專利名稱:信號陷波、記錄介質(zhì)重放、以及信號提取設(shè)備與方法
技術(shù)領(lǐng)域:
本發(fā)明涉及信號陷波設(shè)備與方法,記錄介質(zhì)重放設(shè)備與方法,以及信號提取設(shè)備與方法,特別是適用于從亮度FM信號中分離記錄在磁帶上的音頻FM信號的設(shè)備與方法。
圖29顯示記錄在8mm磁帶視頻盒式錄像機(商品名稱)中磁帶上的信號頻譜。如圖所示,在最高頻帶中記錄著通過亮度信號對預(yù)定載波頻率調(diào)制而獲得的FM亮度信號。頻率低于FM亮度信號的743.444KHz載波利用轉(zhuǎn)換到低頻的色度信號調(diào)幅。而在進一步低于轉(zhuǎn)換到低頻的色度信號中的頻帶中,設(shè)有四頻跟蹤導(dǎo)頻信號(ATF信號)。
此外,在FM亮度信號與轉(zhuǎn)換到低頻的的色度信號之間,設(shè)有通過以左(L)和右(R)立體聲信號的總和(L+R信號)對1.5MHz載波調(diào)頻而獲得的FM音頻信號,以及通過以立體聲信號的差(L-R信號)對1.7MHz載波調(diào)頻而獲得的FM音頻信號。
由于這些信號在經(jīng)頻率多路復(fù)用處理后記錄在磁帶上,通過陷去不需要頻帶的信號,然后提取所要頻帶的信號并對所提取的信號進行頻率解調(diào)可再現(xiàn)原始信號。
例如,從磁帶再現(xiàn)的重放信號中分離FM亮度信號(下稱YFM信號)時,通過如圖30A所示的,由電阻1、線圈2和電容3構(gòu)成的LC調(diào)諧型AFM陷波電路,或通過如圖30B所示的,由線圈11、電容12和電阻13構(gòu)成的LC調(diào)諧型AFM陷波電路,首先陷去FM音頻信號(下稱AFM信號)。
特別是,形成如圖30(A)或30(B)所示的ATF陷波電路,以便廣泛衰減1.5MHz和1.7MHz頻帶的信號,在該AFM陷波電路中從再現(xiàn)的重放信號中陷去AFM信號。
而且,從已陷去轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號和AFM信號的重放信號中提取YFM信號,并將如此提取的YFM信號解調(diào)。
考慮到FM信號的頻率偏移Δw和調(diào)制角頻率p,頻率調(diào)制波的全部帶寬約為2(Δw+p)。所以,為了陷去從磁帶再現(xiàn)的重放信號具有任何頻率偏移的FM信號,在有關(guān)技術(shù)中必須陷去包括2(Δw+p)的相當(dāng)大范圍的頻帶。如圖29所示,AFM信號與YFM信號的頻帶相互非常接近。為此,在陷去來自再現(xiàn)信號的AFM信號時,YFM信號的低頻帶分量也被陷波,因此降低了分辨率,隨之產(chǎn)生的另一缺點是幾乎不能得到高質(zhì)量的圖像。
而且,如果所形成的電路僅僅急劇地陷去AFM信號載波的中心頻率,則對應(yīng)于FM信號的頻率偏移產(chǎn)生AM分量,最終引起水平條紋,屏幕上有陰影。
迄今為止,這些缺點通常都存在,例如在Betamax視頻盒式錄像機(商品名稱)中。
因此本發(fā)明的目的是實現(xiàn)能精確分離并提取所要頻帶的FM信號、同時陷去預(yù)定頻帶的任何FM信號的改進。
按照本發(fā)明的第一方面,提供一種信號陷波設(shè)備,它包括用于解調(diào)待陷波的FM信號并輸出已解調(diào)信號的解調(diào)裝置;用于根據(jù)從解調(diào)裝置輸出的已解調(diào)信號,延遲待陷波的FM信號的延遲裝置;以及減法裝置,用于從頻率多路復(fù)用信號中減去從延遲裝置得到的已延遲FM信號。
按照本發(fā)明的第二方面,提供一種信號陷波方法,它包括以下步驟解調(diào)待陷波的FM信號并輸出已解調(diào)信號;根據(jù)已解調(diào)信號延遲待陷波的FM信號;以及從頻率多路復(fù)用信號中減去已延遲的FM信號。
按照本發(fā)明的第三方面,提供一種記錄介質(zhì)重放設(shè)備,它包括用于從再現(xiàn)信號中提取第一FM信號的提取裝置;用于解調(diào)已提取的第一FM信號并輸出第一已解調(diào)信號的第一解調(diào)裝置;用于根據(jù)從第一解調(diào)裝置輸出的第一已解調(diào)信號,延遲已提取的第一FM信號的延遲裝置;用于從再現(xiàn)信號中減去由延遲裝置延遲的第一FM信號的減法裝置;以及第二解調(diào)裝置,用于解調(diào)來自減法裝置輸出的第二FM信號并隨后輸出第二已解調(diào)信號。
按照本發(fā)明的第四方面,提供一種記錄介質(zhì)重放方法,它包括以下步驟從記錄介質(zhì)獲得的再現(xiàn)信號中提取第一FM信號;解調(diào)所提取的第一FM信號并輸出第一已解調(diào)信號;根據(jù)第一已解調(diào)信號延遲已提取的第一FM信號;從再現(xiàn)信號中減去已延遲的第一FM信號;以及解調(diào)由此減法得到的第二FM信號并隨后輸出第二已解調(diào)信號。
按照本發(fā)明的第五方面,提供一種信號提取設(shè)備,它包括用于解調(diào)待提取的FM信號并隨后輸出已解調(diào)信號的解調(diào)裝置;用于根據(jù)從解調(diào)裝置輸出的已解調(diào)信號,延遲待提取的FM信號的延遲裝置;以及加法裝置,用于將頻率多路復(fù)用信號與由延遲裝置延遲的FM信號相加。
按照本發(fā)明的第六方面,提供一種信號提取方法,它包括以下步驟解調(diào)待提取的FM信號并隨后輸出已解調(diào)信號;根據(jù)已解調(diào)信號延遲待提取的FM信號;以及將頻率多路復(fù)用信號與已延遲FM信號相加。
在上述信號陷波設(shè)備與方法中,根據(jù)已解調(diào)信號延遲調(diào)制信號,并從未延遲的調(diào)制信號中減去已延遲的調(diào)制信號。
在上述記錄介質(zhì)重放設(shè)備與方法中,從記錄介質(zhì)再現(xiàn)的頻率多路復(fù)用信號中提取第一已調(diào)制信號,并通過解調(diào)所提取的信號產(chǎn)生第一已解調(diào)信號。然后根據(jù)第一已解調(diào)信號延遲第一已調(diào)制信號。再從頻率多路復(fù)用信號中減去已延遲的第一已解調(diào)信號,并從此減法得到的信號中產(chǎn)生第二已調(diào)制信號。
在上述信號提取設(shè)備與方法中,根據(jù)已解調(diào)信號延遲FM信號,然后將頻率多路復(fù)用信號與已延遲的FM信號相加。
通過下述參照附圖的說明,本發(fā)明的上述及其它特性和優(yōu)點將更明顯。
