專利名稱：數字信號的插值方法及其裝置、以及記錄媒體的記錄和(或)再生裝置及其方法
技術范圍本發(fā)明涉及數字信號的插值方法及其裝置。尤其是涉及以少數位數字化后的數字信號的插值方法及其裝置。
背景技術：
作為例如將音頻信號數字化后輸送(在本申請書中所說的輸送包含信號的記錄和/或再生)的方法，以往已在CD(壓縮磁盤)、DAT(數字錄音磁帶)等記錄再生裝置和衛(wèi)星廣播等數字音頻播送中實施。在這類數字音頻輸送裝置中，以往在將模擬信號轉換為數字信號時，是以48kHz、44.1kHz等作為采樣頻率，而量化位數則按16位等的規(guī)定格式進行的。
可是，在這類現有的數字音頻輸送裝置中，數字音頻信號的量化位數通常規(guī)定著被解調的音頻信號的動態(tài)范圍。因此，例如為輸送更高音質的信號，必須將量化位數從現行的16位擴大到20或24位等。但是，一旦規(guī)定好輸送用的格式之后，就不能很容易地進行量化位數的擴大，所以不能從這類裝置輸出更高音質的音頻信號。
而作為使音頻信號數字化的方法，已提出了稱作∑Δ調制的方法(參照日本音響學會會志46卷3號(1990)第251～257頁「AD、DA轉換器及數字濾波器(山崎芳男)」等)。


圖1示出了作為例如利用1位∑Δ調制的一例的結構。在該圖1中，從輸入端91輸入的音頻信號通過加法器92供給積分器93。從該積分器93輸出的信號供給比較器94。例如與所輸入的音頻信號的中點電位比較，并按每1采樣周期進行例如1位的量化。采樣周期的頻率(采樣頻率)與以往的48kHz、44.1kHz不同，采用其64倍或128倍的頻率。量化也可用2位或4位。
該量化信號供給延遲器95，延遲1個采樣周期。該延遲信號通過例如1位的DA轉換器96供給加法器92，與從輸入端91來的輸入音頻信號進行加法運算。從比較器94輸出的量化信號由輸出端97輸出。因此，若采用∑Δ調制，則如上述文獻所示，通過充分地提高采樣周期的頻率(采樣頻率)，即使是1位這樣少的位數也能獲得動態(tài)范圍寬的數字音頻信號。
可是，在如上所述的數字音頻信號中，假如輸送系統(tǒng)發(fā)生異常而丟失信號，則再生后的數字信號就被固定在″1″或″0″的任一值上。這時，在采用不進行特殊處理的例如圖1所示結構得到的數字音頻信號中，連續(xù)的″1″或″0″分別相當于解調信號的正的最大值和負的最大值。因此，假如在輸送系統(tǒng)中信號的一部分丟失時，在該丟失部分將發(fā)生最大電平的噪聲，存在著對監(jiān)視器用的放大器和揚聲器造成破壞等危險。
因此，在CD和DAT等中，規(guī)定信號格式使連續(xù)的″1″或″0″成為解調信號的中間值，則即使發(fā)生如上所述的信號丟失也不會發(fā)生最大電平的噪聲。在所輸送的數字信號中設置糾錯碼，則即使發(fā)生信號丟失也能在例如規(guī)定的范圍內修復。另外，對于超過糾錯碼能力的信號丟失等，可用前后的數據進行插值處理，通過保持其前面的數據等，使其在聽覺上不產生問題。
在這種插值處理方面，例如進行采用圖2所示的線性插值處理。在該圖2中，例如，設丟失的數據數為N、緊挨在該數據之前的數據值為A、緊接在其后面的數據值為B，則插值數據Dn(n＝1～N)由下式求得。
Dn＝A＋n×(B－A)/N …(1)圖3示出了進行這種插值處理的插值電路的一例。在圖3中，將數字音頻信號供給數據輸入端81，從該數據輸入端81來的輸入數據信號通過存儲器82供給數據選擇器83。從存儲器82來的數據信號供給運算電路84。在錯誤檢測信號輸入端85上供給表示在數據輸入端81上所供給的數字音頻信號是否正確的錯誤檢測信號。從該錯誤檢測信號輸入端85來的檢測信號供給控制電路86。
當有錯誤檢測信號加到該輸入端85上時，控制電路的輸出信號供給存儲器82及運算電路84，利用存儲器82所存儲的數據按上述的式(1)進行插值處理的計算。從該運算電路84輸出的插值數據供給數據選擇器83，該數據選擇器83由來自控制電路86的控制信號控制。因此，在錯誤檢測信號的供給期間，選擇從運算電路84輸出的插值數據，并將插值處理后的數據從數據輸出端輸出。
但是，在上述的∑Δ調制中，各數據的字長很短，例如只是1位，所以不能進行使用前后數據的插值處理。因此，例如，如圖4所示，可考慮用與錯誤部分長度相同的前面的數據置換錯誤部分的方法(前值保持)。在該方法中，有時會發(fā)生極大的噪聲，因而是不實用的?？煽紤]使用分隔抽樣(間隔抽樣)濾波器將由上述∑Δ調制得到的數據，變換成CD和DAT等的信號格式。如采用這種方式，則能以與以往相同的方法進行插值處理，通過保持前面的數據等，可以在聽覺上不發(fā)生問題。但是，在這種方法中，被處理后的信號的特性變得與CD或DAT等相同，不能有效利用∑Δ信號原來具有的寬頻帶、寬動態(tài)范圍等特征。
因此，假如輸送系統(tǒng)發(fā)生異常而丟失信號時，在∑Δ信號情況下迄今為止的裝置和方法還不能通過對其插值進行修復，因此在一般的輸送系統(tǒng)中利用∑Δ信號極為困難。
本申請就是鑒于以上情況完成的，其目的是提供一種在進行過∑Δ調制等的以任意的少數位數字化后的數字信號中產生錯誤時能對錯誤部分進行有效插值的方法或裝置。
發(fā)明的公開本發(fā)明是通過供給以任意的少數位數字化后含有錯誤部分的數字信號，使用將以上述數字信號的錯誤部分作為任意位置而將除去上述錯誤部分后的數據供給任意的數字濾波器所得到的值及將所取得的上述錯誤部分的全部插值數據供給上述數字濾波器的上述任意位置所得到的值，求得上述錯誤部分的插值數據，并公開了與其有關的數字信號的插值方法及其裝置、以及記錄媒體的記錄和(或)再生裝置及其方法。
附圖的簡單說明圖1是用于說明1位∑Δ調制的結構圖。
圖2是用于說明線性插值的圖。
圖3是現有的數字信號插值裝置的結構圖。
圖4是用于說明前值保持的圖。
圖5是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第1實施例的圖。
圖6是表示用于說明數字信號插值方法的第1實施例的表1。
圖7是表示用于說明數字信號插值方法的第1實施例的表2。
圖8是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第1實施例的圖。
圖9是本發(fā)明的數字信號插值方法的第1實施例的結構圖。
圖10是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第2實施例的圖。
圖11是本發(fā)明的數字信號插值方法的第2實施例的結構圖。
圖13是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第3實施例的圖。
圖14是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第3實施例的圖。
圖15是本發(fā)明的數字信號插值方法的第3實施例的結構圖。
圖16是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第4實施例的圖。
圖17是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第4實施例的圖。
圖18是表示用前值保持對發(fā)生了4位錯誤的1位∑Δ信號進行修復后的波形曲線圖。
圖19是表示用本發(fā)明對發(fā)生了4位錯誤的1位∑Δ信號進行插值后的波形曲線圖。
圖20是表示用前值保持對發(fā)生了8位錯誤的1位∑Δ信號進行修復后的波形曲線圖。
圖21是表示用本發(fā)明進對發(fā)生了8位錯誤的1位∑Δ信號行插值后的波形曲線圖。
圖22是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第5實施例的圖。
圖23是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第5實施例的圖。
圖24是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第5實施例的圖。
圖25是本發(fā)明的數字信號插值方法的第5實施例的結構圖。
