是恒定增益的狀態(tài)反饋增益。
14. 根據權利要求ll的方法，其中如此設定確定所述定位控制時的狀 態(tài)的速度反饋增益，以便其矩陣具有為零的^值。
15. 根據權利要求ll的方法，其中確定所述定位控制時的狀態(tài)的速度 反饋增益是所述數學模型的模型增益的倒數。
16. 根據權利要求ll的方法，其中通過增益矢量向所述數學模型提供所述相位補償器的輸出。
17. 根據權利要求16的方法，其中所述增益矢量是這樣的增益矢量， 在所述增益矢量中，矩陣的^E值為零的本征矢量被乘以常數。
18. 根據權利要求12的方法，其中在所述定位控制時所述磁頭的位置 對于所述速度反饋控制的輸出等于所述相位超前補償器的負輸出。
19. 根據權利要求ll的方法，其中根據與所i^磁頭的目標位置的剩余 距離，確定所述位置控制的狀態(tài)的速度反饋增益被切換成階梯狀。
20. 根據權利要求19的方法，其中當所述剩余距離較小時，所iii4度 反饋增益被設定為較大。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種磁盤裝置以及控制磁頭的方法。一種磁盤裝置包括驅動部分，用于使在磁盤中記錄和再現信息的磁頭移動；以及控制器，用于控制所述驅動部分。所述控制器包括位置誤差反饋控制系統，其具有積分器和相位超前補償器，且基于所述磁頭的目標位置和檢測位置之間的差異獲得位置命令，以執(zhí)行對所述驅動部分的反饋控制；以及二自由度控制系統，輸入所述磁頭的目標移動距離，且通過使用所述驅動部分的數學模型，向所述驅動部分輸出電流命令。每當在所述磁頭的定位控制時和尋道時，所述控制器都向所述驅動部分提供所述積分器的輸出，且隨即通過使用所述相位超前補償器的輸出來更新所述數學模型。
文檔編號G11B5/55GK101419804SQ200810166739
公開日2009年4月29日 申請日期2008年10月23日 優(yōu)先權日2007年10月23日
發(fā)明者高倉晉司 申請人:株式會社東芝