圖1是顯示構(gòu)成本發(fā)明信號陷波設(shè)備的梳齒濾波器基本結(jié)構(gòu)的方框圖;圖2A,2B和2C是說明梳齒濾波器輸出特性的波形圖;圖3是顯示構(gòu)成本發(fā)明信號陷波設(shè)備的梳齒濾波器結(jié)構(gòu)例子的方框圖;圖4A和4B是說明圖3中可變延遲電路工作的波形圖;圖5和6以圖形顯示圖3中梳齒濾波器的輸出特性;圖7顯示構(gòu)成本發(fā)明信號陷波設(shè)備的梳齒濾波器另一結(jié)構(gòu)例子;圖8顯示構(gòu)成本發(fā)明信號陷波設(shè)備的梳齒濾波器再一結(jié)構(gòu)例子;圖9(包括圖9A和圖9B)是方框圖,顯示應(yīng)用本發(fā)明記錄介質(zhì)重放設(shè)備的8mm磁帶視頻盒式錄像機的結(jié)構(gòu)例子;圖10是方框圖,顯示用于圖9實施例中的梳齒濾波器的結(jié)構(gòu)例子;圖11至13是顯示用在圖9實施例中的梳齒濾波器其他結(jié)構(gòu)例子的方框圖;圖14至19以波形顯示梳齒濾波器的輸出特性;圖20以波形顯示圖9實施例中視頻信號的頻率特性;圖21至24是顯示本發(fā)明信號陷波設(shè)備其他結(jié)構(gòu)例子的方框圖;圖25是顯示本發(fā)明信號陷波設(shè)備與信號提取設(shè)備的基本結(jié)構(gòu)的方框圖;圖26是顯示本發(fā)明信號陷波設(shè)備與信號提取設(shè)備的基本結(jié)構(gòu)的另一方框圖;圖27A,27B和27C是說明圖25中信號提取設(shè)備工作的波形;圖28是顯示應(yīng)用本發(fā)明信號提取設(shè)備的例子的方框圖;圖29是說明8mm磁帶系統(tǒng)記錄的信號頻譜的波形;圖30A和30B是顯示本領(lǐng)域現(xiàn)有LC調(diào)諧型陷波電路結(jié)構(gòu)例子的電路圖;圖31以波形顯示以固定延遲處理方式得到的輸出特性。
本發(fā)明中,利用其相關(guān)性將相互接近頻帶的兩個FM信號互相分離。
在水平同步間隔和垂直同步間隔均不相關(guān)的AFM信號的諸分量在例如幾微秒或以下的間隔中具有相當(dāng)高的相關(guān)性。與此相反,除了圖像在此間隔具有一定相關(guān)性的特殊情況外,對應(yīng)于這種間隔的亮度信號(Y信號)的諸高頻分量卻通常具有低相關(guān)性。因此,由磁帶這重現(xiàn)并包括高相關(guān)性AFM信號和低相關(guān)性YFM信號的重放信號(頻率多路復(fù)用信號)供給梳齒濾波器時,高相關(guān)性AFM信號被廣泛衰減(陷波)而低相關(guān)性YFM信號則幾乎不衰減地輸出。
圖1顯示梳齒濾波器的結(jié)構(gòu)例子。在8-mm視頻盒式磁帶20上,以圖29所示的格式記錄復(fù)合信號(頻率多路復(fù)用信號)。從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的重放信號通過端X輸入至梳齒濾波器且隨后供給減法器21。同時通過端X輸入的信號在延遲電路22中局部延遲一時間τ(秒)且隨后供給減法器21。然后,在減法器21中,從由端X輸入的非延遲信號中減去在延遲電路22中延遲了時間τ的信號,然后從端Y輸出。如上所述,AFM信號和YFM信號都包括在從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的重放信號中。但是,通過適當(dāng)設(shè)定延遲時間τ至足以保證AFM信號中的高相關(guān)性的適當(dāng)值,可將AFM信號廣泛衰減(陷波),于是,雖然YFM信號仍包括在重放信號中,但AFM信號基本上不在其中。
關(guān)于梳齒濾波器的輸入與輸出X、Y,其傳遞函數(shù)G(w)和振幅特性|G(w)|各自具有如下表達(dá)式傳遞函數(shù)G(w)=Y(jié)/X=1-e^(-jwτ) …(1)振幅特性|G(w)|=2|SINwτ/2| …(2)
計算延遲時間τ和圖1梳齒濾波器中陷波的角頻率(陷波角頻率)wc之間的關(guān)系在|G(wc)|=0的條件下表達(dá)式如下wc·τ/2=nπ…(3)τ=nτc…(4)其中n=0,1,2,…等等。陷波頻率fc滿足下列等式2πfc=wcτc=1/fc通過加反向信號執(zhí)行減法器21中的減法時,n=(2m+1)τc/2其中(m=0,1,2,…)。
更具體地,延遲電路22的延遲時間τ需設(shè)為陷波頻率fc的周期τc的n倍。在此稱為陷波延遲時間τf。在n=1,2,3時的幅度特性|G(w)|分別示于圖2A,2B,2C。
如圖2A至2C所示,陷波頻率fc附近的陷波特性曲線隨n的上升。即,隨著延遲電路22延遲時間的增加(見等式(4))變陡,從而可形成較窄頻帶陷波。
以這種方式,通過僅僅增加如等式(4)所涉及的延遲時間,可陷去固定頻率fc,但是,如果延遲時間保持不變,對載波有任何瞬時頻率偏移的FM信號就不會被徹底陷波。
所以,關(guān)于FM信號的延遲時間考慮如下。關(guān)于FM信號的瞬時角頻率wi,已調(diào)制信號aCOSpt和比例常數(shù)Kf建立下列等式wi=wc+Kf·a·COSpt=wc+Δw·COSpt …(5)其中a代表調(diào)制電平;p代表調(diào)制角頻率;Δw(=a·Kf=2πΔf)代表正比于調(diào)制電平a的角頻率偏移;而Δf代表頻率偏移。
將等式(3)中的wc代換成等式(5)中的wi,其中Δw/wc<<1,將FM信號陷波延遲時間τf表達(dá)如下τf=2nπ/wi=2nπ/wc(1+(Δw/wc)COSpt)2nπ(1-(Δw/wc)·COSpt)/wc…(6)由于wc=2πfc,Δw=2πΔf,且1/fc=τc,等式(6)可寫為τfn τc(1-(Δf/fc)·COSpt)
τ-τa·COSpt …(7)其中τa=τ·(Δf/fc)=τ·(Δw/wc)比較等式(5)和等式(7),看出角頻率W和延遲時間τ相互對應(yīng)。
比較等式(4)和等式(7)可明顯看出,如圖3所示將延遲電路22分為固定延遲電路31和可變延遲電路32,并給定固定延遲電路31中一固定延遲τ,同時還使可變延遲電路32中的可變延遲正比于對應(yīng)調(diào)制電平的解調(diào)電平,通過應(yīng)用相關(guān)性可對FM信號陷波。假設(shè)e^(jwct)輸入至圖3中的延遲電路22,其輸出表示為e^(jwc(t-τ)+τ·Δw·COSpt))這表明在延遲電路22中執(zhí)行τ·Δw·COSpt的相位調(diào)制。換句話說,為了在經(jīng)延遲時間τ(秒)后應(yīng)用相關(guān)性消除FM信號,如圖3所示,除了在固定延遲電路31中延遲時間τ外,必須在可變延遲電路32中執(zhí)行τ·Δw·ECOSpt的相位調(diào)制。
在延遲電路22中,即使如圖11的下述實施例那樣,在把鎖定至FM信號的VCO輸出用作延遲信號時,也需要校正相位調(diào)制使到減法器21的兩輸入之間的時間差(延遲)等于正比于nτc的值。如果也如圖11的實施例那樣在干線中進行延遲以便將時間差減至幾乎為零(n=0),自然可消除相位校正(可變延遲)的必要。
FM信號載波的極性和延遲時間的增加或減少相反。即,如圖4A所圖示,F(xiàn)M載波頻率f從fc隨調(diào)制電平a的增加升至fc+Δf,或隨調(diào)制電平的降低降至fc-Δf。同時,如圖4B中所圖示的,延遲時間τ隨解調(diào)電平的升高降至τ-τa,或隨其對應(yīng)于調(diào)制電平的降低而升至τ+τa。