圖26是本發(fā)明的數字信號插值方法的第6實施例的結構圖。
圖27是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第6實施例的圖。
圖28是用于說明本發(fā)明的數字信號插值方法的第6實施例的圖。
圖29是本發(fā)明的數字信號插值方法的第7實施例的結構圖。
圖30是本發(fā)明的數字信號插值方法的第8實施例的結構圖。
圖31是本發(fā)明的數字信號記錄再生裝置的一實施例的簡略結構圖。
圖32是表示本發(fā)明的數字信號記錄再生裝置的信號格式的一實施例的圖表。
實施發(fā)明的最佳形態(tài)以下，用附圖詳細說明與本發(fā)明有關的數字信號的插值方法及其裝置。
本發(fā)明將發(fā)生了錯誤的∑Δ信號以∑Δ信號的形式插值，修復成在聽覺上不存在問題的數據。在本發(fā)明中，用濾波器預測發(fā)生了錯誤的∑Δ信號，并使用該預測的信號對錯誤進行插值。
例如，假定向系數為c0、c1、c2.....cn－1的n抽頭FIR型低通濾波器輸入由b0、b1、b2.....bm構成的數據串的∑Δ信號，則濾波器的輸出信號Yn如下式所示。
Yn＝c0*b0＋c1*b1＋c2*b2＋……＋cn-1*bn－1這里，假定數據字長為1位的∑Δ信號的(b0、b1、b2、b3)4位發(fā)生了錯誤，則上述FIR濾波器的輸出如下式所示。
Yn＝(c0*b0＋c1*b1＋c2*b2＋c3*b3)＋(c4*b4＋......＋cn－1*bn－1)在上式中，左邊的第1項(c0*b0＋c1*b1＋c2*b2＋c3*b3)由于是丟失的數據不能計算它的值，右邊的第2項(c4*b4＋……＋cn－1*bn－1)，因數據b4～bn－1的值已知，所以可以計算。設右邊第2項為A0，則上式變?yōu)閅0＝(c0*b0＋c1*b1＋c2*b2＋c3*b3)＋A0同樣，1次采樣后、2次采樣后、3次采樣后的濾波器的輸出，分別為Y1＝(c1*b0＋c2*b1＋c3*b2＋c4*3)＋A1Y2＝(c2*b0＋c3*b1＋c4*b2＋c5*3)＋A2Y3＝(c3*b0＋c4*b1＋c5*b2＋c6*b3)＋A3另一方面，與上述式(1)相同，設緊挨在錯誤前面的值為A、緊接在錯誤后面的值為B、A和B的間隔為N次采樣，則Yn的值利用線性插值可從下式求出，即Yn＝A＋n*(B－A)/N ...(2)結果與上述相同，如下式所示。
(c0*b0＋c1*b1＋c2*b2＋c3*b3)＋A0＝Y0(c1*b0＋c2*b1＋c3*b2＋c4*b3)＋A1＝Y1(c2*b0＋c3*b1＋c4*b2＋c5*b3)＋A2＝Y2(c3*b0＋c4*b1＋c5*b2＋c6*b3)＋A3＝Y3...(3)對b0～b3求解該聯立方程式(3)，即可推斷出丟失的數據值。
但是，實際上數據bn的數據字長為1位，所以其值只取「1」或「-1」。與此相反，聯立方程式(3)的解可為「1」或「-1」以外的任意值。因此，即使從聯立方程式(3)的解、例如注意到解的符號而將數據的值確定為「1」或「-1」，但被插值后的∑Δ信號仍可能含有電平非常大的噪聲。
上述聯立方程式通過依次采樣可以只按低通濾波器的抽頭數排列，所以可以建立如下的聯立方程式，
c0*b0＋c1*b1＋c2*b2＋c3*b3＋A0＝Y0c1*b0＋c2*b1＋c3*b2＋c4*b3＋A1＝Y1c2*b0＋c3*b1＋c4*b2＋c5*b3＋A2＝Y2c3*b0＋c4*b1＋c5*b2＋c6*b3＋A3＝Y3c4*b0＋c5*b1＋c6*b2＋c7*b3＋A0＝Y4c5*b0＋c6*b1＋c7*b2＋c8*b3＋A1＝Y5c6*b0＋c7*b1＋c8*b2＋c9*b3＋A2＝Y6c7*b0＋c8*b1＋c9*b2＋c10*b3＋A3＝Y7也可使用最小二乘法等求出適當的解，但計算復雜、沒有實用性。
因此，在本發(fā)明第1實施例中，考慮如下方法。即，如注意到數據bn只取「1」或「-1」的中的一個值，則式(3)左邊的(c0*b0＋c1*b1＋c2*b2＋c3*b3)，通過4個數據b0～b3的「1」或「-1」的組合，總計只取16組的值。因此，預先將該16組的值全部計算好，則可從該16組值中搜索出式(3)左邊c0*b0＋c1*b1＋c2*b2＋c3*b3)＋A0與Y0最接近的值。
作為實際的例，采用如圖5所示的表1及圖6所示的29抽頭的FIR濾波器，假定如表2所示的1位數據中的4位數據(b0、b1、b2、b3)發(fā)生了錯誤，試研討對其進行插值的情況。圖7的數據是采樣頻率為2.822MHz、信號頻率為1kHz、振幅為滿標值-50dB的正弦波的例子。當進行式(3)的濾波計算時，發(fā)生錯誤的數據在FIR濾波器的哪個相位都沒關系，但為便于研討，如圖8所示假定在FIR濾波器的中央。
這里，如設由于錯誤而不能進行濾波計算的項為Bn，則Bn＝c12*b0＋c13*b1＋c14*b2＋c15*b3如設不發(fā)生其余的錯誤，因而能進行濾波計算的項為A0，則A0＝c0*b(-12)＋c1*b(-11)＋.....＋c10*b(-2)＋c11*b(-1)＋c16*b4＋c17*b5＋.....＋c27*b15＋c28*b16結果，式(3)為Bn＋A0＝Y0...(4)另一方面，如計算b0～b3分別取「1」或「-1」值后的16種情況的Bn值，則b0＝1、b1＝1、b2＝1、b3＝1時，Bn＝B0＝1331
b0＝-1、b1＝1、b2＝1、b3＝1時，Bn＝B1＝701b0＝1、b1＝-1、b2＝1、b3＝1時，Bn＝B2＝659b0＝-1、b1＝-1、b2＝1、b3＝1時，Bn＝B3＝29b0＝1、b1＝1、b2＝-1、b3＝1時，Bn＝B4＝643b0＝-1、b1＝1、b2＝-1、b3＝1時，Bn＝B5＝13b0＝1、b1＝-1、b2＝-1、b3＝1時，Bn＝B6＝-29b0＝-1、b1＝-1、b2＝-1、b3＝1時，Bn＝B7＝-659b0＝1、b1＝1、b2＝1、b3＝-1時，Bn＝B8＝659b0＝-1、b1＝1、b2＝1、b3＝-1時，Bn＝B9＝29b0＝1、b1＝-1、b2＝1、b3＝-1時，Bn＝B10＝-13b0＝-1、b1＝-1、b2＝1、b3＝-1時，Bn＝B11＝-643b0＝1、b1＝1、b2＝-1、b3＝-1時，Bn＝B12＝-29b0＝-1、b1＝1、b2＝-1、b3＝-1時，Bn＝B13＝-659b0＝1、b1＝-1、b2＝-1、b3＝-1時，Bn＝B14＝-701b0＝-1、b1＝-1、b2＝-1、b3＝-1時，Bn＝B15＝-1331其次，進行不發(fā)生錯誤的部分的濾波計算，A0＝-3.0
而緊挨在發(fā)生錯誤的數據前面的濾波輸出值A為A＝c0*b(-29)＋c1*b(-28)＋.....＋c27*b(-2)＋c28*b(-1)＝12.0緊接在發(fā)生錯誤的數據后面的濾波輸出值B為B＝c0*b4＋c1*b5＋.....＋c27*b31＋c28*b32＝0.0N＝29＋4＝33n＝14然后，用式(2)得Y0＝A＋n*(B－A)/N＝12.0＋14*(0.0－12.0)/33＝6.9因此，在各個Bn的情況下，得到Bn＝B0時Bn＋A0＝1328Bn＝B1時Bn＋A0＝698Bn＝B2時Bn＋A0＝656Bn＝B3時Bn＋A0＝26Bn＝B4時Bn＋A0＝640Bn＝B5時Bn＋A0＝10Bn＝B6時Bn＋A0＝-32Bn＝B7時Bn＋A0＝-662Bn＝B8時Bn＋A0＝657Bn＝B9時Bn＋A0＝26Bn＝B10時Bn＋A0＝-16Bn＝B11時Bn＋A0＝-646Bn＝B12時Bn＋A0＝-32Bn＝B13時Bn＋A0＝-662Bn＝B14時Bn＋A0＝-704Bn＝B15時Bn＋A0＝-1334即，與插值的目標值Y0＝6.9最近似的值為B5＋A0＝10，就是說，求得的插值數據為B5(b0＝-1、b1＝1、b2＝-1、b3＝1)。
在該例中，插值數據與圖7中的表2的原有數據一致。
如采用這種方法，則能以任意的少數位進行數字化后供給含有錯誤部分的數字信號，使用將數字信號的錯誤部分作為任意位置且將除去錯誤部分后的數據供給任意的數字濾波器所得到的值及將所取得的錯誤部分全部插值數據供給數字濾波器的任意位置所得到的值，求得了錯誤部分的插值數據。其結果能獲得與原有數據近似的插值數據，可以進行良好的數字信號插值。
