專利名稱：開關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及作為各種電子機(jī)器電源所具備的開關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
眾所周知的開關(guān)電源電路例如有采用回描轉(zhuǎn)換器和正向轉(zhuǎn)換器等形式的開關(guān)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)電源電路。這些開關(guān)轉(zhuǎn)換器因?yàn)殚_關(guān)動作波形是矩形波狀，所以對開關(guān)噪聲的抑制有一定限度。并且，在其動作特性上以及功率變換效率的提高方面也有一定限度。
為此，人們提出了各種由諧振式轉(zhuǎn)換器構(gòu)成的開關(guān)電源電路并使之實(shí)用化。諧振式轉(zhuǎn)換器容易獲得高功率變換效率，同時開關(guān)動作波形為正弦波狀，能實(shí)現(xiàn)低噪聲。并且，還具有可由較少的零件數(shù)來構(gòu)成開關(guān)電源電路這樣的優(yōu)點(diǎn)。
圖23的電路圖表示作為現(xiàn)有例的具備諧振式轉(zhuǎn)換器的開關(guān)電源電路的一個例子。該圖中示出的電源電路是對他激式的電流諧振式轉(zhuǎn)換器組合部分電壓諧振電路。
在該圖示出的電源電路中，首先對商用交流電源AC配置由橋式整流電路(整流電路部)Di和平滑電容器Ci構(gòu)成的全波整流平滑電路。然后通過這些橋式整流電路Di和一個平滑電容器Ci的全波整流動作，就能在平滑電容器Ci的兩端得到整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)。該整流平滑電壓Ei成為與交流輸入電壓VAC等倍對應(yīng)的電平。
作為開關(guān)輸入上述直流輸入電壓的電流諧振式轉(zhuǎn)換器，如同圖所示那樣，用半橋式耦合法連接MOS-FET的2個開關(guān)器件Q1、Q2。對開關(guān)器件Q1、Q2的各漏極-源極間，按圖示出的方向，各自并聯(lián)連接體二極管的阻尼二極管DD1、DD2。
并且，在開關(guān)器件Q2的漏極-源極之間并聯(lián)連接部分諧振電容Cp。通過該部分諧振電容Cp的電容和初級繞組N1的漏電感L1而形成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。從而得到只在開關(guān)器件Q1、Q2斷開時電壓諧振的部分電壓諧振動作。
該電源電路中，為了開關(guān)驅(qū)動開關(guān)器件Q1、Q2，所以例如設(shè)置由通用IC構(gòu)成的振蕩·驅(qū)動電路2。該振蕩·驅(qū)動電路2有振蕩電路和驅(qū)動電路。而且，用振蕩電路和驅(qū)動電路對開關(guān)器件Q1、Q2的各柵極施加所需頻率的驅(qū)動信號(柵電壓)。因此，開關(guān)器件Q1、Q2按要求的開關(guān)頻率交互地進(jìn)行開關(guān)動作使之接通/斷開。
絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT把開關(guān)器件Q1、Q2的開關(guān)輸出傳輸?shù)酱渭墏?cè)。該絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級繞組N1的一端，經(jīng)由初級側(cè)并聯(lián)諧振電容C1的串聯(lián)連接，連接到開關(guān)器件Q1的源極與開關(guān)器件Q2的漏極的連接點(diǎn)(開關(guān)輸出點(diǎn))，就傳輸開關(guān)輸出。
并且，初級繞組N1的另一端，連接到初級側(cè)的地。
在此，通過上述串聯(lián)諧振電容C1的電容和包括初級繞組N1的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的漏電感L1，形成為使初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器的動作成為電流諧振式的初級側(cè)串聯(lián)連接諧振電路。
由上述說明，就該圖示出的初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器來說，就得到作為由初級側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)產(chǎn)生的電流諧振式的動作和由上述的部分電壓諧振電路(Cp//L1)產(chǎn)生的部分電壓諧振動作。
即，該圖示出的電源電路，對用于使初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器成為諧振式的諧振電路，應(yīng)該采用與其它諧振電路組合的形式。在本說明書中，關(guān)于這種開關(guān)轉(zhuǎn)換器，就稱作復(fù)合諧振式轉(zhuǎn)換器。
在此，圖示出的說明雖省略，但就絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的構(gòu)造來說，例如具備由鐵氧體材料的E型鐵心組合后的EE型鐵心。而且，在初級側(cè)和次級側(cè)分割纏繞部位方面，對EE型鐵心的中央磁腳纏繞初級繞組N1和下面說明的次級繞組(N2A、N2B)。
就絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級側(cè)繞組來說，通過加上中心抽頭纏繞一分為二的次級繞組N2A、N2B。在這些次級繞組N2A、N2B內(nèi)激勵與傳輸?shù)匠跫壚@組N1的開關(guān)輸出相應(yīng)的交變電壓。
此時，上述次級繞組N2A、N2B的中心抽頭連接次級側(cè)地線。而且，對該次級繞組N2A、N2B，如圖所示連接由整流二極管D01、D02和平滑電容器C0構(gòu)成的雙波整流電路。因此，作為平滑電容器C0的兩端電壓得到次級側(cè)直流輸出電壓E0。該次級側(cè)直流輸出電壓E0供給圖未示出的負(fù)載側(cè)，同時也分條輸入作為下面說明的控制電路1用檢測電壓。
控制電路1向振蕩·驅(qū)動電路2供給與次級側(cè)直流輸出電壓E0的電平變化對應(yīng)的檢測輸出。在振蕩·驅(qū)動電路2，驅(qū)動開關(guān)器件Q1、Q2，以便與所輸入的控制電路1的檢測輸出相對應(yīng)使開關(guān)頻率可變。這樣一來，由于開關(guān)器件Q1、Q2的開關(guān)頻率可變，次級側(cè)直流輸出電壓電平就穩(wěn)定化。
作為由該圖示出的電路結(jié)構(gòu)構(gòu)成的電源電路，圖24表示與作為低電壓大電流負(fù)載條件對應(yīng)時的動作波形。圖24示出的動作波形是在交流輸入電壓VAC＝100V、負(fù)載功率Po＝100W的條件下進(jìn)行測定而得到的。并且，對這里的低電壓大電流狀態(tài)而言，就是以次級側(cè)直流輸出電壓Eo＝5V，作為初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)電流的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io＝25A的狀態(tài)。
并且，在得到圖24所示動作波形的實(shí)驗(yàn)結(jié)果當(dāng)中，進(jìn)行下面這些條件和電源電路中的零部件等的選定。
首先，每次級側(cè)繞組的1T(匝)的激勵電壓電平為5V/T的樣子，作為設(shè)定次級繞組N2A、N2B和初級繞組N1的匝數(shù)，具體點(diǎn)說，次級繞組N2A＝N2B＝1T，確定初級繞組N1＝30T。
而且，對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的EE型鐵心中央磁腳要形成1.0mm左右的間隙。因此，在初級繞組N1和次級繞組N2A、N2B就得到0.85左右的耦合系數(shù)。
并且，選定初級側(cè)串聯(lián)諧振電容C1＝0.068μF、部分電壓諧振電容Cp＝330pF，對整流二極管Do1、Do2而言，選定50A/40V的肖特基二極管。
在圖24示出的波形圖上，開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1是與開關(guān)器件Q2的接通/斷開狀態(tài)相對應(yīng)。即，在開關(guān)器件Q2變?yōu)榻油ǖ钠陂gT2是0電平，在變?yōu)閿嚅_的期間T1以規(guī)定電平成為箝位后的矩形波。而且，就開關(guān)器件Q2//阻尼二極管DD2內(nèi)流動的開關(guān)電流IDS2來說，如期間T2所示，在導(dǎo)通時，由于流過阻尼二極管DD2變成負(fù)極性，其反轉(zhuǎn)按照正極性從開關(guān)器件Q2的漏極→(源極流動，在期間T1變成了斷開得到成為0電平的波形。
并且，開關(guān)器件Q1相對于上述開關(guān)器件Q2，交互地進(jìn)行開關(guān)使其接通/斷開。為此，開關(guān)器件Q1//阻尼二極管DD1內(nèi)流動的開關(guān)電流IDS1，相對開關(guān)電流IDS2成了移動180°相位的波形。
而且，在連接到開關(guān)器件Q1、Q2的開關(guān)輸出點(diǎn)與初級側(cè)的地線之間的初級側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)中流動的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io，成為與開關(guān)電流IDS1和開關(guān)電流IDS2的合成波形對應(yīng)的，作為初級側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)諧振電流的正弦波成分與由初級繞組N1的勵磁電感發(fā)生的鋸齒波成分合成后的波形。