圖5以圖形表示圖3實施例中陷波頻率fc附近的振幅特性|G(w)|。在此情況下,陷波頻率fc按頻率偏移Δf變化。換句話說,延遲時間τ隨變化的延遲時間τa而變化。如圖5所示,隨頻率升高陷波帶加寬,但在Δf/fc<<1的情況下,不管頻率偏移Δf為正或負(fù),陷波寬度基本可忽略。
下面,以延遲信號具有頻帶特性H(w)為例說明。此時傳遞函數(shù)G(w)表示如下。
G(w)=1-H(w)e^(-jwτf)=(1-H(w))+H(w)(1-e^(-jwτf)) …(8)其中w在wc+Δwc范圍內(nèi)時H(w)為1,而在其它情況下H(w)為0。且修改等式(7)可將τf表示如下。
τf=nτc(1-(Δwc/wc·COSpt)當(dāng)延遲信號具有頻帶特性H(w)時,只在H(w)=1頻帶內(nèi)(即,w=wc+Δwc的范圍內(nèi))獲得梳齒陷波,如圖6所示。例如,在利用帶通濾波器頻帶限制延遲信號或用PLL中的VCO輸出作新延遲信號的情況下,在延遲信號具有頻帶特性H(w)的相關(guān)狀態(tài)中,在fc+1/(2τf)的頻率處將信號增大至最大6dB。
實際上,由于解調(diào),驅(qū)動可變延遲電路32的解調(diào)信號比干線信號延遲。所以,如果梳齒濾波器結(jié)構(gòu)如圖3所示,至減法器21的兩輸入的相位偏離理想狀態(tài),因而不能精確陷波。關(guān)于解調(diào)延遲時間τd,未陷波留下的剩余分量(殘留電平)由近似法得出如下。如上所述,F(xiàn)M信號的瞬時角頻率wi由下述等式表示。
wi=wc+Δw·COSpt …(9)將t-τd代入等式(7),延遲電路22的陷波延遲時間τf表示如下τf=τ-τa·COSp(t-τd)=τ-τa·COSpt-τa·p·τd·SINpt其中p·τd<<1…(10)將等式(2)規(guī)范化至1并代入等式(9)和(10),得到下列等式|SINwi·τf/2|=|SIN((wc+Δw·COSpt)×(τ-τaCOSpt-τa·p·τdSINpt)/2)||SINnπ(1-P·τd·(Δw/wc)·SINpt)|nπ·P·τd(Δf/fc)·|SINpt|(弧度) …(11)其中Δw/wc=Δf/fc<<1。
當(dāng)可變延遲的偏移與FM信號的不一致時,即,存在任何陷波頻率偏移時,斜率檢測FM信號,以相應(yīng)地包含AM分量。而且,如果FM信號含有任何AM分量,在解調(diào)該FM信號得到的圖像上就會出現(xiàn)相對明顯的水平條紋雜波。在圖10的示例性系統(tǒng)中,解調(diào)延遲時間τd以帶通濾波器的群延遲為主,該帶通濾波器分離并提取FM信號(如,AFM信號),該解調(diào)延遲時間近似等于nτc。
在τd=3.3μs(n=5),fc=1.5MHz且Δf=±100KHz的條件下,按等式(11)計算1kHz、5kHz、10kHz和20kHz頻率處的幅度特性|G(w)|如下1kHz -33.26dB5kHz -19.12dB10kHz-13.27dB20kHz-7.25dB由此計算結(jié)果明顯看出,1kHz、5kHz和10kHz頻率處獲得的衰減相對很大,而20kHz調(diào)制信號的陷波效果卻沒有如此令人滿意。但是,考慮到在頻率偏移最大時獲得上述結(jié)果,由于在任何通常聲源中頻率偏移極少達(dá)到最大值,因此可認(rèn)為基本沒有問題。
參見圖(10),產(chǎn)生作為新的延遲項(剩余電平項)的第三延遲項。該項的值與調(diào)制信號的微分(調(diào)制信號的瞬時變化)結(jié)果成正比。所以,通過以反極性將由已微分已調(diào)制信號控制的可變延遲分量與FM信號相加(從FM信號中減去),能降低剩余電平。即,如下面等式(12)所表示的,通過將對應(yīng)于已微分已調(diào)制信號分量的延遲時間與等式(10)的陷波延遲時間τf相加設(shè)定新的延遲時間τf。
τfτ-τa·COSpt-τa·p·τd·SINpt+τa·p·τd·SINp(t-τd)τ-τa·COSpt-τa·p·τd(SINpt-SINp(t-τd))τ-τa·COSpt-τa(p·τd)2·COSp(t-τd/2)…(12)在上式中,p·τd<<1,且Δw/wc<<1。
比較等式(12)的近似結(jié)果與等式(10),看出第三項的系數(shù)倍增了p·τd,從而容易地取得20Log(p·τd)的改進。因而,幅度特性|G(w)|在10kHz處為約-27dB或在20kHz處為約-15dB。
考慮具有解調(diào)延遲時間τd的陷波延遲時間τf由下面的等式(13)表示,其中等式(12)中所加的微分調(diào)制信號分量τa·p·τd·SINp(t-τd)再加至等式(10)的τf=τ-τa·COSp(t-τd)
上。
τf=τ-τa·COSp(t-τd)+τa·p·τd·SINp(t-τd)…(13)圖7顯示獲得對應(yīng)于等式(13)的陷波延遲時間τf的結(jié)構(gòu)例子。在該圖所示實施例中,可變延遲電路32由可變延遲電路41、42和微分電路43構(gòu)成。從固定延遲電路31輸出的FM信號在響應(yīng)于解調(diào)信號(COSp(t-τd))的可變延遲電路41中延遲,從而為等式(13)的第二項進行計算。在該等式中,τa表示可變延遲電路41中的系數(shù)。
在可變延遲電路42中,由可變延遲電路41提供的FM信號響應(yīng)于微分電路43的輸出,即通過微分解調(diào)信號產(chǎn)生的信號(pSINp(t-τd)),進一步延遲,由此為等式(13)的第三項進行計算。在該等式中,τa·τd表示可變延遲電路42中的系數(shù)。可變延遲電路42的輸出供給減法器21,以便從非延遲FM信號中減去。
所以,按圖7所示的梳齒濾波器,可抑制剩余電平,也可充分衰減任何不需要的AFM分量。
等式(13)可改寫如下τf=τ-τa(COSp(t-τd)-p·τd·SINp(t-τd))…(14)圖8顯示為獲得對應(yīng)等式(14)的陷波延遲時間τf而設(shè)計的梳齒濾波器結(jié)構(gòu)例子。在該實施例中,省略上述圖7實施例中所用的可變延遲電路42,并代之以通過在微分電路52中將時間τd乘以微分解調(diào)信號的所得值及將由此算出的信號與解調(diào)信號在加法器51中相加而產(chǎn)生一控制信號,并將此控制信號供給可變延遲電路41。然后在可變延遲電路41中,從固定延遲電路31輸入的FM信號響應(yīng)于控制信號而被延遲并送至減法器21。其它結(jié)構(gòu)與上述圖7的實施例相同。
在圖8實施例的可變延遲電路41中,從固定延遲電路31輸入的FM信號被延遲的時間對應(yīng)于圖7中可變延遲電路41的延遲時間與可變延遲電路42的延遲時間之和,且如此延遲的信號輸出至減法器21。所以,在該實施例中也獲得與上述圖7實施例相同的效果。這表明通過提高已解調(diào)信號的高頻分量并將其輸入至可變延遲電路41就可滿足需要。