求出將除去數字信號的錯誤部分后的數據供給數字濾波器所得到的值與將所取得的錯誤部分的全部插值數據供給數字濾波器后所得到的值之和。從將緊挨在錯誤部分之前和緊接其后的數字信號的數據供給濾波器后所得的值中判斷該和的值與根據任意的插值式進行運算所得的值近似的值，求得與該判斷的值相當的插值數據，從而能減小運算量，并能進行更為良好的數字信號的插值。
為實施該方法，可以用圖9所示的結構進行。即，在圖9中，從數據輸入端1輸入的數字音頻信號通過存儲器2供給數據選擇器3。從存儲器2來的數字信號供給上述的例如系數為c0、c1、c2.....cn－1的n抽頭FIR型低通特性數字濾波器4。
將表示供給數據輸入端1的數字音頻信號是否正確的錯誤檢測信號供給錯誤檢測信號輸入端5。該錯誤檢測信號由圖中未示出的錯誤檢測電路供給。該錯誤檢測電路在對附加在供給輸入端1的音頻數字信號上的錯誤檢測碼或糾錯碼進行譯碼處理時，檢測是否發(fā)生錯誤。供給該錯誤檢測信號輸入端5的錯誤檢測信號被供給到控制電路6。從該控制電路6輸出的控制信號供給存儲器2、數據選擇器3及后文所述的插值數據生成電路7。
如在供給數據輸入端1的數字音頻信號中檢測出錯誤、并在錯誤檢測信號輸入端5上供給錯誤檢測信號時，首先將控制電路6輸出的控制信號供給存儲器2，讀出緊挨在發(fā)生錯誤的數據之前的數據，并供給數字濾波器4。據此，從數字濾波器4取出緊挨在上述發(fā)生錯誤的數據之前的A值，并將該A值保存在插值數據生成電路7的寄存器71內。
其次，將控制電路6輸出的控制信號供給存儲器2，讀出緊接在發(fā)生錯誤的數據之后的數據，并供給數字濾波器4。據此，從數字濾波器4取出緊接在上述發(fā)生錯誤的數據之后的濾波器輸出的B值，并將該B值保存在插值數據生成電路7的寄存器72內。利用這兩個值A、B，在運算電路73中進行上述式(2)的運算，求出Y0值。
再將控制電路6輸出的控制信號供給存儲器2，例如圖8所示，讀出發(fā)生錯誤的數據的前后的數據，并供給數字濾波器4。據此，從數字濾波器4取出因沒有發(fā)生錯誤而能進行濾波計算的項A0的值，并將該A0值保存在插值數據生成電路7的寄存器74內。
在插值數據生成電路7的存儲器75內存儲著因發(fā)生錯誤而不能進行濾波計算的項Bn的值，順序讀出該Bn的值后供給加法器76，與上述A0的值進行加法運算。將該加法運算值供給判斷電路77。在該判斷電路77中與來自上述運算電路73的Y0值進行比較，判斷出使這些值最接近的Bn值，根據該所判斷的Bn值形成插值數據。
另外，根據所使用的數字濾波器4的結構或濾波系數及錯誤部分的設定位置預先計算Bn的值，該值是以表的形式存儲的。插值數據生成電路7的內部結構，在圖中用方框表示出其功能，實際上是用軟件構成的。
插值數據生成電路7形成的插值數據供給數據選擇器3。該數據選擇器3由控制電路6的控制信號控制。據此，在錯誤檢測信號輸入端5上供給錯誤檢測信號期間，選擇插值數據生成電路7形成的插值數據，并在輸出端8輸出經過插值處理的數據。
如采用圖9示出的該裝置，則能以任意的少數位進行數字化后供給含有錯誤部分的數字信號，使用將數字信號的錯誤部分作為任意位置且將除去錯誤部分后的數據供給任意的數字濾波器所得到的值及將所取得的錯誤部分全部插值數據供給數字濾波器的任意位置所得到的值，求得了錯誤部分的插值數據，從而能獲得與原有數據近似的插值數據，可以進行良好的數字信號插值。
但是，與上述的第1實施例有關的方法，在所丟失的數據數少到如說明例中的4個的情況下，計算的數最少也要完成16個，而如錯誤的長度增加，則計算量將按其平方增加，所以計算所有情況下的Bn＋A0的值，并一個不漏地求出最小的值，談不上是好的方法。
因此，在與本發(fā)明第2實施例有關的方法中，將取得的從B0到B15的16個值按大小順序重新排列，設其為從B′0到B′15，并使用最小二乘法等按斜率為p、y軸截距為q的直線(插值直線)近似。
即，設近似直線為B′＝px＋q并將該B′代入式(4)中的Bn，得px＋q＋A0＝Y0于是
x＝(Y0－A0－q)/p ...(5)可從與該式(5)的解最為接近的整數值求得丟失的數據。
對這種情況，與上述相同，給出采用FIR濾波器的例。首先將Bn按大小重新排列。
B′0＝B0＝1331B′1＝B1＝701B′2＝B2＝659B′3＝B8＝659B′4＝B4＝643B′5＝B3＝29B′6＝B9＝29B′7＝B5＝13B′8＝B10＝-13B′9＝B6＝-29B′10＝B12＝-29B′11＝B11＝-643B′12＝B7＝-659B′13＝B13＝-659B′14＝B14＝-701B′15＝B15＝-1331該B′的折線如圖10的a所示。將該折線用最小二乘法近似為直線后，變?yōu)槿鐖D10中的b所示的直線。
B′＝138.25x－1036.9即，求得p＝138.25、q＝-1039.9。另外，根據所使用的數字濾波器4的結構(系數)及錯誤部分的設定位置預先計算p、q的值。
因此，根據上述的A0＝-3.0和Y0＝6.9的值，用式(5)求得x＝(6.9＋3.0＋1036.9)/138.25＝7.56從B′(7.56)→B′(8)＝B(10)最后求得B10(b0＝1、b1＝-1、b2＝1、b3＝-1)。
若用圖10對以上方法進行說明，則求出作為使用最小二乘法求得的結果的圖10中的直線b和0電平的交點，再求出與直線b和0電平的交點對應的圖10橫軸上的點相應的或最近似的值，作為插值數據。通過將所求出的插值數據插入或置換數字信號的發(fā)生錯誤的部分，進行數字信號的插值。在求取與圖10的橫軸上的點對應的插值數據時，可通過使用變換表來實現。
在該例中，為簡化說明使用了抽頭數長度短的FIR濾波器，因而與按照前述方法求得的結果有差異，但如增加FIR濾波器的抽頭數長度，則由于計算精度提高，所以能使兩種方法的結果在大多數情況下一致。
如采用與上述第2實施例有關的方法，則可求出與將所取得的錯誤部分的全部插值數據供給數字濾波器的任意位置所得到的值近似的曲線。判斷出與求出的曲線和0電平的交點近似的值，然后求出與該判斷出的值相當的插值數據，從而能減少運算量并能進行良好的數字信號的插值。
在與該第2實施例有關的方法中，可以用例如圖11所示的結構實現。與圖9所示框圖通用的部分標以相同的標示符號，這里其詳細的說明從略。在圖11中，來自插值數據生成電路7的運算電路73的Y0值及寄存器74內保存的A0的值，供給進行上述式(5)的運算的運算電路78，計算上述的B′，判斷與該B′最為接近的值Bn，并根據該判斷的值形成插值數據。
這樣，將由插值數據生成電路7的運算電路78生成的插值數據供給數據選擇器3。數據選擇器3與圖9中所示的結構相同。在輸入端5上供給錯誤檢測信號期間，根據控制電路6的控制信號進行切換控制，以便選擇輸出從插值數據生成電路7所輸出的插值數據。其結果是，從輸出端8輸出錯誤發(fā)生部分被從插值數據生成電路7輸出的插值數據置換、插入后的數據。
與本發(fā)明第3實施例有關的方法，是作為上述第1實施例的方法的應用而可以不用計算式(2)中的Yn的方法。即，因Y0、Y1、Y2.....是線性插值，所以如取差分則其值為一定值。
Y0－Y1＝Y1－Y2＝k因此，可得Y0－Y1＝(c0－c1)*b0＋(c1－c2)*b1＋(c2－c3)*b2＋(c3－c4)*b3＋A0－A1＝k
這里如假設C0＝c0－c1A0＝A0－A1則C0*b0＋C1*b1＋C2*b2＋C3*b3＋A′0＝k ...(6)這里，該式(6)可以認為是用作差分濾波器的FIR濾波器，即，將原來的低通濾波器的系數錯開1個而取差分的結果作為系數構成的差分濾波器。這時，因假定進行線性插值，所以并不限于將濾波器系數錯開1個，例如將原來的FIR濾波器的抽頭數長度按1/2錯開也沒關系。
因此，該差分濾波器的系數的例示于圖12中的表3和圖13。
這里，式(6)與式(3)形式相同，用表3的差分濾波器代替表1的FIR濾波器，通過計算A′0并在如圖1 4所示的錯誤發(fā)生區(qū)域附近進行差分濾波器的計算，即可求得k。
因此，與上述采用FIR濾波器的插值情況相同，可根據下式進行對發(fā)生錯誤的數據進行插值。