而且，作為此時測定條件的負(fù)載功率Po＝100W，作為與圖23示出的電源電路對應(yīng)的負(fù)載條件，雖然是接近最大重負(fù)載的條件，但是這樣以來在對應(yīng)負(fù)載范圍內(nèi)成為重負(fù)載傾向的條件下，次級側(cè)整流電流變成不連續(xù)模式。
在此，如上述那樣可變控制開關(guān)頻率在關(guān)于次級側(cè)直流輸出電壓Eo實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定化的結(jié)構(gòu)方面，例如在成了輕負(fù)載傾向的狀態(tài)下，就要控制以便提高開關(guān)頻率實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定化。在該狀態(tài)下，次級側(cè)的整流電路中，次級側(cè)整流電流流入次級側(cè)平滑電容器的期間連續(xù)，不存在休止的期間，成為所謂的連續(xù)模式的動作。
相對于此，如上述那樣變成了重負(fù)載傾向，與次級側(cè)直流輸出電壓Eo的電平成為下降傾向的狀態(tài)對應(yīng)，要進(jìn)行控制以便降低初級側(cè)的開關(guān)頻率。由此，對次級側(cè)平滑電容器，變成了次級側(cè)整流電流不連續(xù)流動，成為電流不連續(xù)期間發(fā)生的，轉(zhuǎn)移到所謂的不連續(xù)模式的狀態(tài)。
具體地說在這樣的重負(fù)載時，發(fā)生于次級繞組N2A的次級繞組電壓V2，如圖24所示那樣，初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io只限于正弦波狀流動的期間，以規(guī)定的絕對值電平箝位的波形產(chǎn)生，作為其間的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io根據(jù)勵磁電感的鋸齒狀波成分流動的期間成為0電平。在次級繞組N2B，使次級繞組電壓V2反轉(zhuǎn)了的波形發(fā)生。
因此，流過整流二極管Do1的整流電流I1和，整流二極管Do2的整流電流I2，各自初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io只在以正弦波狀流動的期間DON1、DON2流動，在此以外的期間，都沒有流動。即，次級側(cè)的整流電流不連續(xù)地流入平滑電容器。
進(jìn)而，為了證實(shí)而說明一下，次級側(cè)直流輸出電壓Eo的電平，與商用交流電源AC(交流輸入電壓VAC)的電平對應(yīng)也成為變動的傾向，因?yàn)橐策M(jìn)行與此對應(yīng)的開關(guān)頻率的可變控制，上述這樣成為不連續(xù)模式，是商用交流電源AC的變動也成為其一原因。
而且，作為肖特基二極管的整流二極管Do1、Do2的正向電壓降是0.6V，在上述這樣的次級側(cè)的動作中，如圖示的那樣整流電流I1、I2大概與35Ap相應(yīng)地成為高電平，所以由這些整流二極管器件的導(dǎo)通損耗變得顯著功率損耗變大。
作為實(shí)際的測定結(jié)果，直流輸入電壓(整流平滑電壓Ei)＝100V時的DC→(DC電源轉(zhuǎn)換效率止于82％左右。
因此，作為降低次級側(cè)整流電流的導(dǎo)通損耗的技術(shù)，要用低導(dǎo)通電阻的MOS-FET進(jìn)行整流的同步整流電路而聞名。作為這樣的同步整流電路，把繞組電壓檢測方式的構(gòu)成當(dāng)作例子表示在圖25中。
進(jìn)而，在圖25，表示只限于絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT次級側(cè)的結(jié)構(gòu)。初級側(cè)的結(jié)構(gòu)，假設(shè)是與圖23同樣的。而且，即使定電壓控制方式，根據(jù)次級側(cè)直流輸出電壓Eo的電平，采用可變控制初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率的開關(guān)頻率控制方式。
而且，即使采用該圖25中示出的次級側(cè)結(jié)構(gòu)作為電源電路，一般也認(rèn)為是和圖23的情況同樣的低電壓大電流(VAC＝100V、負(fù)載功率Po＝100W、Eo＝5V、Io＝25A)的條件相對應(yīng)。
此時，作為次級繞組，相同匝數(shù)的次級繞組N2A、N2B的各-端通過中心抽頭被連接，然而這個中心抽頭輸出，連接到平滑電容器Co的正極端子。次級繞組N2A的另一端是通過N溝道MOS-FET Q3的漏極→(源極，然后連接到次級側(cè)地線(平滑電容器Co的負(fù)極端子一側(cè))。同樣，次級繞組N2B的另一端，也是通過N溝道MOS-FET Q4的漏極→(源極，然后連接到次級側(cè)地線(平滑電容器Co的負(fù)極端子一側(cè))。即，此時，在次級繞組N2A、N2B的各整流電流路線方面，成為把MOS-FET Q3、Q4串聯(lián)插入負(fù)極側(cè)的構(gòu)造。進(jìn)而，對MOS-FETQ3、Q4的漏極-源極，各自連接體二極管DD3、DD4。
然后，驅(qū)動MOS-FET Q3的驅(qū)動電路，在次級繞組N2B與MOS-FET Q4的漏極的連接點(diǎn)和MOS-FET Q3的柵極之間，連接?xùn)艠O電阻Rg1，同時在MOS-FET Q3的柵極和次級側(cè)地線之間連接電阻R11形成。
同樣，驅(qū)動MOS-FET Q4的驅(qū)動電路，在次級繞組N2A與MOS-FETQ3漏極的連接點(diǎn)和MOS-FET Q4的柵極之間，連接?xùn)艠O電阻Rg2，同時在MOS-FET Q4柵極和次級側(cè)地線之間連接電阻R12形成。
MOS-FET給柵極加上接通電壓，在漏極-源極間就成為僅僅與電阻體等效，所以電流雙向流動。如果使其具有作為次級側(cè)的整流器件的功能的話，就必須只限于向平滑電容器Co的正極端子充電的方向流動電流。如與此相反方向流動電流，從平滑電容器Co向絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT一側(cè)流著放電電流，就不能向負(fù)載側(cè)有效地輸送電能。而且，因反向電流引起MOS-FET的發(fā)熱、噪聲等產(chǎn)生之后，也導(dǎo)致初級側(cè)的開關(guān)損耗。
上述的驅(qū)動電路是，基于檢測次級繞組的電壓，用于開關(guān)驅(qū)動MOS-FETQ3、Q4的電路，使之只有在平滑電容器Co的正極端子充電的方向流動電流。
圖26波形圖是，作為采用在上述圖25示出的次級側(cè)結(jié)構(gòu)的電源電路(初級側(cè)是和圖23同樣)，表示負(fù)載功率Po＝100W時的動作。也如上述的那樣，對此時的負(fù)載功率Po＝100W，大致為最大負(fù)載的條件。
在該圖中，開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1和與其對應(yīng)的次級繞組N2A-N2B的兩端所得到的次級繞組電壓V2，成了和圖24同樣的定時。進(jìn)而，表示在圖26的次級繞組電壓V2，成為從次級繞組N2A與柵極電阻Rg2的連接點(diǎn)一側(cè)看時的極性，從次級繞組N2B與柵極電阻Rg1的連接點(diǎn)一側(cè)看時成為相反極性。
MOS-FET Q4的驅(qū)動電路如到達(dá)表示在該圖的極性的次級繞組電壓V2以負(fù)極性的規(guī)定電平加以箝位的期間，就要動作以便使對MOS-FET Q4的柵極，施加由柵極電阻Rg2和電阻R12設(shè)定的電平的接通電壓。
同樣，MOS-FET Q3的驅(qū)動電路(柵極電阻Rg1、電阻R11)，如到達(dá)與該圖反轉(zhuǎn)了極性的次級繞組電壓(V2)以負(fù)極性的規(guī)定電平加以箝位的期間，就要動作以便對MOS-FET Q3的柵極施加接通電壓。
因此，在MOS-FET Q3、Q4，各自如圖示那樣在期間DON1、DON2，流著正極性的整流電流I1、I2。在圖示的次級繞組電壓V2為正/負(fù)而被箝位的期間流動的整流電流I1、I2，與圖23電路的情況(圖24的波形圖的整流電流I1、I2)同樣，是大概35Ap。但是，MOS-FET Q3、Q4是低導(dǎo)通電阻，與用肖特基二極管的整流二極管Do1、Do2比較的話，就可以認(rèn)為整流電流的導(dǎo)通損耗是顯著地低的。而且，也理解驅(qū)動電路就像只由電阻器構(gòu)成同樣，繞組電壓檢測方式在驅(qū)動電路系統(tǒng)是簡單的結(jié)構(gòu)方面也成為優(yōu)點(diǎn)。
但是，在與該圖26對應(yīng)場合的這種重負(fù)載(負(fù)載功率Po＝100W)的條件下，該電源電路也是次級側(cè)整流電流成為不連續(xù)模式。這是在圖26中也按照期間DON1、DON2是不連續(xù)的來表示的。
就該不連續(xù)模式來說，作為整流電流I1、I2，對平滑電容器Co的充電電流即使成為0電平，在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級繞組N1也相同方向流著電流。這是前面圖24波形圖的話，在期間DON1、DON2以外的期間，作為初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io，表示初級繞組N1的勵磁電感成分以和其當(dāng)前定時相同的極性流動著。因此，實(shí)際上，在次級繞組N2A、N2B感生的電壓極性沒有反轉(zhuǎn)，其間，MOS-FET Q3、Q4是完全沒有斷開并維持導(dǎo)通狀態(tài)。因此，如圖所示那樣，在期間DON1、DON2以外，作為整流電流I1、I2而流著相反方向的電流。在該期間DON1、DON2以外的相反方向的整流電流I1、I2，產(chǎn)生無功功率，然而此時整流電流I1、I2的電平和8Ap左右比較的高，因而其無效的功率量也相應(yīng)地增大。