圖9顯示8mm磁帶視頻盒式錄像機的結(jié)構(gòu)例子,其中按上述原理將輸入信號分離為AFM信號和YFM信號。
在該實施例的記錄/重放塊61中,從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的重放RF信號在MT(中間調(diào)諧)增益放大器91中均衡且由該放大器輸出。而且,在記錄/重放塊61中,通過端子92輸入的重放YFM信號在AGC放大器93中調(diào)節(jié)至預(yù)定電平并隨后通過端子94輸出至YFM信號解調(diào)電路95。
從記錄/重放塊61中的MT增益放大器91輸出的信號供給分離1.5-MHz頻率分量(AFM信號)的帶通濾波器71,以及分離1.7-MHz頻率分量(AFM信號)的帶通濾波器72。帶通濾波器71的輸出供給AFM塊62中的PLL型FM檢測電路101,同時通過延遲調(diào)節(jié)電路73輸入至可變延遲電路74??勺冄舆t電路74的輸出通過電平調(diào)節(jié)電路75輸入至減法器76。類似地,帶通濾波器72的輸出供給PLL型FM檢測電路104,同時通過延遲調(diào)節(jié)電路77輸入至可變延遲電路78??勺冄舆t電路78的輸出通過電平調(diào)節(jié)電路79輸入至減法器80。延遲調(diào)節(jié)電路73和77用作在相應(yīng)延遲線中調(diào)節(jié)延遲時間,使減法器76和89中兩輸入間的時間差保持在預(yù)定值(nτc)。
在減法器76中,從由記錄/重放塊61的MT增益放大器91輸出的重放FM信號中減去電平調(diào)節(jié)電路75的輸出,然后送至減法器80。然后在減法器80中,從減法器76提供的信號減去由電平調(diào)節(jié)電路79輸入的信號,然后輸出至ATF陷波電路85。隨后在ATF陷波電路85中,輸入信號中所含的ATF信號被陷波并輸出至色度低通濾波器96和色度陷波電路86。
在色度低通濾波器中,從輸入信號中提取的色度分量輸出至色度信號處理電路97。
在色度陷波電路86中,輸入信號中的色度分量被陷波并輸出至RF均衡器/低通濾波器87。隨后在濾波器87中,均衡輸入信號并在提取YFM信號分量后,將此信號分量輸出至記錄/重放塊61的端子92。
AFM塊62中FM檢測電路101的輸出供給去加重噪音降低電路102以便去加重,且在為降低噪音而擴展后,將已處理信號輸出至多路復(fù)用器103。類似地,F(xiàn)M檢測電路104的輸出供給去加重噪音降低電路105以便去加重,且隨后為降低噪音而擴展此信號。然后將已處理信號輸出至多路復(fù)用器103,在此多路復(fù)用兩去加重噪音降低電路102和105的輸出,從而輸出左(L)信道音頻分量和右(R)信道音頻分量。
FM檢測電路101的輸出也供給低通濾波器81,在此提取低頻分量,然后將已提取的分量作為控制延遲時間的控制信號通過可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路82供給可變延遲電路74,可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路82調(diào)節(jié)可變延遲范圍至預(yù)定值。
類似地,F(xiàn)M檢測電路104的輸出也供給低通濾波器83,在此提取低頻分量,然后將已提取的分量作為控制延遲時間的控制信號通過可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路84供給可變延遲電路78,可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路84調(diào)節(jié)可變延遲范圍至預(yù)定值。
所以,在該實施例中,用于控制可變延遲電路74和78中相應(yīng)延遲時間的控制信號從在去加重噪音降低電路102和105中處理前的信號中產(chǎn)生。
如果使用為降低噪音而去加重和擴展處理后的信號產(chǎn)生用于可變延遲電路74和78的控制信號,很難精確地陷波AFM信號,因為從MT增益放大器91供給減法器76和80的AFM信號中含有的已調(diào)制信號是在為降低噪音而去加重和擴展之前的信號(即,為降低噪音而加重和壓縮的信號),所以該信號與已去加重和已擴展的信號不一致。為此,從FM檢測電路101和104的輸出(即,至去加重和噪音降低電路102和105的輸入)中產(chǎn)生控制信號。
下面將說明圖9的實施例中進行的工作。從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的RF信號供給MT增益放大器91,在此調(diào)節(jié)其重放電平,并隨后由此輸出已調(diào)節(jié)電平的RF信號。在帶通濾波器71和72中,分別提取1.5MHz載波分量和1.7MHz載波分量。帶通濾波器71和72的群延遲特性起圖7固定延遲電路31的作用。然后在FM檢測電路101中PLL檢測帶通濾波器71的輸出,并輸出(L+R)信號作為至去加重噪音降低電路102的已解調(diào)信號,在去加重噪音降低電路102,為降低噪音對輸入(L+R)去加重并擴展,然后將處理過的信號輸出至多路復(fù)用器103。
在FM檢測電路104中PLL檢測輸入AFM信號,并將(L-R)信號輸出作為已解調(diào)信號。在去加重噪音降低電路105中,為降低噪音對(L-R)信號去加重并擴展,然后將處理過的信號輸出至多路復(fù)用器103。隨后在多路復(fù)用器103中,來自去加重噪音降低電路102和105的輸入(L+R)和(L-R)信號被多路復(fù)用并分離為L信號和R信號,然后輸出。
從FM檢測電路101輸出的(L+R)信號(已調(diào)制信號)通過低通濾波器81變平滑并隨后輸入至可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路82,在此將信號轉(zhuǎn)換成事先調(diào)節(jié)的可變延遲范圍內(nèi)的預(yù)定值的控制信號,并將控制信號供給可變延遲電路74。類似地,從FM檢測電路104輸出的(L-R)信號通過低通濾波器83變平滑并隨后轉(zhuǎn)換成可變延遲范圍內(nèi)的預(yù)定值的控制信號,并將該控制信號供給可變延遲電路78。
在延遲調(diào)節(jié)電路73和77中,從帶通濾波器71和72輸出的AFM信號延遲一預(yù)定時間使整個延遲線中的陷波延遲時間等于預(yù)定延遲時間,然后已延遲的信號輸出至可變延遲電路74和78。接著延遲調(diào)節(jié)電路73和77提供的AFM信號響應(yīng)于分別從可變延遲范圍調(diào)節(jié)電路82和84輸入的控制信號在可變延遲電路74和78中延遲,然后輸出已延遲的AFM信號。