x＝(k－A′0－q)/p ...(7)如采用與該第3實施例有關的方法，則不用從式(2)計算Yn。
如采用與該第3實施例有關的方法，則通過將錯開任意抽頭數長度而取差分后的差分濾波器作為數字濾波器，能夠減少運算量并能進行良好的數字信號的插值。
為實施與第3實施例有關的方法，可以用例如圖15所示的結構進行。在圖15中與圖9通用的部分標以相同的標示符號，這里其詳細的說明從略。即在圖15中，將來自上述存儲器2的數據信號供給系數為C0、...C40的差分數字濾波器4′。
如在供給數據輸入端1的數字音頻信號中檢測出錯誤、并在錯誤檢測信號輸入端5上供給錯誤檢測信號時，首先將控制電路6輸出的控制信號供給存儲器2，讀出發(fā)生錯誤的數據附近的數據并供給差分數字濾波器4′。據此，從差分數字濾波器4′取出上述的k值，并將該k值保存在插值數據生成電路7的寄存器61內。
其次，再將控制電路6輸出的控制信號供給存儲器2，讀出發(fā)生錯誤的數據的前后的數據并供給差分數字濾波器4′。據此，從差分數字濾波器4′取出上述的A′0的值，并將該值A′0保存在插值數據生成電路7的寄存器61內。
將寄存器61的k值和寄存器62的A′0值供給運算電路63，按上述式(7)進行計算，求出x的值。判斷與該x值最為接近的Bn值，并將該判斷出的Bn值供給存儲器64，形成插值數據。在輸入端5上供給錯誤檢測信號期間，由數據選擇器3選擇插值數據生成電路7生成的插值數據，并從輸出端8輸出。
根據所使用的差分數字濾波器4′的結構(系數)及錯誤部分的設定位置預先計算Bn的值，該值是以表的形式存儲的。插值數據生成電路7的內部結構，在圖15中用方框表示出其功能，但也可用軟件構成。
如采用圖15所示的裝置，則通過將錯開任意抽頭數長度而取差分后的差分濾波器作為數字濾波器，能夠減少運算量并能進行良好的數字信號的插值。
與本發(fā)明第4實施例有關的方法，進行以下的插值用運算而不用計算k值。在例中示出的差分系數的濾波器呈點對稱形，所以如圖16所示，考慮在對象點的2個位置上進行與第3實施例的方法相同的插值處理。
這里，如設一條插值直線的斜率為p、y軸截距為q，另一條插值直線的斜率為-p、y軸截距為-q，則與式(7)相同，從各直線可得x＝(k－A′0－q)/px＝(k－A′1＋q)/(-p)。
從式中將k消去，得x＝A′1－A′0－2q)/2p...(8)如圖17所示，從該2條推斷直線的交點推算出因錯誤而丟失的數據，并以與該推算出的數據最為接近的數據值作為插值數據輸出。
如采用與上述第4實施例有關的方法，則可求出與將所取得的錯誤部分的全部插值數據供給差分數字濾波器的任意位置而得到的值近似的曲線，并求出將以數字信號的錯誤部分作為任意位置而將該錯誤部分除去后的數據供給差分數字濾波器而得到的值代入上述曲線后的第1曲線，同時求出與將所取得的錯誤部分的全部插值數據供給與差分數字濾波器的任意位置成點對稱的差分數字濾波器位置而得到的值近似的曲線，并求出將以數字信號的錯誤部分作為與任意位置的差分數字濾波器成點對稱的位置而將該錯誤部分除去后的數據供給差分數字濾波器而得到的值代入上述曲線后的第2曲線，判斷與第1和第2曲線的交點近似的值，并求得與該判斷的值相當的插值數據，從而能減少運算量并能進行良好的數字信號的插值。
為實施與第4實施例有關的方法，例如可以用與圖15同樣的結構進行。即，如在供給數據輸入端1的數字音頻信號中檢測出錯誤、并在錯誤檢測信號輸入端5上供給錯誤檢測信號時，首先將控制電路6輸出的控制信號供給存儲器2，讀出例如在求取圖16所示的A′1的相位上的數據前后的數據并供給差分數字濾波器4′。據此，從差分數字濾波器4′取出上述的A′1值，并將該A′1值保存在插值數據生成電路7的寄存器61內。
其次，再將控制電路6輸出的控制信號供給存儲器2，讀出例如在求取圖16示出的A′0的相位上的數據前后的數據并供給差分數字濾波器4′。據此，從差分數字濾波器4′取出上述的A′0的值，并將該值A′0保存在插值數據生成電路7的寄存器62內。
將寄存器61的A′1值和寄存器62的A′0值供給運算電路63，按上述式(8)進行計算，求出x的值。然后判斷與該x值最為接近的Bn值，并將該判斷出的Bn值供給存儲器64，形成插值數據。在輸入端5上供給錯誤檢測信號期間，由數據選擇器3選擇插值數據生成電路7生成的插值數據，并從輸出端8輸出。
如采用該裝置，則可求出與將所取得的錯誤部分的全部插值數據供給差分數字濾波器的任意位置而得到的值近似的曲線，并求出將以數字信號的錯誤部分作為任意位置而將該錯誤部分除去后的數據供給差分數字濾波器而得到的值代入上述曲線后的第1曲線，同時求出與將所取得的錯誤部分的全部插值數據供給與差分數字濾波器的任意位置成點對稱的差分數字濾波器位置而得到的值近似的曲線，并求出將以數字信號的錯誤部分作為與任意位置的差分數字濾波器成點對稱的位置而將該錯誤部分除去后的數據供給差分數字濾波器而得到的值代入上述曲線后的第2曲線，判斷與第1和第2曲線的交點近似的值，并求得與該判斷的值相當的插值數據，從而能減少運算量并能進行良好的數字信號的插值。
另外，在上述的式(5)、式(7)、式(8)的任何一種方法中，也可根據在占用錯誤發(fā)生區(qū)域的濾波器的哪個相位上進行濾波計算，僅按濾波器的抽頭數長度建立各式。因此，在從多個式中求解后，使用擇多判定法等可以確定更準確的插值。
在到此為止的說明中，因錯誤而丟失的數據的長度都是以4位為例的情況，但如采用該方法，如預先求出與錯誤的長度對應的插值直線，則能以幾乎相同的計算量進行發(fā)生了錯誤的數據的插值。
另外，由于數字濾波器具有低通濾波器的特性，所以能進行符合聽覺的數字信號插值。
作為實際的插值例，在圖18～21示出了采樣頻率為2.822MHz、信號頻率為1kHz、滿標值振幅為-50dB的正弦波的處理結果。而在該例中使用的濾波器為FIR型的低通濾波器，是一種將64抽頭按4級重疊的移動平均式濾波器。
因此，在圖18～21中，圖18示出了對發(fā)生了4位錯誤的1位∑Δ信號以前值保持進行修復后的波形，圖19示出了對發(fā)生了4位錯誤的1位∑Δ信號以本發(fā)明進行插值后的波形，圖20示出了對發(fā)生了8位錯誤的1位∑Δ信號以前值保持進行修復后的波形，圖21示出了對發(fā)生了8位錯誤的1位∑Δ信號以本發(fā)明進行插值后的波形，在這些例中，如采用本發(fā)明則能防止發(fā)生大電平的噪聲。
這樣，通過采用與如上所述的各實施例有關的方法和裝置，例如即使在以象∑Δ調制那樣的1位的較少位數構成的數字音頻信號中，假如因輸送系統(tǒng)發(fā)生異常而丟失信號，也能防止在其丟失部分可能發(fā)生的最大電平的噪聲。
因此，通過采用與各實施例有關的方法和裝置，則使用例如以象∑Δ調制那樣的1位的較少位數構成的數字音頻信號，也能無損其特性，而進行良好的信號輸送(記錄再生)。
以下，說明與本發(fā)明第5實施例有關的數字信號的插值方法。與5實施例有關的方法，是想要以∑Δ信號的形式對發(fā)生錯誤的∑Δ信號進行插值，并修復成在聽覺上不存在問題的數據。因此，在與5實施例有關的方法中，將以任意的少數位數字化后的數字信號分割成各規(guī)定的多個位，求出該分割后的數字信號的發(fā)生概率，根據該發(fā)生概率生成進行插值處理時必需的插值表，并參照該插值表求得錯誤部分的插值數據。
這里，例如將1位∑Δ信號的數據表示為例如b(n)、b(n＋1)、b(n＋2)、b(n＋3)、b(n＋4)…，并從任意位置起將該信號按每4位分段，例如假定為
B0＝b(n)*23＋b(n＋1)*22＋b(n＋2)*2＋b(n＋3)B1＝b(n＋4)*23＋b(n＋5)*22＋b(n＋6)*2＋b(n＋7)這時，例如∑Δ信號的4位如為(0、1、1、0)，則可表示為B0＝0*23＋1*22＋1*2＋0＝6這就是進行所謂的十六進位值的運算。因此，例如上述∑Δ信號的4位用十六進位數表示(十六進制表示)可變換為從「0」到「f」的16個值(符號)。即可表示為0＝(0、0、0、0)8＝(1、0、0、0)1＝(0、0、0、1)9＝(1、0、0、1)2＝(0、0、1、0)a＝(1、0、1、0)3＝(0、0、1、1)b＝(1、0、1、1)4＝(0、1、0、0)c＝(1、1、0、0)5＝(0、1、0、1)d＝(1、1、0、1)6＝(0、1、1、0)e＝(1、1、1、0)7＝(0、1、1、1)f＝(1、1、1、1)因此，將一個輸入實際音樂信號時的∑Δ信號的數據例用十六進制表示后的情況，示于圖22中的表4。