這樣，作為同步整流電路而采用繞組電壓檢測方式的情況下，整流電流的導(dǎo)通損耗被降低，如上述那樣，因?yàn)榘l(fā)生無功功率，作為整體，謀求電源轉(zhuǎn)換效率有效的提高很困難就是現(xiàn)狀。
圖27的波形圖，表示作為有關(guān)采用表示在圖25的次級側(cè)構(gòu)成的電源電路的輕負(fù)載的條件的動作。
即使表示在圖25的電源電路的實(shí)際，如先前作為表示在圖23的電源電路的構(gòu)成而說明過的那樣進(jìn)行通過開關(guān)頻率控制的定電壓控制，然而成為輕負(fù)載的條件使次級側(cè)直流輸出電壓上升的話，就使次級側(cè)直流輸出電壓降低以便提高開關(guān)頻率，因此進(jìn)行動作以便實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定化。
而且，在這樣的輕負(fù)載的狀態(tài)下，對表示在圖27的開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1，次級側(cè)繞組電壓V2大致要以相同定時使其反轉(zhuǎn)，與其相對應(yīng)，作為次級側(cè)的整流電流I1、I2，在期間DON1、DON2之間沒有中止期間在平滑電容器Co上連續(xù)流動充電。即，成為連續(xù)模式。此時，變成宛如上述圖26的重負(fù)載時動作而表示的相反方向整流電流I1、I2流動的期間不存在，與此相應(yīng)的無功功率也沒有產(chǎn)生。
這樣，把次級側(cè)整流電路系統(tǒng)調(diào)換成按照繞組電壓檢測方式的同步整流電路結(jié)構(gòu)的電源電路對重負(fù)載時的電源轉(zhuǎn)換效率的降低依然也成為問題。
因此，如上述圖26所示那樣的，作為消除因反向整流電流而引起的發(fā)生無功功率問題的技術(shù)，以整流電流檢測方式的同步整流電路而聞名。這種整流電流檢測方式，是在給平滑電容器Co充電的整流電流成為0電平之前使MOS-FET斷開的技術(shù)。
在圖28表示整流電流檢測方式的同步整流電路的構(gòu)成例。進(jìn)而，在該圖中，為了簡化說明，表示由半波整流組成的結(jié)構(gòu)。
就整流電流檢測方式來說，為了檢測在次級繞組N2中流動的電流而設(shè)置電流變壓器TR。電流變壓器的初級繞組Na，連接次級繞組N2的端部和MOS-FET Q4的漏極。MOS-FET Q4的源極，連接到平滑電容器Co的負(fù)極端子。
對電流變壓器的次級繞組Nb，與電阻Ra并聯(lián)連接，同時要使其相互順電壓方向成為相反，將二極管Da、Db并聯(lián)連接起來并形成并聯(lián)連接電路。而且，對這個并聯(lián)連接電路，連接比較器20。在比較器20的反相輸入端，輸入基準(zhǔn)電壓Vref。進(jìn)而，在基準(zhǔn)電壓Vref和比較器20的反相輸入端的連接點(diǎn)，與在上述并聯(lián)連接電路中連接二極管Da陽極和二極管Db陰極的一側(cè)端部連接。而且，在比較器20的非反相輸入端，與在上述并聯(lián)連接電路中連接二極管Da負(fù)極和二極管Db陽極的一側(cè)端部連接。
此時，比較器20的輸出，就該由緩充器21放大并加到MOS-FET Q4的柵極上。
在圖29表示由上述圖28示出結(jié)構(gòu)的電路的動作。
次級繞組N2感生的電壓，如比平滑電容器Co的兩端電壓(Eo)還大的話，首先，按照MOS-FET Q4的體二極管陽極→(陰極的方向，使平滑電容器Co充電并開始流過整流電流Id。該整流電流Id，流入電流變壓器的初級繞組Na，因而在電流變壓器的次級繞組Nb，感生與流入初級繞組Na的整流電流Id對應(yīng)的電壓Vnb。在比較器20，比較基準(zhǔn)電壓Vref和電壓Vnb，當(dāng)電壓Vnb超過基準(zhǔn)電壓Vref時，輸出H電平。這個H電平的輸出作為從緩充器21來的接通電壓對MOS-FET Q4的柵極施加，使MOS-FET Q4導(dǎo)通。因此，整流電流Id就按照MOS-FET Q4的漏極→(源極方向流動。圖29中，作為按正極性流動的整流電流Id而表示出來。
然后隨著時間過程，整流電流Id的電平降低，與此對應(yīng)，電壓Vnb比基準(zhǔn)電壓Vref還低的話，比較器20使輸出反相。這個反相輸出經(jīng)由緩充器21被輸出，使MOS-FET Q4的柵極電容放電，然后斷開MOS-FET Q4。進(jìn)而，在該時刻，剩余的整流電流Id在短時間內(nèi)經(jīng)由體二極管DD4流出。
作為這樣的動作，就在整流電流Id變成0電平之前的定時斷開MOS-FETQ4。因此，如圖26所示，在整流電流變成不連續(xù)的期間，MOS-FET沒有反向電流流動且不產(chǎn)生無功功率，該部分的電源轉(zhuǎn)換效率提高了。
例如，就基于上述圖28示出的結(jié)構(gòu)，把圖23中所示的電源電路的次級側(cè)結(jié)構(gòu)，作成按全波整流的整流電流檢測方式的同步整流電路情況的DC→(DC電源轉(zhuǎn)換效率而言，在與先前的圖24、圖26等同樣的條件下進(jìn)行測定，但能得到提高約90％左右的測定結(jié)果。
特開2003-111401號公報但是，上述整流電流檢測方式的同步整流電路中，由圖28也可知，與一個MOS-FET相對應(yīng)，需要至少1組的電流變壓器和用于由電流變壓器的輸出驅(qū)動MOS-FET的比較復(fù)雜驅(qū)動電路系統(tǒng)。因此，使電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化，這就牽涉到制造效率的降低，成本提高，電路基板尺寸的擴(kuò)大等的不合適產(chǎn)生。
特別是，表示在圖23的以初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)，在次級側(cè)備有整流電流檢測方式的同步整流電路時，次級側(cè)需要具備全波整流電路。所以，上述的電流變壓器和驅(qū)動電路系統(tǒng)與每個MOS-FET Q3、Q4相對應(yīng)就需要2組，上述問題進(jìn)一步擴(kuò)大。
這樣一來，就繞組電壓檢測方式和整流電流檢測方式而言，繞組電壓檢測方式的方面，由于無功功率而對電源轉(zhuǎn)換效率方面不利，然而相對電路結(jié)構(gòu)簡單，整流電流檢測方式的方面因?yàn)闆]有產(chǎn)生無功功率，所以是有利的，然而使電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化，處于這種折中的關(guān)系。
所以，作為具備同步整流電路的電源電路，就更一邊盡可能簡化電路結(jié)構(gòu)，而且，一邊要求采用消除由無功功率而引起的損耗增加的結(jié)構(gòu)。

發(fā)明內(nèi)容
鑒于上述問題的存在，本發(fā)明的開關(guān)電源電路結(jié)構(gòu)如下。
即，首先，包括對商用交流電源進(jìn)行整流平滑來生成直流輸入電壓的整流平滑部件；具備并形成進(jìn)行開關(guān)使得上述直流輸入電壓斷續(xù)的開關(guān)器件的開關(guān)部件；以及對上述開關(guān)器件進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動的驅(qū)動部件。
而且，把上述開關(guān)部件的開關(guān)輸出從初級側(cè)傳送到次級側(cè)，并具備在初級側(cè)纏繞初級繞組和次級側(cè)纏繞至少次級繞組的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器。
而且，至少具備連接到初級側(cè)的規(guī)定部位的初級側(cè)諧振電容，以便形成通過上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的初級繞組的泄漏電感成分和自身電容，諧振式進(jìn)行上述開關(guān)部件的動作用的初級側(cè)諧振電路。
而且，具備根據(jù)繞組電壓檢測方式的同步整流電路，以便整流在上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的次級繞組中感生的交變電壓并將整流電流對次級側(cè)平滑電容器充電，作為上述次級側(cè)平滑電容器的兩端電壓得到次級側(cè)直流輸出電壓。
而且，具備根據(jù)上述次級側(cè)直流輸出電壓的電平，可變控制上述開關(guān)部件的開關(guān)頻率，進(jìn)行有關(guān)上述次級側(cè)直流輸出電壓的定電壓控制的定電壓控制部件。
而且，首先上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的磁通密度設(shè)定在規(guī)定以下，即使伴隨上述定電壓控制部件控制的上述開關(guān)頻率降低到規(guī)定以下情況，也要以連續(xù)模式維持流入上述同步整流電路的次級側(cè)整流電流。
進(jìn)而，作為上述同步整流電路，是具備由對將整流電流給上述次級側(cè)平滑電容器充電用的整流電流路線插入的筒狀珠形磁心的電感元件，要具備設(shè)定其直流疊加特性的電感元件，以便對連接上述次級側(cè)直流輸出電壓的負(fù)載成為無負(fù)載的范圍，以連續(xù)模式維持上述次級側(cè)整流電流。