這樣從可變延遲電路74和78輸出的信號分別供給為抵消而調(diào)節(jié)電平的電平調(diào)節(jié)電路75和79,且接著分別將已調(diào)節(jié)電平的信號供給減法器76和80。在減法器76中,從記錄/重放塊61中MT增益放大器91輸出的RF信號(頻率多路復(fù)用信號)中減去由電平調(diào)節(jié)電路75供給的AFM信號,由此陷去1.5MHz的AFM信號。同時在減法器80中,從減法器76的輸出中減去電平調(diào)節(jié)電路79的輸出,由此陷去1.7MHz的AFM信號。
減法器80的輸出供給陷去ATF信號的ATF陷波電路85。如參照圖29描述的,ATF信號頻率充分低于轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號和較高頻帶的YFM信號。所以,通過一般的LC調(diào)諧陷波電路可完全陷去ATF信號。因此,ATF陷波電路85的輸出變?yōu)橥ㄟ^從視頻盒式磁帶20再現(xiàn)的RF信號中移去AFM信號和ATF信號而獲得的信號。
在色度低通濾波器96中,從ATF陷波電路85輸入的信號中提取743.444KHz的轉(zhuǎn)換到低頻的色度信號并將其輸出至色度信號處理電路97。由于如圖29所示,轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號的頻率YFM信號的頻率分開得足夠遠(yuǎn),通過色度低通濾波器96可提取單獨的色度信號。這種色度信號在色度信號處理電路97中處理并由此輸出。
在色度陷波電路86中,從ATF陷波電路85輸入的信號中陷去743.444KHz的轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號分量。由于如上所述,已轉(zhuǎn)換的色度信號的頻率與YFM信號的頻率分開得足夠遠(yuǎn),因此色度陷波電路86可由一般的LC調(diào)諧陷波電路構(gòu)成。
如此,從色度陷波電路86輸出的信號變?yōu)橥ㄟ^從盒式磁帶20再現(xiàn)的RF信號移去ATF信號,轉(zhuǎn)換為低頻的色度信號和AFM信號而得到的信號,即,單獨的YFM信號。該YFM信號輸入RF均衡器低通濾波器87,在此將信號均衡并移去任何不需要的高頻分量。然后RF均衡器低通濾波器87的輸出通過端子92供給記錄/重放塊61,在此在AGC放大器93中調(diào)節(jié)電平并通過端子94將已調(diào)節(jié)電平的信號輸出至解調(diào)電路95。輸入YFM信號在電路95中解調(diào),已解調(diào)信號作為亮度信號輸出至未示出電路。
在圖9的實施例中,減法器76和80位于調(diào)節(jié)YFM信號電平(AGC)的AGC放大器93之前。所以,即使AFM信號中存在任何電平變化,至減法器76和80的兩輸入中的這種變化具有相互對應(yīng)的值,從而可消除變化。而且,在至YFM信號和色度信號的公共線(在包括這兩個信號的級中)中進行AFM信號的陷波處理,所以對色度信號以及YFM信號而言,能有效取得改進頻帶的效果。
下面將說明圖7或8所示梳齒濾波器用于圖9實施例的結(jié)構(gòu)例子。如圖9所示,需要兩個梳齒濾波器用于陷去AFM信號,即,用于陷去1.5MHzAFM信號的電路和用于陷去1.7MHzAFM信號的電路。但是,由于這兩個電路的基本結(jié)構(gòu)是相同的,下面將僅僅描述用于陷去1.5MHzAFM信號的一個梳齒濾波器。
圖10顯示使用這種梳齒濾波器的第一例子。該實施例中,從記錄/重放塊61中MT增益放大器91輸出的重放信號直接供給減法器76,同時通過帶通濾波器71和可變延遲電路74供給減法器76。帶通濾波器71提取的1.5MHzAFM信號供給構(gòu)成FM檢測電路101中PLL電路的相位比較器111。在相位比較器111中,來自VCO(電壓控制振蕩器)113的輸出信號相位與來自帶通濾波器71的輸出信號相位相比較,產(chǎn)生表示其間相位差的相位誤差信號。低通濾波器112使從相位比較器111輸出的相位誤差信號變平滑并將已平滑的信號送至VCO113。低通濾波器112的輸出作為AFM信號的已解調(diào)信號(L+R信號)送至去加重噪音降低電路102,同時作為控制信號送至可變延遲電路74。
在該實施例中,VCO113產(chǎn)生與從帶通濾波器71輸出的AFM信號同步的信號,VCO113與相位比較器111和低通濾波器112結(jié)合,構(gòu)成PLL。相應(yīng)地低通濾波器112的輸出成為AFM信號的已解調(diào)信號。該已解調(diào)信號作為控制信號供給可變延遲電路74,而從帶通濾波器71輸出的AFM信號延遲一對應(yīng)該控制信號的時間,然后供給減法器76。接著在減法器76中,從MT增益放大器91的輸出信號中減去可變延遲電路74的輸出,從而陷去AFM信號。
圖11顯示使用上述梳齒濾波器的第二例子。在該例子中,不僅在延遲線中,而且在干線中延遲重放信號,使信號在延遲電路131中延遲τh的時間,并在延遲后供給減法器76。延遲線的延遲時間τd與干線中的延遲時間τh之間存在下述關(guān)系τh-τd=nτc(n=1,2,3,…)除了n=0(τh=τd)的情況外,其它情況下,需要在可變延遲電路74中進行可變延遲。在該例子的情況下,形成FM檢測電路101使得在PLL電路中FM檢測從帶通濾波器71輸出的AFM信號,PLL電路由相位比較器121,低通濾波器122,VCO123和低通濾波器124構(gòu)成。從低通濾波器122輸出的FM檢測信號(L+R信號)供給去加重噪音降低電路102,同時也供給可變延遲電路74。
低通濾波器124使VCO123的輸出變平滑,然后供給相位比較器121,同時還供給90°移相電路125。在VCO123中產(chǎn)生一信號(該信號鎖相至從帶通濾波波71輸出的AFM信號)時,該信號與AFM信號有90°的相位偏移。所以,相對帶通濾波器71的輸出AFM信號而言,偏移相位90°以恢復(fù)輸入相位狀態(tài),并將該信號供給AGC電路126。
然后在AGC電路126中,根據(jù)低通濾波器128供給的信號控制從90°移相電路125輸入的信號電平,并將已控制電平的信號作為已鎖定AFM信號輸出至可變延遲電路74和電平比較器127。然后來自帶通濾波器71的輸出AFM信號電平與來自AGC電路126的已鎖定AFM信號電平在電平比較器127中相互比較,并輸出對應(yīng)其間電平差的誤差信號。該誤差信號通過低通濾波器128變平滑,然后作為控制信號輸入至AGC電路126。
所以,在該例子中,從AGC電路126輸出的已鎖定AFM信號在相位和電平上都對應(yīng)于帶通濾波器71輸出的AFM信號。在可變延遲電路74中,根據(jù)低通濾波器122提供的控制信號延遲AGC電路126供給的已鎖定AFM信號,并將已延遲信號輸出至減法器76。
在圖11的實施例中,90°移相電路125設(shè)在低通濾波器125和AGC電路126之間。但是,移相電路125可位于帶通濾波器71和相位比較器121之間,或低通濾波器124與相位比較器121之間。