這里，從該表4可清楚看出，在輸入音樂信號時的∑Δ信號的數據中幾乎沒有取「0」或「f」的數據，取作「5」或「a」、「6」或「c」的數據居多。其原因可認為是，∑Δ信號是利用1位的「0」和「1」的密度來表現原來的音樂信號，而「0」或「f」的數據相當于負或正的最大值，在實際的音樂信號中是很少出現的。
另外，如果上述∑Δ信號是表現音樂信號的，則應考慮到在∑Δ信號的各個符號之間存在相關性。因此，如查看一下連續(xù)的2個符號(符號串)的發(fā)生概率，則可看到如圖23中的表5所示的分布情況。
該表5也可認為是表示從某個符號向某個符號遷移的概率.即可以看出例如在符號「1」的后面以50％的概率出現「a」，以31％的概率出現「c」。
如考慮將這種情況應用于在數據輸送電路中因噪聲或錯誤而丟失的數據的插值處理，則如知道在丟失的符號前面的符號，這就意味著能夠在一定程度上從已知的符號遷移概率推斷出已丟失的符號.即在上述的例中，如果緊挨在丟失符號之前的符號是「1」，則應跟在其后面的符號可認為是概率最高的「a」，可將其作為插值數據。
這樣，根據表5中的發(fā)生概率通過將緊接在1個符號之后的發(fā)生概率最高的符號集中在一起，可生成插值表。對于在表5中所有發(fā)生概率為0的符號，可考慮將在∑Δ信號中表示0的「5」或「a」作為插值數據。圖24中的表6示出了其例。
即在圖25中，來自供給數字音頻信號的數據輸入端106的數字信號，供給例如相當于數據串的4位部分的延遲電路102。從該延遲電路102輸出的信號供給數據選擇器103。
來自數據輸入端101的數字信號供給例如依次存儲4位數字信號的存儲器104。存儲在該存儲器104的4位數字信號供給例如設有上述表6的插值表的ROM表105。從該ROM表105來的數字信號依次供給數據選擇器103。
在錯誤檢測信號輸入端105上供給來自圖中未示出的錯誤檢測電路的用于表示供給數據輸入端101的數字音頻信號是否正確的錯誤檢測信號。圖中未示出的錯誤檢測電路在對數字音頻信號譯碼時，根據附加于音頻數字信號的錯誤檢測碼檢測是否發(fā)生了錯誤。來自該錯誤檢測信號輸入端106的檢測信號供給控制電路107。該控制電路107的輸出信號供給數據選擇器103及存儲器104。
如在供給數據輸入端101的數字音頻信號中檢測出錯誤、并在錯誤檢測信號輸入端106上供給錯誤檢測信號時，首先將控制電路107輸出的控制信號供給存儲器104，將緊挨在發(fā)生錯誤的數字信號之前的4位保存起來。
將該4位供給ROM表105并參照上述插值表形成插值數據。然后將該ROM表105的插值數據供給數據選擇器103，該數據選擇器103由來自控制電路107的控制信號控制。
因此，如在錯誤檢測信號輸入端106上供給錯誤檢測信號，則將緊挨在該錯誤之前的4位保存在存儲器104內，由該4位用ROM表105形成插值數據，由數據選擇器103選擇該插值數據，并在數據輸出端108上輸出經插值處理后的數據。
因此，在圖25示出的裝置中，在∑Δ調制等以任意的少數位數字化后的數字信號中發(fā)生錯誤時，將數字信號分割成各規(guī)定的多個位，求出該分割后的數字信號的發(fā)生概率，根據該發(fā)生概率生成進行插值處理時必需的插值表，并參照該插值表求得錯誤部分的插值數據，從而能獲得在錯誤部分處原來存在的可能性最高的插值數據，因此能以簡單的結構進行極為良好的數字信號的插值處理。
如采用上述的數字信號插值裝置，在以規(guī)定的少數位數字化后的數字信號的插值裝置中，由于具有將數字信號分割成各規(guī)定的多個位并根據所求出的數字信號的發(fā)生概率生成的插值表、在數字信號中發(fā)生錯誤時參照插值表求得錯誤部分的插值數據的裝置、以及將數字信號的錯誤部分用從插值表求得的插值數據置換后輸出的裝置，從而能以簡單的結構進行極為良好的數字信號的插值處理。
在上述的說明及第5實施例中，是從緊挨在錯誤部分之前的4位(1個符號)求出插值數據，但也可考慮同時使用緊挨其前的數據和緊接其后的數據求取，從而能得到精度更高的插值數據。如考慮采用前后各8位(2個符號)的數據，則能得到精度進一步提高的插值數據。
因此，圖26示出了這種考慮前后各8位的數據而求得插值數據時的與第6實施例有關的結構。但是，在圖26中，與圖25所示結構通用的部分標以相同的標示符號，這里其詳細的說明從略。
在圖26中，代替上述4位的存儲器104，設置了各為8位的存儲器104a、104b。開始時從控制電路107供給將緊挨在錯誤部分之前的8位保存在存儲器104a內的控制信號，同時在錯誤部分結束后經過8位部分的時間后供給將緊接其后的8位保存在存儲器104b內的控制信號。
在ROM表105x中設有由前后各8位共計1 6位生成的插值表。在該ROM表105x中形成的插值數據供給數據選擇器103。該數據選擇器103由來自控制電路107的控制信號控制。在這種情況下，在延遲電路102中設定與例如數據串的12位部分相當的延遲時間。
這樣，例如考慮錯誤部分前后各8位(2個符號)的數據而能求得4位(1個符號)的插值數據。
在圖26所示的情況下，由前后各8位的數據串(共計16位)生成插值表后，該插值表的大小為216＝65536。但是，在該表中有在實際的∑ A信號中幾乎不發(fā)生的數據串，所以不用這樣的數據串生成表，而是與上述4位的情況一樣，如加入「5」或「a」的插值數據，則能減小在實際的電路中使用的表的大小。
按照與該第6實施例有關的方法進行插值處理時的實際波形如圖28所示。該信號是在2.822MHz、以1位采樣、滿標值為-50dB的正弦波中按一定間隔發(fā)生4位的錯誤的數據例。圖27示出了用現有的前值保持法修復后的波形例，圖28示出了在本發(fā)明的第6實施例中用前后8位插值后的波形例。從圖27和圖28的比較結果可以清楚看出，如采用本發(fā)明的方法，則能防止大電平的噪聲的發(fā)生。
在上述的說明及第5實施例中，給出以4位的數據作為1個符號進行插值的例，但插值數據的長度不限于4位，也可以是如第6實施例示出的其他長度，如生成與其長度對應的插值表，則能進行同樣的插值處理。
在上述的說明及第5和第6實施例中，例如是根據輸入上述表4中示出的音樂信號時的∑Δ信號的數據例生成插值表，但也可以得到例如在會話錄音等中的不同數據。因此，例如可考慮按照數字信號的原信號類別分別生成插值表，根據其類別切換使用插值表。用圖29說明作為第7實施例的該實施例。在圖29中，與圖25通用的部分標以相同的符號。
即在圖29中，在ROM表105a、1 05b中分別存儲著根據不同類別的∑Δ信號的數據用上述的與第5實施例有關的方法生成的插值表。例如在ROM表105a、105b中分別存儲著與基于古典和爵士等風格不同的音樂信息的數字音頻信號對應的插值表。
如在輸入端106上輸入了錯誤檢測信號，則通過控制電路107的控制，將緊挨在數字信號發(fā)生錯誤之前的規(guī)定位數的數據、例如4位數據寫入存儲器104。存儲器104內存儲的數據供給ROM表105a、105b。由供給ROM表105a、105b的數據根據ROM表105a、105b的插值表生成插值數據。從ROM表105a、105b輸出的插值數據供給數據選擇器109。數據選擇器109將根據在輸入端110上供給的類別判斷信號選擇從ROM表105a輸出的插值數據和從ROM表105b輸出的插值數據，并供給數據選擇器103。
類別判斷信號是與以下的判斷結果對應的信號，即在輸入端101上輸入的數字信號上附加表示信號類別的信息、例如在如上所述的數字信號為數字音樂信號的情況下表示是古典還是爵士音樂領域的信息，并利用圖中未示出的裝置對表示該類別的信息進行判斷所得到的結果。
在沒有發(fā)生錯誤的期間從輸出端108輸出基于由延遲電路102延遲的數字信號的數據，在發(fā)生錯誤的期問從輸出端108輸出由數據選擇器109選擇的插值數據。
這樣，如采用圖29所示的結構，則例如可以根據數字信號的原信號類別選擇插值表，求得與其類別相對應的最佳插值數據。