在根據(jù)上述構(gòu)成的開關(guān)電源電路方面，作為初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器采用諧振式轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)，在次級側(cè)方面，具備按照繞組電壓檢測方式的同步整流電路。
而且，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的磁通密度要成為規(guī)定以下，即使作為重負(fù)載的條件，開關(guān)頻率降低到規(guī)定以下時，以便也能以連續(xù)模式維持次級側(cè)整流電流。如果次級側(cè)整流電流為連續(xù)模式的話，就在繞組電壓檢測方式的同步整流電路方面造成問題的，在次級側(cè)整流電流的不連續(xù)期間可減低隨整流電流中反向電流產(chǎn)生的無功功率。
而且，如上述那樣，對次級側(cè)的整流電流路線，插入電感元件。由于這個電感元件，在那里壓制因整流電流流動時的反電動勢而在整流電流中產(chǎn)生的反向電流。也就是說，因此能謀求在整流電流中反向電流產(chǎn)生的無功功率的進(jìn)一步的減低。
而且，作為這個電感元件，如上述那樣，應(yīng)設(shè)定其直流疊加特性，使得對于成為無負(fù)載的范圍內(nèi)維持連續(xù)模式，負(fù)載電流即使在成為0電平附近的超輕負(fù)載時也能維持連續(xù)模式。因此能防止在超輕負(fù)載時通常產(chǎn)生的反常振蕩動作。
發(fā)明效果如果按照上述本發(fā)明，具備繞組電壓檢測方式的同步整流電路，然而與次級側(cè)整流電流的不連續(xù)期間相對應(yīng)的無功功率就不會產(chǎn)生，例如，具備了根據(jù)整流電流檢測方式的同步整流電路的情況和大概直到該程度都能使電源轉(zhuǎn)換效率提高。然后，再同時，同步整流電路的電路結(jié)構(gòu)本身是繞組電壓檢測方式的，可采用比整流電流檢測方式還要簡易的結(jié)構(gòu)。
即，按照本發(fā)明，就具備同步整流電路的復(fù)合諧振式轉(zhuǎn)換器來說，謀求得到高的電源轉(zhuǎn)換效率，和隨著電路簡化而使電路規(guī)?？s小及降低價格的并立，尤其是在作為低電壓大電流的條件使用電源電路時是有利的。
而且，也如上述那樣由于插入次級側(cè)的整流電流路線內(nèi)的電感元件，能抑制整流電流中產(chǎn)生的反向電流，因此能謀求無功功率的進(jìn)一步的減低。
而且，作為該電感元件，如上述那樣設(shè)定直流的疊加特性，即使在超輕負(fù)載時也維持連續(xù)模式，因此能實(shí)現(xiàn)從最大負(fù)載到無負(fù)載穩(wěn)定的動作。


圖1是構(gòu)成作為本發(fā)明實(shí)施例的開關(guān)電源電路的，舉例表示成為其基礎(chǔ)的電路結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖2是在圖1表示的電源電路當(dāng)中的，表示絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的構(gòu)造例子圖。
圖3是在圖1示出的電路中，表示用作絕緣轉(zhuǎn)換變壓器次級繞組線材的編織線構(gòu)造例子圖。
圖4是為了說明有關(guān)圖1示出的電路絕緣轉(zhuǎn)換變壓器次級繞組的構(gòu)成例圖。
圖5同樣是為了說明有關(guān)圖1示出的電路絕緣轉(zhuǎn)換變壓器次級繞組的構(gòu)成例圖。
圖6是為了說明有關(guān)圖1示出的電路絕緣轉(zhuǎn)換變壓器次級繞組的纏繞狀態(tài)的圖。
圖7為了說明有關(guān)圖1示出的電路絕緣轉(zhuǎn)換變壓器次級繞組的其他構(gòu)成例圖。
圖8同樣是為了說明有關(guān)圖1示出的電路絕緣轉(zhuǎn)換變壓器次級繞組的其他構(gòu)成例圖。
圖9是為了說明有關(guān)圖1示出的電路絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的，其它例次級繞組的纏繞狀態(tài)圖。
圖10是在圖1示出的電路次級側(cè)具備的，表示扼流圈構(gòu)造的分解立體圖。
圖11是表示在圖1示出的電源電路重負(fù)載時的動作的波形圖。
圖12是表示在圖1示出的電源電路輕負(fù)載時的動作的波形圖。
圖13是構(gòu)成作為本發(fā)明實(shí)施例的開關(guān)電源電路當(dāng)中的，舉例表示成為其基礎(chǔ)的其他電路結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖14是表示作為對本發(fā)明的第1實(shí)施例的開關(guān)電源電路構(gòu)成的電路圖。
圖15是在實(shí)施例開關(guān)電源電路的次級側(cè)具備的，表示電感元件構(gòu)造的外表圖。
圖16是表示有關(guān)圖15示出的電感元件的直流疊加特性圖。
圖17是表示第1實(shí)施例開關(guān)電源電路重負(fù)載時的動作的波形圖。
圖18是表示作為對本發(fā)明第2實(shí)施例的開關(guān)電源電路構(gòu)成的電路圖。
圖19是表示第2實(shí)施例開關(guān)電源電路重負(fù)載時的動作的波形圖。
圖20是表示有關(guān)第2實(shí)施例開關(guān)電源電路的變形例的電路圖。
圖21是表示作為第3實(shí)施例的開關(guān)電源電路構(gòu)成電路圖。
圖22是表示第3實(shí)施例開關(guān)電源電路重負(fù)載時的動作的波形圖。
圖23是表示作為現(xiàn)有的電源電路構(gòu)成的電路圖。
圖24是在圖18示出的電源電路重負(fù)載時的動作的波形圖。
圖25是作為圖18示出的電源電路表示具備了繞組電壓檢測方式的同步整流電路時的次級側(cè)的結(jié)構(gòu)電路圖。
圖26是采用在圖20示出的次級側(cè)結(jié)構(gòu)情況的，表示重負(fù)載時的動作的波形圖。
圖27是采用在圖20示出的次級側(cè)結(jié)構(gòu)情況的，表示輕負(fù)載時的動作的波形圖。
圖28是表示根據(jù)整流電流檢測方式的同步整流電路的基本結(jié)構(gòu)例電路圖。
圖29是表示在圖23示出的同步整流電路的動作的波形圖。
具體實(shí)施例方式
圖1是在本發(fā)明的構(gòu)成作為第1實(shí)施例的開關(guān)電源電路方面的，舉例表示成為其基礎(chǔ)構(gòu)成的電路圖。表示在該圖的電源電路，作為初級側(cè)的基本結(jié)構(gòu)，對用他勵式的半橋耦合方式的電流諧振式轉(zhuǎn)換器，采用部分電壓諧振電路組合的結(jié)構(gòu)。
在表示在該圖1的電源電路方面，首先對商用交流電源AC，形成由濾波電容CL、CL，和共模扼流圈CMC組成的噪聲濾波器。
然后，對這樣的噪聲濾波器的后級，配備如圖那樣由整流二極管DA、DB構(gòu)成的整流電路部Di和2條平滑電容器Ci1、Ci2構(gòu)成的倍壓整流電路。通過該倍壓整流電路，作為平滑電容器Ci1-Ci2的兩端電壓，生成與2倍交流輸入電壓VAC相對應(yīng)的電平整流平滑電壓Ei(直流輸入電壓)。
在此，在負(fù)載比較大的電流作為必要的條件下，初級側(cè)也增加流過在開關(guān)轉(zhuǎn)換器側(cè)電路的電流電平。因此，開關(guān)損耗等增加并使電源轉(zhuǎn)換效率降低。因此，如上述那樣，作為有關(guān)生成直流輸入電壓的整流電路系統(tǒng)倍壓整流電路，例如與用通常的全波整流供給和交流輸入電壓VAC的等倍對應(yīng)電平的整流平滑電壓Ei的情況比較，可設(shè)定流到初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器的電路內(nèi)的電流電平大約為1/2。因此，可降低由初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器引起的開關(guān)損耗。
就輸入上述直流輸入電壓進(jìn)行開關(guān)(斷續(xù))的電流諧振式轉(zhuǎn)換器來說，如圖所示，具備用半橋式耦合連接了MOS-FET的2個開關(guān)器件Q1、Q2的開關(guān)電路。對開關(guān)器件Q1、Q2的各漏極-源極間，并聯(lián)連接阻尼二極管DD1、DD2。阻尼二極管DD1的陽極、陰極，各自和開關(guān)器件Q1的源極，漏極連接起來。同樣，阻尼二極管DD2的陽極、陰極也各自和開關(guān)器件Q2的源極，漏極連接起來。阻尼二極管DD1、DD2，各自作為具備開關(guān)器件Q1、Q2的體二極管。
而且，對開關(guān)器件Q2的漏極-源極間，并聯(lián)連接部分諧振電容Cp。由該部分諧振電容Cp的電容和初級繞組N1的漏電感L1形成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。然后，只有開關(guān)器件Q1、Q2的關(guān)斷時才能得到電壓諧振的，部分電壓諧振動作。
在該電源電路方面，為了開關(guān)驅(qū)動開關(guān)器件Q1、Q2，設(shè)置振蕩·驅(qū)動電路2。該振蕩·驅(qū)動電路2有振蕩電路和驅(qū)動電路，例如可用通用的IC。而且，通過該振蕩·驅(qū)動電路2內(nèi)的振蕩電路和驅(qū)動電路，對開關(guān)器件Q1、Q2的各柵極施加所需頻率的驅(qū)動信號(柵極電壓)。因此，開關(guān)器件Q1、Q2，根據(jù)所需的開關(guān)頻率進(jìn)行開關(guān)動作，使之交替地進(jìn)行導(dǎo)通/斷開。