圖12表示使用梳齒濾波器的第三例子。在該實施例中,帶通濾波器71由設(shè)定1.5MHzAFM信號帶寬的帶通濾波器71A和由帶通濾波器71B構(gòu)成。帶通濾波器71A的輸出供給可變延遲電路74以便在此延遲一預(yù)定時間,然后已延遲信號供給減法器76。
同時帶通濾波器71B的輸出通過FM檢測電路101中的90°移相電路141供給相位比較器142。在相位比較器142中,來自90°移相電路141的輸出的相位與來自可變延遲電路74的輸出的相位相比較,表示其間相位差的相位誤差信號作為控制信號通過低通濾波器143供給可變延遲電路74。
由帶通濾波器71B的輸出信號產(chǎn)生的延遲時間必須是τc或其整數(shù)倍。以干線與延遲線之間的時間差為nτc的關(guān)系鎖相FM檢測電路101的PLL。
具體地說,在相位比較器142中,將通過在90°移相電路141中對帶通濾波器71B的輸出移相90°所得信號的相位與來自可變延遲電路74輸出的相位相比較,并輸出表示其間相位差的相位誤差信號。來自可變延遲電路74的輸出的作用是根據(jù)控制信號而延遲從帶通濾波器71A輸出的AFM信號,該控制信號是通過低通濾波器143平滑從相位比較器142輸出的相位誤差信號而產(chǎn)生的。因此,調(diào)節(jié)從可變延遲電路74輸出的AFM信號的延遲時間,使該信號在相位上與RF信號中所含的AFM信號同步。
在圖12的例子中,90°移相電路141位于帶通濾波器71B和相位比較器142之間。但是,該移相電路141可位于可變延遲電路74與相位比較器142之間。
圖13表示使用梳齒濾波器的第四例子。該例子的結(jié)構(gòu)是,另外將帶通濾波器151設(shè)在可變延遲電路74和圖12的上述例子中所用相位比較器142之間。帶通濾波器151的結(jié)構(gòu)可與帶通濾波器71B相同。其它構(gòu)造與圖12相同。
在該例子中執(zhí)行的操作與圖12的前述實施例基本相同。但是,在圖13的例子中,不必在每一帶通濾波器71B和151中將延遲時間設(shè)為nτc。
在該例子中,90°移相電路141位于帶通濾波器71B和相位比較器142之間。但是,它可設(shè)在帶通濾波器151與相位比較器142之間。
圖14和15以波形顯示以1.5MHz的載波為基礎(chǔ)且在1kHz調(diào)頻的AFM信號通過圖7的梳齒濾波器時獲得的輸出信號特性。圖14表示從延遲線至減法器21的輸入被關(guān)斷時的特性,而圖15表示該輸入接通的另一情況下的特性。比較圖14與15可明顯看出,通過根據(jù)已解調(diào)信號而改變陷波頻率,完全陷去了AFM信號。
類似地,圖16和17以波形表示在10kHz調(diào)頻AFM信號時,在來自延遲線的輸入被關(guān)斷和接通的兩種情況下獲得的特性。同樣,在這種情況下,可看出根據(jù)已解調(diào)信號改變陷波頻率,可獲得足夠的陷波效果。
而且,圖18和19以波形表示根據(jù)一般音樂信息調(diào)頻以1.5MHz的載波為基礎(chǔ)的AFM信號和以1.7MHz的載波為基礎(chǔ)的AFM信號時獲得的特性。類似于上述情況,圖18表示來自延遲線的輸關(guān)被關(guān)斷時的特性,而圖19表示該輸入接通的另一情況下的特性。由此可看出AFM信號被完全陷波。
圖20以波形表示如上所述梳齒濾波器陷去AFM信號時(曲線B)與按現(xiàn)有技術(shù)由LC調(diào)諧陷波電路陷去該AFM信號時(曲線A)所得重放視頻信號的特性。從該圖中明顯看出,曲線B中較高頻范圍中的特性比曲線A大大改進。
圖21顯示另一實施例,其中相對干線降低已解調(diào)信號的延遲時間τd。如果延遲時間τd長,很難對任何寬帶的FM信號或以高頻調(diào)制的FM信號獲得足夠的陷波效果。所以最好將延遲時間τd減至最小。圖21的實施例中,在頻率多路復(fù)用信號輸入至減法器21的干線中插入校正延遲電路201。并在輸出已解調(diào)信號至可變延遲電路32的PLL FM檢測電路101的輸入級中插入另一個校正延遲電路202。其它結(jié)構(gòu)與圖3相同。
同樣,在該實施例中,由固定延遲電路31和可變延遲電路32確定陷波延遲時間τf。假設(shè)PLL FM檢測電路101的工作引起的延遲時間可基本忽略,該實施例中至干線的已解調(diào)信號的延遲時間τd可表示如下,其中τ201和τ202分別表示校正延遲電路201和202中的延遲時間。
τd=τ202-τ201所以,如果校正延遲電路201和202中的延遲時間τ201和τ202設(shè)為相同值,就可降低延遲時間τd至零,以此大大改進梳齒特性。但是,PLL FM檢測電路101必須提供預(yù)定頻帶的信號(在此情況下,通過調(diào)頻1.5MHz的載波而獲得的AFM信號)。為此,校正延遲電路202一般由帶通濾波器構(gòu)成。在任何帶通濾波器中,隨著信號通過的頻帶變窄而延遲時間變長,因此在校正延遲電路202中需要一定的延遲量。但是,如果利用某一校正量可獲得滿意的特性,并不精確要求將τd降至零,且差值延遲時間可分配陷波延遲時間τf。這種情況下,至固定延遲電路31的輸入由校正延遲電路202提供。圖22顯示使用上述方法的實施例。
由于延遲線中必須只延遲待陷波的AFM信號,因此固定延遲電路31一般由帶通濾波器構(gòu)成。為此,形成如圖22所示的電路,將固定延遲電路31中的帶通濾波器共用為校正延遲電路202中的帶通濾波器,由此簡化結(jié)構(gòu)。
在圖22的實施例中,校正延遲電路202的輸出代替校正延遲電路201的輸出,供給固定延遲電路31。其它構(gòu)造與圖21相同。
圖23顯示將圖22的實施例用于圖9實施例的結(jié)構(gòu)例子。即,在圖23的實施例中,來自記錄/重放塊61的重放信號通過校正延遲電路201供給減法器213(對應(yīng)于圖9中的減法器76和89)。重放信號還供給帶通濾波器71和72,它們分別用于提供1.5MHz的AFM信號(AFM1信號)和1.7MHz的AFM信號(AFM2信號)。每一帶通濾波器對應(yīng)圖22中的校正延遲電路202。
帶通濾波器71的輸出供給PLL FM檢測電路101和固定延遲電路73兩者。由固定延遲電路73延遲的AFM1信號輸入至可變延遲電路74,在此將該信號根據(jù)來自PLL FM檢測電路101的已解調(diào)信號再次延遲,然后將已延遲信號輸入至加法器211。
同時從帶通濾波器72輸出的AFM2信號供給固定延遲電路77和PLLFM檢測電路104兩者。由固定延遲電路77延遲的AFM2信號輸入至可變延遲電路78,在此將該信號根據(jù)來自PLL FM檢測電路104的已解調(diào)信號再次延遲,然后將已延遲信號輸入至加法器211。
隨后在加法器211中,可變延遲電路74和78的輸出相加并輸出至校正延遲電路212。然后在校正延遲電路212中,來自加法器211的輸入信號再次延遲一預(yù)定時間并供給減法器213,在此從校正延遲電路201的輸出中減去校正延遲電路212的輸出,然后輸出如此相減后的結(jié)果。