以下，用圖30根據與本發(fā)明有關的第8實施例進行說明。在圖30中與圖25通用的部分標以相同的標示符號，這里其詳細的說明從略。
圖30示出的第8實施例是根據所供給的數字信號生成插值表時的例。在圖30中，來自數據輸入端101的數字信號供給延遲電路102和存儲器104，還同時供給運算電路110以求出數字信號的發(fā)生概率。根據該發(fā)生概率生成插值表，并將所生成的插值表寫入例如由RAM構成的存儲部105y。
在圖30中，在輸入端101上輸入的數字信號，在圖中未示出的錯誤檢測電路未檢測到錯誤的狀態(tài)下，通過延遲電路102、數據選擇器103從輸出端108輸出。在該未檢測到錯誤的狀態(tài)下，運算電路110根據控制電路107的控制信號計算從輸入端子101輸入的數字音頻信號的數據的發(fā)生概率，生成插值表。將插值表寫入存儲部105y。
在這之后，如由錯誤檢測電路檢測出錯誤、并通過輸入端106將錯誤檢測信號供給控制電路107之后，將例如緊挨在錯誤發(fā)生之前的4位數據寫入存儲器104。從存儲器104讀出的數據供給存儲部105y，根據存儲部105y的插值表生成插值數據并供給數據選擇器103。
數據選擇器103根據控制電路107的控制信號進行切換，以便輸出從存儲部105y來的插值數據，所以從輸入端101輸入的數字音頻信號的數據中發(fā)生錯誤的部分被置換或插入插值數據后從輸出端108輸出。另外，在運算電路110中進行的運算，也可不進行如上所述的求取表5所示的數據發(fā)生概率的運算，而對所輸入的數字音頻信號的先行符號及其后續(xù)符號的模式進行計數。
這樣，就能根據所供給的數字信號生成插值表，并根據該數字信號求得最佳的插值數據。
本發(fā)明的數字信號插值方法及裝置，在例如輸送(記錄再生)數字信號的場合使用是最適合的。
即在輸送(記錄再生)數字信號的情況下，可考慮將數字信號分割成各規(guī)定的位數，并在該分割后的各規(guī)定位數的數字信號上附加同步信號及糾錯碼后進行輸送。因此，圖31示出了這種情況的記錄再生裝置的筒略結構。在圖31中與圖25通用的部分也標以相同的標示符號。
在該圖31中，從輸入端121輸入的音頻信號通過加法器122供給積分器123。
從該積分器123輸出的信號供給比較器124，例如與輸入音頻信號的中點電位比較并按每1采樣周期進行1位量化。采樣周期的頻率(采樣頻率)與以往的48kHz、44.1kHz不同，采用其64倍或128倍的頻率。該量化信號供給延遲器125，延遲1個采樣周期。該延遲信號通過1位的DA轉換器126供給加法器122，與從輸入端121來的輸入音頻信號進行加法運算。據此，從比較器124輸出上述輸入音頻信號經∑Δ調制后的量化信號。從比較器124輸出的量化信號供給同步信號及糾錯碼(ECC)附加電路127，用于在規(guī)定數的每個采樣值的量化信號上附加同步信號及糾錯碼。附加了該同步信號及糾錯碼的量化信號供給記錄頭128，并被記錄在作為記錄媒體的(磁帶)129。
這里，圖32A～C示出了在記錄媒體的(磁帶)129上記錄的信號格式的一例。在該情況下，例如，如圖32A所示，數字信號以4位(b0、b1、b2、b3)為1個數據符號D0，被分割成數據符號D0、D1、D2…。然后，如圖32B所示，這些數據符號例如以12個數據符號D0～D11作為1塊，對該每個塊附加例如同步信號S0～S3及糾錯碼P0P3。
因此，如采用該裝置，可以檢測、糾正在記錄或再生中發(fā)生的輸送錯誤。在記錄再生裝置中，為能充分地應付在磁帶上發(fā)生的猝發(fā)錯誤，還考慮了在磁帶上進行交錯等處理。
另外，還利用再生頭130對在上述磁帶129上記錄的信號進行再生處理。將其信號供給同步分離及糾錯電路131，用上述糾錯碼P0P3進行糾錯，并將再生后的數字信號輸出，同時，當該糾錯不可能進行時，發(fā)出上述的錯誤檢測信號。
該再生后的數字信號供給上述延遲電路102及存儲器104，同時將已發(fā)生錯誤的信號供給控制電路107。因此，如供給了錯誤檢測信號，則控制電路107的控制信號供給存儲器104，將緊挨在發(fā)生錯誤的數字信號之前的4位保存起來，該4位供給ROM表105并形成插值數據。該ROM表105的插值數據供給數據選擇器103，在供給錯誤檢測信號時選擇插值數據，并將插值處理后的數據從輸出端108輸出。
這樣，輸入音頻信號經∑Δ調制后記錄，再對所記錄的數字信號進行糾錯，同時，在不可能糾錯時，進行插值處理然后再生。
而在這種情況下，記錄或再生的數字信號被分割成各規(guī)定的位數、例如4位，以該分割單位進行糾錯，所以上述錯誤部分也以該分割為單位發(fā)生。因此在上述插值處理中，也能以該分割為單位進行處理，在設置了與該分割單位相適應的插值表的情況下，能以簡單的結構實現良好的處理。
這樣，通過使用上述方法及裝置，例如即使在以象∑Δ調制那樣的1位的較少位數構成的數字音頻信號中，假如因輸送系統(tǒng)發(fā)生異常而丟失信號，也能防止在其丟失部分可能發(fā)生的最大電平的噪聲。
因此，通過采用與各實施例有關的方法和裝置，使用例如以象∑Δ調制那樣的1位的較少位數構成的數字音頻信號，能無損其特性，進行良好的信號輸送(記錄再生)。另外，在上述的例中，是以對經∑Δ調制的1位數據進行插值處理的情況為例說明的，但也能適用于經∑Δ調制的4位數據。在不脫離本發(fā)明的主旨的范圍內，本發(fā)明當然可以有各種變形。
權利要求
1.一種數字信號的插值方法，該方法是將以規(guī)定的少數位數字化后的信號輸入到數字濾波器，根據將以上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分除去后的部分供給上述數字濾波器所得到的值及將上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分供給上述數字濾波器所得到的值，生成對上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分進行插值的插值數據，并進行插值處理。
2.根據權利要求1所述的數字信號的插值方法，其特征在于用將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分和緊接在上述錯誤發(fā)生之后的部分供給上述數字濾波器后而得到的值及將上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分供給上述數字濾波器而得到的值進行運算，從而生成上述插值數據。
3.根據權利要求2所述的數字信號的插值方法，其特征在于用將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分和緊接在上述錯誤發(fā)生之后的部分供給上述數字濾波器而得到的值及將上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分供給上述數字濾波器而得到的值進行運算，并根據該運算的結果，以與其近似的值對應的數據作為插值數據輸出。
4.根據權利要求2所述的數字信號的插值方法，其特征在于求取將上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分除去后的部分供給上述數字濾波器而得到的值與將為了對上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分進行插值而取得的全部插值數據供給上述數字濾波器而得到的值之和，用上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分和緊接在上述錯誤發(fā)生之后的部分供給上述數字濾波器而得到的值及將上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分供給上述數字濾波器而得到的值進行運算，求取該運算所求得的值與上述求得的和的值相近似的值，輸出與所求得的近似值對應的插值數據。