設(shè)有絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT，以便把開關(guān)器件Q1、Q2的開關(guān)輸出輸送到次級側(cè)。
該絕緣變壓器PIT的初級繞組N1的一方端部，通過初級側(cè)并聯(lián)諧振電容C1的串聯(lián)連接，和開關(guān)器件Q1的源極與開關(guān)器件Q2的漏極的連接點(diǎn)(開關(guān)輸出點(diǎn))連接起來，變成了傳送開關(guān)輸出。
而且，初級繞組N1的另一方端部連接到初級側(cè)的地。
在此，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT，根據(jù)后述的構(gòu)造，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級繞組N1產(chǎn)生所需的漏電感L1。然后，通過串聯(lián)諧振電容C1的電容和上述漏電感L1，形成用以將初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器的動作作為電流諧振式的初級側(cè)串聯(lián)諧振電路。
根據(jù)上述說明，作為表示在該圖初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器，應(yīng)該得到作為由初級側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)產(chǎn)生的電流諧振式的動作和由上述的部分電壓諧振電路(Cp//L1)產(chǎn)生的部分電壓諧振動作。
即，該圖中表示的電源電路，對用于使初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器成為諧振式的諧振電路，采用與其他的諧振電路組合了的，作為復(fù)合諧振式轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)。
在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組激勵與傳輸?shù)匠跫壚@組N1的開關(guān)輸出對應(yīng)的交變電壓。
作為圖1電路的情況，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組具備在境上形成了次級繞組N2A和次級繞組N2B如圖那樣的一組中心抽頭。
此時，把包括上述次級繞組的纏繞開始端部一側(cè)的繞組部作為次級繞組N2A，把包括纏繞結(jié)束端部一側(cè)的繞組部作為次級繞組N2B，各自纏繞相同規(guī)定的匝數(shù)。
而且，對這樣的次級繞組N2A、N2B，作為如圖所示的整流器，可具備有N溝道的MOS-FET Q3、Q4的全波整流的同步整流電路。這些MOS-FETQ3、Q4，例如選定低耐壓槽式構(gòu)造的器件，就得到低導(dǎo)通電阻。
絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT次級繞組的中心抽頭輸出(次級繞組N2A的纏繞結(jié)束端部和次級繞組N2B的纏繞開始端部)，如圖所示那樣與平滑電容器Co1的正極端子連接起來。
然后，次級繞組的纏繞結(jié)束端部是經(jīng)過電感Ld1→(MOS-FET Q3的漏極→(源極，然后與次級側(cè)地線(平滑電容器Co1的負(fù)極端子一側(cè))連接。
而且，次級繞組的纏繞開始端部是經(jīng)過電感Ld2→(MOS-FET Q4的漏極→(源極，然后與次級側(cè)地線(平滑電容器Co1的負(fù)極端子一側(cè))連接。
進(jìn)而，對MOS-FET Q3、Q4的漏極-源極，各自連接體二極管DD3、DD4。
根據(jù)這樣的連接方式，在包括次級繞組N2B的整流電流路線方面，成了串聯(lián)插入MOS-FET Q3的構(gòu)造。而且，在包括次級繞組N2A的整流電流路線方面，成了串聯(lián)插入MOS-FET Q4的構(gòu)造。
并且，此時，在包括次級繞組N2B的整流電流路線方面，在次級繞組N2B纏繞結(jié)束端部與MOS-FET Q3的漏極之間串聯(lián)插入電感Ld1。同樣，在包括次級繞組N2A的整流電流路線方面，在次級繞組N2A的纏繞開始端部與MOS-FET Q4的漏極之間串聯(lián)插入電感Ld2。
并且，在該圖示出的同步整流電路中，在次級繞組N2A的纏繞開始端部與MOS-FET Q3的柵極之間，連接?xùn)艠O電阻Rg1，形成驅(qū)動MOS-FET Q3的驅(qū)動電路。
同樣，，在次級繞組N2B的纏繞結(jié)束端部與MOS-FET Q4的柵極之間，連接?xùn)艠O電阻Rg2形成驅(qū)動MOS-FET Q4的驅(qū)動電路。
即此時，上述MOS-FET Q3是用上述柵極電阻Rg1檢測在次級繞組N2A上被激發(fā)的交變電壓以便使其導(dǎo)通，并且，MOS-FET Q4是用上述柵極電阻Rg2檢測在次級繞組N2B上被激發(fā)的交變電壓以便使其導(dǎo)通。
給MOS-FET的柵極施加接通電壓時，因?yàn)槁O-源極間成為只是與電阻體等效，所以電流雙向流動。要使其起次級側(cè)的整流器件作用的話，就必須只能在對次級側(cè)平滑電容器(在此上述的平滑電容器Co1和后述的平滑電容器Co2)的正極端子充電的方向流動電流。與此相反方向流著電流的話，就會從次級側(cè)平滑電容器向絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT一側(cè)流著放電電流，不可能向負(fù)載一側(cè)有效地傳輸電能。而且，發(fā)生因反向電流而引起MOS-FET發(fā)熱、噪聲等之后，也招來初級側(cè)的開關(guān)損耗。
上述的驅(qū)動電路是用于開關(guān)驅(qū)動MOS-FET Q3、Q4的電路，以便基于檢測次級繞組的電壓，只限于向次級側(cè)平滑電容器的正極端子充電的方向(即，此時源極→(漏極方向)的電流流動。即，作為此時的同步整流電路的電路結(jié)構(gòu)，根據(jù)繞組電壓檢測方式，采用與整流電流同步接通/斷開驅(qū)動MOS-FET Q3、Q4的結(jié)構(gòu)。
進(jìn)而，此時，對作為形成MOS-FET Q3、MOS-FET Q4的驅(qū)動電路系統(tǒng)的柵極電阻Rg1、Rg2，要按圖示的方向各自并聯(lián)連接肖特基二極管Dg1和肖特基二極管Dg2。通過這些肖特基二極管Dg1、Dg2，如后述那樣形成使MOS-FET Q3、Q4的柵極輸入電容的積累電荷在它們斷開時放電的路線。然后，由此確實(shí)地斷開MOS-FET Q3、Q4，就該得到良好的開關(guān)特性。
而且，也如上述那樣，在該圖1示出的電源電路中，對次級繞組N2B的纏繞結(jié)束端部-MOS-FET Q3的漏極間，插入電感Ld1。而且，同樣，對次級繞組N2A的纏繞開始端部-MOS-FET Q4的漏極間，插入電感Ld2。
在此時，就這些電感Ld1、Ld2來說，應(yīng)該設(shè)置比較低的電感例如0.6μH左右。
然后，在得到這樣地低電感的場合，在圖1的電路中，作為上述電感Ld1、Ld2，例如假定使用筒狀形成非晶磁性體或鐵氧體材料等磁性體的珠形磁心。而且，就是將例如在這種筒狀磁心上穿插了引線后的裝置，作為一個電感元件安裝到印制板上。進(jìn)而，在該圖1的電路中，如圖示的那樣，與絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組并聯(lián)，設(shè)置由電容CS-電阻RS的串聯(lián)連接電路構(gòu)成的緩沖電路。
此時，就上述緩沖電路來說，對次級繞組(N2B)的纏繞結(jié)束端部一側(cè)連接上述電容CS一側(cè)。而且，要把上述電阻RS一側(cè)連接到次級繞組(N2A)的纏繞開始端部一側(cè)。
即，如果按照這樣的連接方式，上述緩沖電路，對串聯(lián)連接的MOS-FETQ3-Q4也就成為并聯(lián)設(shè)置的電路。
在此，之所以要這樣地對MOS-FET Q3-Q4的串聯(lián)連接電路并聯(lián)設(shè)置緩沖電路，是為了抑制各MOS-FET的漏極-源極間產(chǎn)生的尖峰電壓的緣故。
即，在各MOS-FET的漏極-源極間，由于各漏極-源極間的靜電容量(coss)，在斷開時作為尖峰電壓發(fā)生。而且，這樣的尖峰電壓成了降低各MOS-FET耐壓電平的障礙。
因此，如上述那樣，就是要對MOS-FET Q3-Q4的串聯(lián)連接電路設(shè)置由并聯(lián)電容CS-電阻RS構(gòu)成的緩沖電路，使尖峰電壓的峰狀波形平滑，謀求各MOS-FET的漏極-源極間耐壓電平的降低。
通過到此為止說明過的電路結(jié)構(gòu)的同步整流電路，得到對次級側(cè)平滑電容器用全波整流法整流得到的整流電流進(jìn)行充電的動作。
即，在次級側(cè)被激勵的交變電壓的一個半周期，流過次級繞組N2B的電流對次級側(cè)平滑電容器充電。而且，在交變電壓的另一個半周期，流到次級繞組N2A的電流對次級側(cè)平滑電容器充電。由此，就能得到全波整流動作。
然后，作為這樣的平滑電容器的兩端電壓，可得到如圖那樣的次級側(cè)直流輸出電壓Eo。該次級側(cè)直流輸出電壓Eo，供給圖未示出的負(fù)載側(cè)，同時也作為下面說明的用于控制電路1的檢測電壓進(jìn)行分條輸入。