在此實施例中,相對于通過帶通濾波器71提取的1.5MHz的AFM1信號的陷波延遲時間τf由校正延遲電路201的延遲時間與帶通濾波器71、固定延遲電路73、可變延遲電路74和校正延遲電路212的各延遲時間總和之間的差值確定。同時,相對于通過帶通濾波器72提取的AFM2信號的陷波延遲時間τf由校正延遲電路201的延遲時間與帶通濾波器72,固定延遲電路77,可變延遲電路78和校正延遲電路212的各延遲時間總和之間的差值確定。
例如,在通過帶通濾波器71提取的AFM1信號具有1.5MHz±100kHz的頻率且通過帶通濾波器72提取的AFM2信號具有1.7MHz±50kHz的頻率的條件下,上述電路的各延遲時間可設(shè)定如下校正延遲電路201 2μs帶通濾波器713.3μs固定延遲電路73 0.3μs可變延遲電路74 ±0.27μs帶通濾波器724.7μs固定延遲電路77 0.3μs可變延遲電路78 ±0.12μs校正延遲電路212 1.7μs在該實施例中,校正延遲電路212和固定延遲電路73的各延遲時間之和設(shè)為等于校正延遲電路201的延遲時間(2.0μs),類似地,校正延遲電路212和固定延遲電路77的各延遲時間之和設(shè)為等于校正延遲電路201的延遲時間(2.0μs)。因此,忽略可變延遲電路74和78的延遲時間,AFM1信號的陷波延遲時間τf為3.3μs,AFM2信號的陷波延遲時間τf為4.7μs。
AFM1信號的延遲時間τd變?yōu)?.3(=3.3-2)μs,AFM2信號的延遲時間τd變?yōu)?.7(=4.7-2)μs。如果不插入校正延遲電路201,這些延遲時間τd分別為3.3μs和4.7μs,由此可看出這些值由于插入校正延遲電路201而減少。
在該實施例中,AFM1信號由固定延遲電路73和可變延遲電路74延遲,同時AFM2信號由固定延遲電路77和可變延遲電路78延遲。而校正延遲電路212用于延遲AFM1信號和AFM2信號兩者。如果固定延遲電路73和77的延遲時間分別設(shè)為2.0μs,則校正延遲電路212可省去。但是,這種情況下,必須設(shè)置兩個延遲電路,每個延遲電路具有2.0μs的延遲時間。即,總的延遲時間4(=2+2)μs。
與之對照,如果插入校正延遲電路212以延遲AFM1信號和AFM2信號兩者,如圖23所示,固定延遲電路73、77與校正延電路212的總延遲時間變?yōu)?.3(=0.3+0.3+1.7)μs。所以,圖23的構(gòu)造能進一步減少結(jié)構(gòu)體積。
在另一配置中,其中省略固定延遲電路73和77而校正延遲電路212的延遲時間設(shè)為2.0μs,理論上可使結(jié)構(gòu)最小化。一般,每一可變延遲電路74和78中的延遲時間通過增加或減少基準(zhǔn)延遲時間而調(diào)節(jié)。固定延遲電路73和77用作確定相對于可變延遲電路74和78的基準(zhǔn)延遲時間。所以,從實際延遲電路的配置出發(fā),每一固定延遲電路73和77中的延遲時間不能降至零,且每一可變延遲電路74和78中延遲時間的可變寬度設(shè)為實際可實現(xiàn)的基準(zhǔn)值。
圖24顯示用于降低延遲時間τd的再一實施例。該實施例的構(gòu)造使得在減法器21中從干線的信號中減去由固定延遲電路31和可變延遲電路32構(gòu)成的延遲線的信號,而在加法器221中將干線的信號與延遲線的信號相加,并將輸出由此供給PLL FM檢測電路101。然后,從PLL FM檢測電路101輸出的已解調(diào)信號供給可變延遲電路32。由于包括在延遲線中的信號(已相關(guān)分量)可通過從干線的信號中減去延遲線的信號而從干線的信號中陷去,因此,通過在加法器221中將干線與延遲線的信號相加可獲得為干線信號雙倍電平的延遲線信號(已相關(guān)信號)。
在PLL FM檢測電路101中可檢測并解調(diào)加法器221的輸出。且已解調(diào)信號用于控制可變延遲電路32的延遲時間,因此,對于干線的信號,已解調(diào)信號的延遲時間τd可降到陷波延遲時間τf的一半。
因此,通過從干線的信號中減去延遲線的信號可陷去延遲線的信號,且通過將干線與延遲線的信號相加還可提取延遲線的信號。
圖25是顯示執(zhí)行上述操作的基本原理方框圖。圖25的實施例構(gòu)造如下,在減法器21中,從干線的信號中減去由固定延遲電路31和可變延遲電路32構(gòu)成的延遲線輸出,由此陷去延遲線的信號,且隨后輸出。然后在加法器221中,干線的信號與延遲線的信號相加,由此提取延遲線的信號。
圖26顯示含有在圖22的實施例中又插入加法器221的結(jié)構(gòu)例子,其中干線的信號與延遲線的信號相加以提取延遲線的信號。由于干線與延遲線的信號以此方式相加并輸出,其傳遞特性由圖27A-27C中實線表示。
在圖27A-27C的每一圖中,虛線表示構(gòu)成固定延遲電路31并具有2Δwc帶寬、其中τ=nτcπ/(2Δwc)的帶通濾波器的傳遞特性。當(dāng)其瞬時載波頻率位于中心(陷波頻率fc的附近)時,如圖27A所示,隨著頻率升高或降低,輸出信號的電平變小。而如果中心頻率如圖27B所示移至帶通濾波器(固定延遲電路31)帶寬范圍內(nèi)的較低部分或如圖27C所示移至該范圍內(nèi)的較高部分時,通過帶寬的中心附近的信號電平被衰減。所以,在圖27A至27C的每一圖中,表示通過帶寬的虛線與表示傳遞特性的實線之間的陰影部分比通過普通帶通濾波器提取預(yù)定頻率分量的另一種情況(虛線表示)衰減更多。即,對應(yīng)于消除陰影部分中的分量而提高帶內(nèi)干擾消除特性,因此載波噪音比更令人滿意。
圖28顯示應(yīng)用將干線與延遲線的信號相加來提取所要信號的原理的例子。該實施例中,通過帶通濾波器251提取來自如接收FM廣播的調(diào)諧器的中頻信號并隨后通過干線供給加法器221,同時通過延遲線供給加法器221,該延遲線由固定延遲電路31和可變延遲電路32構(gòu)成。在PLL FM檢測電路252中,F(xiàn)M檢測加法器221的輸出,然后將已解調(diào)信號供給未示出的電路,同時還供給可變延遲電路32,用于控制電路32的延遲時間。
在該實施例中,至干線的已解調(diào)信號的延遲時間τd降為延遲線中延遲時間τf的一半,所以,與由PLL FM檢測電路252直接檢測帶通濾波器251輸出的另一情況相比,可提高C/N。因此,即使在如電場強度降低時,也能可靠地提取并接收所要的信號。
本發(fā)明上述描述是以在8mm磁帶視頻盒式錄像機中陷去AFM信號的情況為例。但是,應(yīng)注意,本發(fā)明也可用于陷去預(yù)定的FM信號同時從某些其它記錄介質(zhì)再現(xiàn)或送至傳輸線的多個頻率多路復(fù)用FM信號中分離其它FM信號的其它情況。并且本發(fā)明還可用于提取除FM調(diào)諧器外的某些其它設(shè)備中的所要信號。
所以,按照本發(fā)明的信號陷波設(shè)備與方法,從頻率多路復(fù)用信號中減去根據(jù)已解調(diào)信號延遲的FM信號,使所要的FM信號能精確陷波同時將對其它FM信號的有害影響減至最小。