5.根據權利要求1所述的數字信號的插值方法，其特征在于求取與將為了對上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分進行插值而取得的全部插值數據供給上述數字濾波器而得到的值近似的直線，判斷與所求得的近似直線和0電平的交點近似的值，并將該判斷的近似的值作為插值數據輸出。
6.根據權利要求1所述的數字信號的插值方法，其特征在于上述數字濾波器是具有低通濾波器特性的數字濾波器。
7.根據權利要求1所述的數字信號的插值方法，其特征在于上述數字濾波器是錯開任意抽頭數長度而取差分的差分數字濾波器。
8.根據權利要求7所述的數字信號的插值方法，其特征在于求取與將為了對上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分進行插值而取得的全部插值數據供給上述差分數字濾波器的任意位置而得到的值近似的第1曲線，求出將以上述數字信號的錯誤部分作為任意位置而將該錯誤部分除去后的數據供給上述差分數字濾波器而得到的值代入該第1曲線后的第2曲線，求出與將對上述錯誤部分取得的全部插值數據供給與上述差分數字濾波器的任意位置成點對稱的上述差分數字濾波器位置后所得的值近似的第3曲線，求出將上述數字信號的錯誤部分供給上述任意位置的上述差分數字濾波器而得到的值代入該第3曲線后的第4曲線，判斷與上述第3曲線和第4曲線的交點近似的值，并求得與該判斷的值相當的上述插值數據。
9.根據權利要求1所述的數字信號的插值方法，其特征在于上述規(guī)定位的數字信號是經∑Δ調制后的數字信號。
10.一種數字信號的插值裝置，其特征在于，它備有向其供給規(guī)定的少數位的數字信號的數字濾波器；根據將上述數字信號除去發(fā)生錯誤的部分后的部分供給上述數字濾波器而得到的上述數字濾波器的輸出及將上述數字信號發(fā)生錯誤的部分供給上述數字濾波器而得到的輸出生成插值數據的生成裝置；及按照上述生成裝置的插值數據輸出上述數字信號發(fā)生錯誤的部分的輸出裝置。
11.根據權利要求10所述的數字信號的插值裝置，其特征在于，上述生成裝置備有用于保存將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分和緊接在上述錯誤發(fā)生之后的部分供給上述數字濾波器而得到的值的第1保存裝置；用于保存將上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分供給上述數字濾波器而得到的值的第2保存裝置；及用上述第1和第2保存裝置的輸出進行運算以生成插值數據的運算裝置。
12.根據權利要求10所述的數字信號的插值裝置，其特征在于，上述生成裝置備有用于保存將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分和緊接在上述錯誤發(fā)生之后的部分供給上述數字濾波器而得到的值的第1保存裝置；用于保存將上述所供給的數字信號發(fā)生的錯誤部分供給上述數字濾波器而得到的值的第2保存裝置；及用上述第1和第2保存裝置的輸出進行運算、并根據其運算結果生成與近似的值對應的插值數據的運算裝置。
13.根據權利要求12所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述運算裝置用于求取將上述所供給的數字信號的除去發(fā)生錯誤的部分后的部分供給上述數字濾波器所得到的值與將為了對上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分進行插值而取得的全部插值數據供給上述數字濾波器而得到的值之和，用上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分和緊接在上述錯誤發(fā)生之后的部分供給上述數字濾波器而得到的值及將上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分供給上述數字濾波器而得到的值進行運算，求取該運算所求得的值與上述求得的和的值相近似的值，輸出與所求得的近似值對應的插值數據。
14.根據權利要求10所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置備有運算裝置，用于求取與將為了對上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分進行插值而取得的全部插值數據供給上述數字濾波器而得到的值近似的直線，判斷與所求得的近似直線和0電平的交點近似的值，并將該判斷的近似的值作為插值數據輸出。
15.根據權利要求10所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述數字濾波器是具有低通濾波器特性的數字濾波器。
16.根據權利要求10所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述數字濾波器是錯開任意抽頭數長度而取差分的差分數字濾波器。
17.根據權利要求16所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置備有進行如下運算的運算裝置，即求取與將為了對上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤的部分進行插值而取得的全部插值數據供給上述差分數字濾波器的任意位置而得到的值近似的第1曲線，求出將以上述數字信號的錯誤部分作為任意位置而將該錯誤部分除去后的數據供給上述差分數字濾波器而得到的值代入該第1曲線后的第2曲線，求出與將對上述錯誤部分取得的全部插值數據供給與上述差分數字濾波器的任意位置成點對稱的上述差分數字濾波器位置后而得的值近似的第3曲線，求出將上述數字信號的錯誤部分供給上述任意位置的上述差分數字濾波器而得到的值代入該第3曲線后的第4曲線，判斷與上述第3曲線和第4曲線的交點近似的值，并求得與該判斷的值相當的上述插值數據。
18.根據權利要求10所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述規(guī)定位的數字信號是經∑Δ調制后的數字信號。
19.一種數字信號的插值裝置，其特征在于，它備有具有將所供給的規(guī)定少數位的數字信號分割成規(guī)定的多個位、求出數字信號的發(fā)生概率、根據求出的發(fā)生概率進行插值處理用的插值表，并在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時根據上述插值表生成插值數據的生成裝置；及在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時將數字信號的錯誤部分用從上述生成裝置得到的插值數據置換后輸出的輸出裝置。
20.根據權利要求19所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置備有在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時至少將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分抽出的抽出裝置，上述生成裝置根據由上述抽出裝置抽出的上述緊挨其前的信號，從上述插值表生成插值數據。
21.根據權利要求20所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述抽出裝置在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前及緊接其后的部分抽出，上述生成裝置根據由上述抽出裝置抽出的上述緊挨其前及緊接其后的信號，從上述插值表生成插值數據。
22.根據權利要求20所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述抽出裝置備有用于在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時至少將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分保存起來的第1保存裝置.