控制電路1將與次級側(cè)直流輸出電壓Eo的電平變化相應(yīng)的檢測輸出送給振蕩·驅(qū)動電路2。在振蕩·驅(qū)動電路2，要根據(jù)輸入控制電路1的檢測輸出驅(qū)動開關(guān)器件Q1、Q2，使得開關(guān)頻率可變。由于開關(guān)器件Q1、Q2的開關(guān)頻率可變，于是從絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的初級繞組N1傳輸?shù)酱渭壚@組N2A、N2B側(cè)的功率變化，而因此進(jìn)行動作以便使次級側(cè)直流輸出電壓Eo的電平穩(wěn)定化。
例如變成了重負(fù)載的傾向并與次級側(cè)直流輸出電壓Eo降低相對應(yīng)，通過控制使之提高上述開關(guān)頻率，使次級側(cè)直流輸出電壓Eo上升。相對于此，變成了輕負(fù)載的傾向并與次級側(cè)直流輸出電壓Eo上升相對應(yīng)，進(jìn)行控制使之降低上述開關(guān)頻率，而使次級側(cè)直流輸出電壓Eo降低。
進(jìn)而，也如前面說明過的那樣，次級側(cè)直流輸出電壓Eo的電平，也根據(jù)交流輸入電壓VAC(商用交流電源AC)的電平而成為進(jìn)行變化的傾向，所以這樣的定電壓控制動作也是對交流輸入電壓VAC的電平變動起相同作用。
而且，在此時的開關(guān)電源電路方面，對上述次級側(cè)直流輸出電壓Eo的線路，形成由上述的平滑電容器Co1、平滑電容器Co2、和扼流圈Ln組成的濾波電路。
作為該濾波電路，如圖所示對平滑電容器Co1的正極端子，連接扼流圈Ln的一端。而且，對這個扼流圈Ln的另一端，連接平滑電容器Co2的正極端子，進(jìn)而把平滑電容器Co2的負(fù)極端子當(dāng)作次級側(cè)地線接地。
如果采用這樣的連接方式，形成平滑電容器Co1與平滑電容器Co2的并聯(lián)連接電路，進(jìn)而，就成為對這些平滑電容器Co1、Co2的各正極端子之間插入扼流圈Ln。
即，在該圖1示出的電路方面，就是要對次級側(cè)直流輸出電壓Eo的線路，設(shè)置由C、L、C的所謂П型濾波器。
在此，之所以這樣對次級側(cè)直流輸出電壓Eo的線路設(shè)置濾波電路，是根據(jù)如下的理由。
如前面說明過的同樣，在圖1的基本結(jié)構(gòu)方面，對MOS-FET Q3、Q4的各個柵極，作為連接各個肖特基二極管Dg的。因此，可以認(rèn)為是，在各MOS-FET的斷開時會強(qiáng)制地抽出各個柵極輸入電容上的積累電荷，能夠得到MOS-FET良好斷開特性。
但是，由于這樣地設(shè)置肖特基二極管Dg，作為MOS-FET能得到良好的斷開特性，另一方面，可以認(rèn)為在次級側(cè)整流電流路線方面又容易發(fā)生開關(guān)噪聲。而且，由于該影響在次級側(cè)直流輸出電壓Eo上也容易疊加高頻噪聲。
為此圖1的電路中，采用具備上述這種П型濾波器的辦法，這樣就能謀求抑制次級側(cè)直流輸出電壓Eo上產(chǎn)生的噪聲。
進(jìn)而，在此時的上述濾波電路方面，作為上述平滑電容器Co1，平滑電容器Co2，例如由淀粉溶素系鋁電解電容構(gòu)成，作為其電容C，例如C＝6800μF，耐壓選定成6.3V，ESR(等效串聯(lián)電阻值)選定為15mΩ以下。
而且，對上述扼流圈Ln而言，設(shè)定為DCR(直流電阻值)＝1mΩ左右，電感L＝0.7μH左右。
因此，做到將產(chǎn)生在次級側(cè)直流輸出電壓Eo的高頻噪聲峰值電平抑制在100mV以下。
對在圖1示出的電源電路而言，至此一直說明的結(jié)構(gòu)之下，假設(shè)與低電壓、大電流的負(fù)載條件相對應(yīng)。就這里的低電壓大電流狀態(tài)來說，次級側(cè)直流電壓Eo＝5V，認(rèn)為是作為初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)電流的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io＝20A的狀態(tài)。
將這樣的條件作為前堤，對在圖1示出的電源電路而言，如下那樣構(gòu)成各部所需的零件，而且，加以選定。
首先，關(guān)于絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PTT，假定采用表示在圖2的構(gòu)造。
如該圖所示，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT，由鐵氧體材料的E型磁心CR1，CR2互相的磁腳具備對置組合的EE型磁心(EE字形磁心)。
而且，按照有關(guān)初級側(cè)和次級側(cè)的纏繞部要互相獨(dú)立分開的形狀，例如具備由樹脂等形成的繞線管B。對這個繞線管B的一方纏繞部纏繞初級繞組N1。并且，對另一方的纏繞部纏繞次級繞組(N2A、N2B)。這樣以來把纏繞了初級側(cè)繞組和次級側(cè)繞組的繞線管B安裝到上述EE型磁心(CR1、CR2)上，初級側(cè)繞組和次級側(cè)繞組各自用不同的纏繞區(qū)，成為纏繞在EE型磁心中央磁腳上的狀態(tài)。這樣以來得到作為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT整體的構(gòu)造。對此時的EE型磁心而言，例如選定EER-40。
對EE型磁心的中央磁腳，如圖那樣，例如設(shè)法形成間隙長度1.5mm左右的間隙G。因此，作為耦合系數(shù)k，應(yīng)得到例如k＝0.8以下的弱耦合狀態(tài)。即，作為現(xiàn)有例，是比圖23示出的電源電路的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT，還要弱耦合的狀態(tài)。進(jìn)而，間隙G，以比2條外磁腳還短的磁腳形成E型磁心CR1、CR2的中央磁腳。
又，就次級側(cè)繞組的每1T(匝)的感應(yīng)電壓電平來說，設(shè)定初級繞組N1和次級繞組N2A、N2B的繞組數(shù)(匝數(shù))，使電平比圖23示出的電源電路還低。例如，由于設(shè)初級繞組N1＝80T，次級繞組N2A＝N2B＝3T，所以次級側(cè)繞組的每1T(匝)的感應(yīng)電壓電平為2V/T以下。
通過設(shè)定這樣的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT和初級繞組N1、次級繞組(N2A、N2B)的繞線數(shù)，使絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的磁心的磁通密度降低之后，絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的漏電感就比圖23示出的電源電路的漏電感增加。
而且，此時，對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT而言，作為構(gòu)成次級繞組(N2A、N2B)的例子，例如如以下的圖3～圖6所示。
首先，在圖3中，表示用于絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組的線材構(gòu)造。
作為此時的次級繞組線材，例如用聚氨基甲酸脂被膜等的施行了絕緣被覆處理的銅絲等芯線10a，如圖那樣多條搓合成捆，使用編織線10。如所周知，由于選定編織線作為次級繞組的線材，一般認(rèn)為有降低，例如高頻的整流電流流過各次級繞組時產(chǎn)生的，所謂趨膚效應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)。
進(jìn)而，在此，作為上述編織線10，例如使用200根線徑X＝0.1m搓合成捆的芯線10a。9-0072-倒2行符號不對而且，如下面圖4所示，預(yù)備2組每組3條這樣的編織線10，如圖所示一組的3條統(tǒng)一為長度Y1，另一組的3條組，統(tǒng)-用比該長度Y1還長的Y2長度。這樣的長度Y1、Y2，要根據(jù)上述繞線管B的尺寸和次級繞組的匝數(shù)等來設(shè)定就行。
而且，根據(jù)長度Y1把統(tǒng)-的3條編織線10，如圖所示那樣以平行排列的狀態(tài)，對其兩端各自進(jìn)行預(yù)備焊料11。因而，將長度Y1的3條編織線10排列以后，形成第1編織線帶12。
并且，用另一長度Y2作為統(tǒng)-的3條編織線10，也同樣地以平行排列的狀態(tài)對其兩端各自進(jìn)行預(yù)備焊料11。因而，形成排列了3條長度Y2的編織線10的第2編織線帶13。
把這樣形成的，由上述長度Y1構(gòu)成的第1編織線帶12，用作絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的包括次級繞組纏繞開始端部的次級繞組N2A的線材。
而且，把長度比該長度Y1還長的，第2編織線帶13，用作成為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組纏繞結(jié)束側(cè)的次級繞組N2B的線材。
進(jìn)而，對上述預(yù)備焊料11而言，例如在需要期間對焊料浸漬層施加編織線帶的各端部浸漬就行。
這樣以來，在形成了作為次級繞組N2A、次級繞組N2B的第1編織線帶12，第2編織線帶13方面，首先分別在這些第1編織線帶12、第2編織線帶13上，如下面的圖5所示，各自對施加了預(yù)備焊料11的兩端部分焊接引線14、14。
然后，對這樣的各端部各自焊接了引線14的第1編織線帶12、第2編織線帶13當(dāng)中，首先從第1編織線帶12，對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的繞線管B的次級側(cè)纏繞部纏繞規(guī)定的匝數(shù)。而且，在這樣地纏繞了的第1編織線12的外側(cè)纏繞規(guī)定匝數(shù)的第2編織線帶13。
圖6的剖面圖是表示對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT各線圈的纏繞狀態(tài)圖。