按照本發(fā)明的記錄介質(zhì)重放設(shè)備和方法,從重放信號中減去根據(jù)第一已解調(diào)信號延遲的FM信號,并從由此減法得到的信號中解調(diào)第二FM信號,從而能精確再現(xiàn)第二FM信號而不受第一FM信號的不利影響。
而且按照本發(fā)明的信號提取設(shè)備和方法,根據(jù)已解調(diào)信號延遲FM信號,并將頻率多路復(fù)用與已延遲FM信號相加,從而可以簡化的電路結(jié)構(gòu)可靠提取FM信號。雖然上面參照一些優(yōu)選實施例描述了本發(fā)明,但是應(yīng)明白本發(fā)明并不僅僅局限于這些實施例,對本領(lǐng)域的技術(shù)人員而言,在不脫離本發(fā)明精神的前提下,可作出多種其它變化與修改。
因此,本發(fā)明的范圍只由所附權(quán)利要求書確定。
權(quán)利要求
1.一種信號陷波設(shè)備,用于從以頻率多路復(fù)用形式含有多個FM信號的頻率多路復(fù)用信號中陷去預(yù)定的FM信號,所述設(shè)備包括解調(diào)裝置,用于解調(diào)待陷波的預(yù)定FM信號然后輸出已解調(diào)信號;延遲裝置,用于根據(jù)從所述解調(diào)裝置輸出的已解調(diào)信號而延遲待陷波的FM信號;以及減法裝置,用于從所述頻率多路復(fù)用信號中減去從所述延遲裝置得到的已延遲FM信號。
2.如權(quán)利要求1所述的信號陷波設(shè)備,其特征在于所述延遲裝置延遲預(yù)定的FM信號,其延遲時間至少為對應(yīng)所述FM信號基頻的時間與對應(yīng)所述已解調(diào)信號的時間之和。
3.如權(quán)利要求2所述的信號陷波設(shè)備,其特征在于所述延遲裝置再次延遲預(yù)定的FM信號,其延遲時間對應(yīng)于所述已解調(diào)信號的時間變化。
4.如權(quán)利要求2所述的信號陷波設(shè)備,其特征在于所述延遲裝置由第一延遲裝置和第二延遲裝置構(gòu)成,第一延遲裝置用于延遲供給所述減法裝置的頻率多路復(fù)用信號,而第二延遲裝置用于延遲供給所述減法裝置的FM信號。
5.如權(quán)利要求4所述的信號陷波設(shè)備,其特征在于所述FM信號包括第一FM信號和第二FM信號,且所述解調(diào)裝置個別地解調(diào)所述第一與第二FM信號;所述第二延遲裝置由第三延遲裝置和第四延遲裝置構(gòu)成,第三延遲裝置用于個別地延遲所述第一與第二FM信號,而第四延遲裝置用于通用地延遲所述第一與第二FM信號。
6.如權(quán)利要求1所述的信號陷波設(shè)備,其特征在于所述解調(diào)裝置利用鎖相環(huán)解調(diào)已調(diào)制信號。
7.如權(quán)利要求1所述的信號陷波設(shè)備,其特征在于,根據(jù)振幅、頻率特性或相位特性校正前的已解調(diào)信號所述延遲裝置延遲所述FM信號。
8.如權(quán)利要求1所述的信號陷波設(shè)備,還包括一附加裝置,它用于將頻率多路復(fù)用信號與從所述延遲裝置輸出的已延遲FM信號相加,并將如此相加的結(jié)果供給所述解調(diào)裝置以便對該結(jié)果解調(diào)。
9.一種信號陷波方法,用于從以頻率多路復(fù)用形式含有多個FM信號的頻率多路復(fù)用信號中陷去預(yù)定的FM信號,所述方法包括以下步驟解調(diào)待陷波的預(yù)定FM信號并隨后輸出已解調(diào)信號;根據(jù)該已解調(diào)信號延遲待陷波的FM信號;以及從所述頻率多路復(fù)用信號中減去已延遲的FM信號。
10.一種記錄介質(zhì)重放設(shè)備,該設(shè)備用于在從記錄介質(zhì)再現(xiàn)的重放信號中分離以頻率多路復(fù)用形式記錄在記錄介質(zhì)上的第一與第二FM信號后對其解調(diào),所述重放設(shè)備包括提取裝置,用于從重放信號中提取第一FM信號;第一解調(diào)裝置,用于解調(diào)所提取的第一FM信號并輸出第一已解調(diào)信號;延遲裝置,用于根據(jù)從所述第一解調(diào)裝置輸出的第一已解調(diào)信號延遲已提取的第一FM信號;減法裝置,用于從重放信號中減去由所述延遲裝置延遲的第一FM信號;以及第二解調(diào)裝置,用于解調(diào)來自所述減法裝置輸出的第二FM信號并隨后輸出第二已解調(diào)信號。
11.一種記錄介質(zhì)重放方法,該方法用于在從記錄介質(zhì)再現(xiàn)的重放信號中分離以頻率多路復(fù)用形式記錄在記錄介質(zhì)上的第一與第二FM信號后對其解調(diào),所述方法包括以下步驟從所述記錄介質(zhì)再現(xiàn)的重放信號中提取第一FM信號;解調(diào)所提取的第一FM信號并輸出第一已解調(diào)信號;根據(jù)第一已解調(diào)信號延遲已提取的第一FM信號;從重放信號中減去已延遲的第一FM信號;以及從由此減法得到的信號中解調(diào)第二FM信號并隨后輸出第二已解調(diào)信號。
12.一種信號提取設(shè)備,用于從以頻率多路復(fù)用形式含有多個FM信號的頻率多路復(fù)用信號中提取預(yù)定的FM信號,所述設(shè)備包括解調(diào)裝置,用于解調(diào)待提取的預(yù)定FM信號并隨后輸出已解調(diào)信號;延遲裝置,用于根據(jù)從所述解調(diào)裝置輸出的已解調(diào)信號延遲待提取的FM信號;以及加法裝置,用于將頻率多路復(fù)用信號與由所述延遲裝置延遲的FM信號相加。
13.如權(quán)利要求12所述的信號提取設(shè)備,其特征在于所述解調(diào)裝置解調(diào)所述加法裝置的輸出。
14.一種信號提取方法,用于從以頻率多路復(fù)用形式含有多個FM信號的頻率多路復(fù)用信號中提取預(yù)定的FM信號,所述方法包括以下步驟解調(diào)待提取的預(yù)定FM信號并隨后輸出已解調(diào)信號;根據(jù)已解調(diào)信號延遲待提取的FM信號;以及將頻率多路復(fù)用信號與已延遲FM信號相加。
全文摘要
一種信號陷波設(shè)備與方法,把從視頻盒式磁帶再現(xiàn)的重放信號直接供給減法器,同時送至固定延遲電路和可變延遲電路以便在此延遲一預(yù)定時間。已延遲信號也供給減法器,然后減法器減去已延遲的來自再現(xiàn)重放信號的信號并輸出該減法結(jié)果。固定延遲電路的延遲時間設(shè)為對應(yīng)于所要的待陷波FM信號的載波中心頻率。同時可變延遲電路的延遲時間設(shè)為對應(yīng)于由解調(diào)所要陷波的FM信號而得到的信號。這樣可陷去所要FM信號而不影響其它FM信號。
文檔編號G11B20/06GK1177185SQ97114829
公開日1998年3月25日 申請日期1997年5月31日 優(yōu)先權(quán)日1996年5月31日
發(fā)明者金子雅保, 三上勉 申請人:索尼公司