23.根據權利要求21所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述抽出裝置備有用于在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時至少將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前及緊接其后的部分保存起來的第1和第2保存裝置。
24.根據權利要求19所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置備有存儲上述插值表的存儲裝置。
25.根據權利要求20所述的數字信號的插值裝置，其特征在于還備有在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時向上述抽出裝置供給控制信號以保存上述至少緊挨其前的信號、同時向上述輸出裝置供給控制信號以便將上述輸出裝置輸出的信號從上述所供給的數字信號切換為由上述生成裝置生成的插值數據的控制裝置。
26.根據權利要求19所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置備有根據第1類別的數字信號生成的第1插值表及根據第2類別的數字信號生成的第2插值表，根據上述所供給的數字信號的類別有選擇地使用上述第1插值表及上述第2插值表以生成插值數據。
27.根據權利要求19所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置備有在所供給的數字信號中未發(fā)生錯誤的狀態(tài)下根據分割成多個位的數字信號計算數據的發(fā)生概率的運算裝置；及根據上述運算裝置的運算結果生成并保存插值表的保存裝置，在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時根據上述保存裝置所保存的插值表生成插值數據并供給上述輸出裝置。
28.根據權利要求27所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置還備有在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時至少將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生的錯誤部分之前的部分抽出的抽出裝置，同時，上述插值裝置還備有控制裝置，用于在所供給的數字信號中未發(fā)生錯誤時通過上述運算裝置檢測發(fā)生頻度以生成插值表，在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時向上述抽出裝置供給控制信號以保存上述至少緊挨其前的信號、同時向上述輸出裝置供給控制信號以便將上述輸出裝置輸出的信號從上述所供給的數字信號切換為由上述生成裝置生成的插值數據。
29.根據權利要求19所述的數字信號的插值裝置，其特征在于還備有在所供給的數字信號中未發(fā)生錯誤的狀態(tài)下將上述所供給的數字信號延遲后供給上述輸出裝置的延遲裝置。
30.根據權利要求19所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述規(guī)定位的數字信號是經∑Δ調制后的數字信號。
31.一種數字信號的插值裝置，其特征在于，它備有具有將所供給的規(guī)定少數位的數字信號分割成規(guī)定的多個位、并在所供給的數字信號中未發(fā)生錯誤的狀態(tài)下求出被分割成多個位的數字信號的發(fā)生頻度、根據求出的發(fā)生頻度進行插值處理用的插值表，并在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時根據上述插值表生成插值數據的生成裝置；及在上述所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時將數字信號的錯誤部分用從上述生成裝置得到的插值數據置換后輸出的輸出裝置。
32.根據權利要求31所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置備有在所供給的數字信號中未發(fā)生錯誤的狀態(tài)下根據被分割成多個位的數字信號檢測數據的發(fā)生頻度的檢測裝置；及根據上述檢測裝置的檢測結果生成并保存插值表的保存裝置，在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時根據上述保存裝置所保存的插值表生成插值數據并供給上述輸出裝置。
33.根據權利要求31所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述生成裝置還備有在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時至少將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分抽出的抽出裝置，同時，上述插值裝置還備有控制裝置，用于在所供給的數字信號中未發(fā)生錯誤時通過上述運算裝置檢測發(fā)生頻度以生成插值表，在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時向上述抽出裝置供給控制信號以保存上述至少緊挨其前的信號、同時向上述輸出裝置供給控制信號以便將上述輸出裝置輸出的信號從上述所供給的數字信號切換為由上述生成裝置生成的插值數據。
34.根據權利要求31所述的數字信號的插值裝置，其特征在于上述規(guī)定位的數字信號是經∑Δ調制后的數字信號。
35.一種數字信號的插值方法，其特征在于將所供給的以規(guī)定的少數位數字化后的數字信號分割成各規(guī)定的多個位，求出該分割后的數字信號的發(fā)生概率，根據求出的發(fā)生概率生成進行插值處理的插值表，并在上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤時根據上述插值表進行插值處理。
36.根據權利要求35所述的數字信號的插值方法，其特征在于在上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤時，至少根據上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分從插值表生成插值數據。
37.根據權利要求35所述的數字信號的插值方法，其特征在于在上述所供給的數字信號發(fā)生錯誤時，至少根據上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前及緊接其后的部分從插值表生成插值數據。
38.根據權利要求35所述的數字信號的插值方法，其特征在于備有根據第1類別的數字信號生成的第1插值表及根據第2類別的數字信號生成的第2插值表，根據上述所供給的數字信號的類別有選擇地使用上述第1插值表及上述第2插值表以生成插值數據。
39.根據權利要求35所述的數字信號的插值方法，其特征在于在所供給的數字信號中未發(fā)生錯誤的狀態(tài)下根據分割成多個位的數字信號計算數據的發(fā)生概率，在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時根據由上述計算結果求得的插值表生成插值數據并供給上述輸出裝置。
40.根據權利要求35所述的數字信號的插值方法，其特征在于上述規(guī)定位的數字信號是經∑Δ調制后的數字信號。
41.一種記錄媒體的記錄和(或)再生裝置，其特征在于，它備有將輸入信號變換為規(guī)定少數位的數字信號的變換裝置將由上述變換裝置變換后的數字信號記錄在記錄媒體上，同時將記錄在記錄媒體上的信號讀出的磁頭裝置；檢測由上述磁頭裝置讀出的數字信號是否發(fā)生錯誤的檢測裝置；當由上述檢測裝置檢測出上述磁頭裝置讀出的數字信號發(fā)生錯誤時，至少根據緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的數據從插值表生成插值數據的生成裝置；及當由上述檢測裝置檢測出上述磁頭裝置讀出的數字信號發(fā)生錯誤時，將由上述磁頭裝置讀出的數字信號發(fā)生錯誤的部分置換為由上述生成裝置生成的插值數據并輸出的輸出裝置。
42.根據權利要求41所述的記錄媒體的記錄和(或)再生裝置，其特征在于上述生成裝置具有將由上述磁頭裝置讀出的數字信號分割成規(guī)定的多個位、求出數字信號的發(fā)生概率、根據求出的發(fā)生概率進行插值處理用的插值表，并在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時根據上述插值表生成插值數據。
43.根據權利要求41所述的記錄媒體的記錄和(或)再生裝置，其特征在于上述變換裝置由對所輸入信號進行∑Δ調制的∑Δ調制裝置構成。
44.根據權利要求41所述的記錄媒體的記錄和(或)再生裝置，其特征在于上述生成裝置備有在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時至少將上述所供給的數字信號的緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的部分抽出的抽出裝置，上述生成裝置根據由上述抽出裝置抽出的上述緊挨其前的信號從上述插值表生成插值數據。
45.根據權利要求41所述的記錄媒體的記錄和(或)再生裝置，其特征在于還備有在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時向上述抽出裝置供給控制信號以保存上述至少緊挨其前的信號、同時向上述輸出裝置供給控制信號以便將上述輸出裝置輸出的信號從上述所供給的數字信號切換為由上述生成裝置生成的插值數據的控制裝置。
46.一種記錄媒體的記錄和(或)再生方法，其特征在于具有將輸入信號變換為規(guī)定少數位的數字信號的變換裝置，將被變換后的數字信號記錄在記錄媒體上，同時將記錄在記錄媒體上的信號讀出，檢測所讀出的數字信號是否發(fā)生了錯誤，當檢測結果表示檢測出所讀出的數字信號已發(fā)生錯誤時，至少根據緊挨在發(fā)生錯誤的部分之前的數據從插值表生成插值數據，并當根據上述檢測結果檢測出從記錄媒體讀出的數字信號已發(fā)生錯誤時，將由記錄媒體讀出的數字信號發(fā)生錯誤的部分置換為插值數據并輸出。
47.根據權利要求46所述的記錄媒體的記錄和(或)再生方法，其特征在于將由記錄媒體讀出的數字信號分割成規(guī)定的多個位、求出分割后的數字信號的發(fā)生概率、根據求出的發(fā)生概率生成進行插值處理用的插值表，并在所供給的數字信號中發(fā)生錯誤時根據上述插值表生成插值數據。
48.根據權利要求46所述的記錄媒體的記錄和(或)再生方法，其特征在于對所輸入的信號進行∑Δ調制。
全文摘要
從數據輸入端1輸入的數據信號通過存儲器2供給FIR型低通特性數字濾波器4。該存儲器2由控制電路6控制，將緊挨在發(fā)生錯誤的數據之前和緊接在其后的數據供給數字濾波器4，并取出A值和B值，并該A值和B值在插值數據生成電路7中運算后取出規(guī)定的Y0值。并且將發(fā)生錯誤的數據前后的數據供給數字濾波器4并取出A0值，將所取得的錯誤部分的全部插值數據供給數字濾波器4的任意位置，預先計算出Bn并將Bn與該A0相加，將該加法運算的值與Y0值比較。根據二者最接近時的Bn值形成插值數據，并由數據選擇器3將經過插值處理的數據在輸出端8輸出。如采用本發(fā)明，則能對以任意的少數位數字化后的數字信號進行插值處理。
文檔編號G11B20/18GK1140001SQ95191447
公開日1997年1月8日 申請日期1995年12月1日 優(yōu)先權日1994年12月2日
發(fā)明者小倉康弘 申請人:索尼公司