此時，上述第1編織線帶12，如圖所示在繞線管B的纏繞部，成為以保持3條編織線10的排列狀態(tài)被纏繞。同樣對上述第2編織線帶13來說，如圖那樣在繞線管B的纏繞部也以保持3條編織線10的排列狀態(tài)予以纏繞。
而且此時，如圖所示對上述第1編織線帶12(次級繞組N2A)而言，假定施加3匝。同樣，對上述第2編織線帶13(次級繞組N2B)而言也要施加3匝。
進(jìn)而，在此圖示的說明雖然省略了，但是此時，對繞線管B纏繞的第1編織線帶12，如圖5的那樣在對各自絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的規(guī)定引線端子卷繞的地點(diǎn)，焊接其兩端部所焊接的引線14、14。而且，對第2編織線帶13而言，在對各個規(guī)定的引線端子卷繞的上面，也同樣焊接其兩端部所焊接的引線14、14。
因此，對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組而言，得到在纏繞開始側(cè)纏繞作為第1編織線帶12的次級繞組N2A，在纏繞結(jié)束側(cè)纏繞作為第2編織線帶13的次級繞組N2B的狀態(tài)。
或者，作為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PTT的次級繞組，要構(gòu)成為如下面的圖7～圖9所示。
首先，即使這種情況下，就用于次級繞組的線材來說，采用如圖6示出那樣的編織線10。
而且，如下面的圖7所示，準(zhǔn)備各自交替編織形成3條這樣編織線10的平編線。作為這樣的平編線，如圖所示準(zhǔn)備各自長度不同的2條。這里，設(shè)長度Y1的平編線為第1平編線15，設(shè)比該長度Y1還長的長度Y2的平編線為第2平編線16。然后，對這樣地形成后的第1平編線15、第2平編線16的兩端，此時也各自施加預(yù)備焊料11。
此時也將長度縮短了的第1平編線15用作次級繞組N2A。而且，將長度加長了的第2平編線16用作次級繞組N2B。
進(jìn)而，即使這種情況下，如下面圖8所示，對上述第1平編線15、第2平編線16的預(yù)備焊接的兩端部，焊接用于與各引線端子連接的引線14。
然后，這樣地對各端部各自焊接了引線14以后，首先從第1平編線15，對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的繞線管B的次級側(cè)纏繞部纏繞規(guī)定的匝數(shù)。而其上，在這樣纏繞了第1平編線15的外側(cè)再纏繞規(guī)定匝數(shù)第2平編線16。
此時的對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的各繞組纏繞狀態(tài)，用下面圖9的剖面圖表示，第1平編線15，如圖所示那樣對繞線管B的纏繞部加上3匝。然后，與這樣纏繞后的第1平編線15接連，在外側(cè)同樣加上3匝第2平編線16。
如果采用上述那樣的結(jié)構(gòu)，作為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組，由1條編織線10卷繞的3匝繞組，各自得到與3組并聯(lián)連接的繞組相同的狀態(tài)。即，在由1條編織線10構(gòu)成的情況下，就是成為并聯(lián)設(shè)置了3組從纏繞開始端部到中心抽頭的3匝和從中心抽頭到纏繞結(jié)束端部的3匝而合計(jì)6匝的次級繞組情況。
還有而且，此時是多條編織線10以排列的狀態(tài)進(jìn)行纏繞，例如比起如上述那樣并聯(lián)連接由1條編織線10卷繞6匝3組的次級繞組來，具有降低次級繞組合成電阻值的優(yōu)點(diǎn)。
在此，例如如上述的那樣作為由1條編織線10形成的3組次級繞組，在位于最纏繞開始側(cè)的次級繞組的，從纏繞開始端部到中心抽頭繞組部作為N2A1，從中心抽頭到纏繞結(jié)束端部的繞組部作為N2B2，同樣，關(guān)于其他2組的次級繞組也把纏繞開始側(cè)各自作為繞組部N2A2、繞組部N2A3，纏繞結(jié)束端部側(cè)作為N2B2、N2B3的話，就成為各自的繞組部，對繞線管B從纏繞開始側(cè)起按照N2A1→(N2B1→(N2A2→(N2B2→(N2A3→(N2B3的順序進(jìn)行纏繞。
這個時候，因?yàn)槔p繞于外側(cè)的繞組部其長度需要更長，按上述那樣的順序纏繞線圈的情況下，各繞組部的長度是會各自不同。
而且，這樣地繞組部的長度各自不同的情況下，在各次級繞組中包括纏繞開始端部一側(cè)的N2A側(cè)組的合成電阻值和，包括纏繞結(jié)束端部一側(cè)的N2B側(cè)組的合成電阻值，比起繞組部的長度各自以Y1、Y2變相等的圖1電路的次級繞組N2A、N2B來要高。
這是，在下述示出那樣的各繞組部間直流電阻值是各自不同的場合和均勻的場合由電阻器并聯(lián)連接電路的合成電阻值計(jì)算式得到的結(jié)果很清楚。
進(jìn)而，在下列式中，舉例說明只限于各次級繞組中包括纏繞開始端部一側(cè)的N2A側(cè)組合成電阻值Ro的計(jì)算式，RA1、RA2、RA3分別表示繞組部N2A1、N2A2、N2A3的直流電阻值。
1/Ro＝1/RA1+1/RA2+1/RA3因此，作為次級繞組N2A和次級繞組N2B，在由多條編織線10纏繞構(gòu)成了繞組的圖1的電路中，比起由1條編織線10構(gòu)成次級繞組得到相同動作的情況來，降低了次級繞組的合成電阻值，能降低次級繞組中的功率損耗。
而且，在圖1中，對于初級惻串聯(lián)諧振電容C1來說選定了0.015μF。而且，有關(guān)形成次級側(cè)的同步整流電路的MOS-FET Q3、Q4，選定20A/10V，其導(dǎo)通電阻是5.0mΩ以下。
在圖11和圖12中表示由這種結(jié)構(gòu)構(gòu)成圖1電源電路的動作波形。圖11表示交流輸入電壓VAC＝100V，負(fù)載功率Po＝100W時的動作，圖12表示交流輸入電壓VAC＝100V，負(fù)載功率Po＝25W時的動作。在圖1示出的電源電路的對應(yīng)負(fù)載功率范圍內(nèi)，負(fù)載功率Po＝100W是作為重負(fù)載的條件，負(fù)載功率Po＝25W則是輕負(fù)載的條件。
在圖11示出的波形圖上，開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1，是與開關(guān)器件Q2的通/斷狀態(tài)相對應(yīng)。即，開關(guān)器件Q2變成導(dǎo)通的期間T2為0電平，在變成斷開的期間T1成為以規(guī)定電平箝位的矩形波。而且，就流到開關(guān)器件Q2//阻尼二極管DD2的開關(guān)電流IDS2來說，如期間T2所示的同樣，在接通時，流過阻尼二極管DD2為負(fù)極性，這個反轉(zhuǎn)之后按照正極性流過開關(guān)器件Q2的漏極→(源極，在期間T1變成斷開，能得到成為0電平的波形。
而且，開關(guān)器件Q1對上述開關(guān)器件Q2進(jìn)行開關(guān)使其交替地通/斷。由此，對于流過開關(guān)器件Q1//阻尼二極管DD1的開關(guān)電流來說，圖未示出的相對開關(guān)電流IDS2，變?yōu)橐苿?80°相位后的波形。而且，對于開關(guān)器件Q1的兩端電壓來說，相對開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1變?yōu)橐苿?80°相位后的波形。
而且，在開關(guān)器件Q1、Q2的開關(guān)輸出點(diǎn)與初級側(cè)的地線之間連成的初級側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)中流動的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io是開關(guān)電流IDS1和開關(guān)電流IDS2合成后的電流。因此，如圖所示，初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io為正弦波狀。把該波形與圖23示出的現(xiàn)有電源電路的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的波形比較(參照圖24)，就知道對圖1的電路場合的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io而言，幾乎沒有包含由初級繞組N1的勵磁電感發(fā)生的鋸齒波成分。這是由于使絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的耦合系數(shù)變成更弱耦合狀態(tài)，初級繞組N1的漏電感L1增加了的部分，相對地依賴于初級繞組N1的勵磁電感減少了。
而且，按照得到這樣的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的波形，作為在次級繞組N2B得到的電壓V2B是與初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的周期相應(yīng)的波形，而且是以對應(yīng)次級側(cè)直流輸出電壓Eo的絕對值電平箝位的波形。
并且，對在次級繞組N2A得到的電壓V2A而言，在和上述電壓V2B相等的電平，得到其相位移動了180°的波形。
在此，與該圖22示出的電壓V2比較可知，該圖11示出的電壓V2A、V2B在初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io成為0電平的定時，同樣能得到成為0電平的波形。即，作為此時的電壓V2A、V2B，過零定時就和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的過零定時重疊(參照圖中時刻t1、t2、t3)。
然后，在用電壓檢測方式的次級側(cè)同步整流電路中，根據(jù)由電阻Rg2構(gòu)成的驅(qū)動電路檢測上述電壓V2B，輸出對MOS-FET Q4接通電平的柵極電壓。
此時，作為電壓V2B，如圖所示那樣在時刻t1成為正極性的峰值電平，以后使該電平降低并在閾值時刻t2成為象0電平同樣的波形。在MOS-FET Q4的柵極-源區(qū)間產(chǎn)生的柵-源間電壓VGS4，在該電壓V2B保持作為Q4的柵-源間電位而與決定的規(guī)定電平相對應(yīng)的電平以上的期間(圖中期間t1～td1)，產(chǎn)生接通電壓。即，該期間t1～td1就是MOS-FET Q4的導(dǎo)通期間DON2。
然后，從該期間DON2結(jié)束的時刻td1到時刻t2，是MOS-FET Q4的靜區(qū)時間，在該靜區(qū)時間的期間td1～t2經(jīng)過Q4的體二極管DD4流著整流電流。這也是用圖所示的柵-源間電壓VGS4的期間td1-t2的電位來表示。
因此，作為經(jīng)過MOS-FETQ4流動的整流電流I4，如圖所示應(yīng)在時刻t1～t2的期間內(nèi)流動。即，作為這一整流電流I4，在這些時刻t1、t2，初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io和成為0電平的定時重合，因此成為和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流連續(xù)流動。
而且，同樣地由電阻Rg1構(gòu)成的驅(qū)動電路中，檢測上述的電壓V2A，以便對MOS-FET Q3輸出導(dǎo)通電平的柵極電壓。
即，此時，MOS-FET Q3的柵-源間產(chǎn)生的柵-源間電壓VGS3(未圖示)在次級繞組N2A產(chǎn)生的電壓V2保持與作為柵-源間電位的規(guī)定電平相對應(yīng)的電平以上的期間(圖中期間t2～td2)，產(chǎn)生接通電壓，由此該期間t2～td2就是MOS-FET Q3的導(dǎo)通期間DON1。
然后，同樣從該期間DON1結(jié)束的時刻td2到時刻t3，是MOS-FET Q3的靜區(qū)時間，在該期間td2～t3經(jīng)過Q3的體二極管DD3流著整流電流。
因此，就經(jīng)過MOS-FET Q3流動的整流電流I3來說，如圖所示在初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的過零定時的時刻t2和時刻t3之間流動，并成為和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)流動。
就向各平滑電容器(平滑電容器Co1、Co2)的充電電流Is來說，按照這些整流電流I3，I4被合成后的如圖那樣的波形而流動。即，可見作為整流動作得到在次級繞組N2A、N2B產(chǎn)生的電壓變成正/負(fù)的各期間對平滑電容器Co進(jìn)行充電的動作。
而且，如上述同樣，作為整流電流I3、整流電流I4因?yàn)槭呛统跫墏?cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)的，所以即使對這個平滑電容器Co的充電電流Is也變成和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)流動。
即，在圖1的電路中，控制時也要與重負(fù)載相同降低開關(guān)頻率，作為次級側(cè)整流電流得到連續(xù)模式。
換句話說，就是例如作為這種重負(fù)載條件，次級側(cè)直流輸出電壓Eo的電平隨著降低到規(guī)定電平以下，即使在控制開關(guān)頻率使之降低到規(guī)定以下的情況下，作為次級側(cè)整流電流也保持連續(xù)模式。
這樣一來，之所以在重負(fù)載條件也得到連續(xù)模式，由至此的說明可以理解，通過設(shè)定間隙長度將絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的耦合系數(shù)降到0.8左右成為更弱耦合的狀態(tài)，并且，例如進(jìn)行初級繞組N1和次級繞組(N2A、N2B)的圈數(shù)(匝數(shù))設(shè)定，使得次級繞組的每1匝的感應(yīng)電壓電平降到2V/T左右，因此，就能使在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的磁心產(chǎn)生的磁通密度降到所需密度以下。
而且，在該圖11中，作為此時的整流電流I3、I4，與圖24示出的現(xiàn)有整流電流I1、I2比較可知，可見沒有反向電流。
即，在現(xiàn)有技術(shù)中對于整流電流I1、I2來說流動8Ap左右的反向電流，這雖然發(fā)生了功率損耗，然而圖1的電路中沒有發(fā)生這樣的整流電流中產(chǎn)生的反向電流。
在此時，整流電流I3、I4中沒有發(fā)生這樣的反向電流，是如圖1所示應(yīng)該在各整流電流路線插入電感Ld1、Ld2。
這樣，由于對各整流電流路線插入電感器，整流電流流動的時候，該電感器就發(fā)生反電動勢。而且，這樣地隨著發(fā)生反電動勢就能抑制MOS-FETQ3、Q4的斷開時產(chǎn)生的反向電流。
也如前面說明過的那樣，在圖1示出電路情況下作為這些電感Ld1、Ld2而設(shè)為0.6μH左右，由此能防止發(fā)生整流電流I3、I4中的反向電流。
在此，就如現(xiàn)有技術(shù)中也說明過的那樣，同步整流電路，因?yàn)閷⒌蛯?dǎo)通電阻低耐壓的MOS-FET用作為整流器件，與整流器件上用二極管器件的情況相比能夠降低導(dǎo)通損耗。
但是，在次級側(cè)整流電流以不連續(xù)模式流動的情況下，作為同步整流電路采用繞組電壓檢測方式的場合，向平滑電容器Co的充電電流成為0電平盡管流著反向電流，也在造成無功功率。
如果要消除這種無功功率的話，就采用整流電流檢測方式的同步整流電路。但是，對整流電流檢測方式來說，需要具備電流變壓器和比較器的驅(qū)動電路系統(tǒng)等，電路結(jié)構(gòu)大規(guī)?；瘡?fù)雜。
對此在圖1的電路中，即使在重負(fù)載時也以次級側(cè)整流電流為連續(xù)模式，用電壓檢測方式的同步整流電路，能降低如上述那樣的電流不連續(xù)期間的無功功率。進(jìn)而，此時，如上述那樣采用對次級側(cè)的整流電流路線各自插入電感Ld1、Ld2的辦法，使整流電流不發(fā)生反向電流，謀求進(jìn)一步減少無功功率。
由此作為圖1的基本結(jié)構(gòu)，采用作為同步整流電路而用電壓檢測方式的結(jié)構(gòu)，雖然想要作為簡單的電路結(jié)構(gòu)來控制電路規(guī)模擴(kuò)大，進(jìn)而避免成本提高，但又同時，消除因電流不連續(xù)期間的無功功率而引起的電源轉(zhuǎn)換效率降低的問題。
進(jìn)而，在該圖11，在柵-源間電壓VGS4，在MOS-FET Q4成為斷開的定時，此時產(chǎn)生-9V負(fù)電位。而且，圖示雖然省略，然而即使這種情況下的柵-源間電壓VGS3，也同樣是在MOS-FET Q3成為斷開的定時產(chǎn)生-9V的負(fù)電壓。
這就如前面說明過的同樣，在MOS-FET Q3、Q4的各柵極與次級繞組之間，插入各自與電阻Rg1、Rg2并聯(lián)的肖特基二極管Dg1、Dg2。
這樣由于插入肖特基二極管Dg1、Dg2在MOS-FET Q3、Q4的斷開時，能夠流動MOS-FET Q3、Q4的柵極輸入電容(Ciss)的積累電荷，以便經(jīng)過這些肖特基二極管Dg1、Dg2抽出積累電荷。
即此時，柵極輸入電容的電荷，變成各自按肖特基二極管Dg(Dg1、Dg2)→(次級繞組→(平滑電容器Co的路線進(jìn)行放電。然后，這樣地通過輸入電容的電荷放電，可使在MOS-FET Q3、Q4的斷開時電壓下降時間減少。
這樣以來，如果能使MOS-FET斷開時電壓下降時間減少的話，就確實(shí)地斷開這些MOS-FET Q3、Q4，能得到良好的開關(guān)特性。
而且，在圖12，表示在圖1示出的電路的輕負(fù)載時(Po＝25W時)的動作。
在該圖12中，圖示的開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1，也表示開關(guān)器件Q2的通/斷的定時。即，以規(guī)定電平箝位的期間T1是表示開關(guān)器件Q2成為斷開的期間，變成0電平的期間T2表示成為接通的期間。
在此，在圖1示出的電源電路中，從至此的說明可以理解，為了次級側(cè)直流輸出電壓Eo穩(wěn)定化而進(jìn)行根據(jù)開關(guān)頻率控制的定電壓控制。這種定電壓控制成為輕負(fù)載(或者交流輸入電壓VAC上升)的條件，次級側(cè)直流輸出電壓上升的話，就使次級側(cè)直流輸出電壓降低以便提高開關(guān)頻率，因此進(jìn)行動作以便達(dá)到穩(wěn)定。
在這樣的輕負(fù)載條件下，如圖所示開關(guān)電流IDS2的過零定時(即初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的過零定時)與次級繞組電壓V2A(電壓V2B也同樣)的過零定時大體一致，據(jù)此，對次級側(cè)的充電電流Is(整流電流I3，I4)來說初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io和過零定時也正好一致。并且，此時的充電電流Is，如圖那樣成為沒有流動的中止期間。
由此，可以理解，在圖1示出的電源電路，即使在輕負(fù)載時(Po＝25W時)，也能成為連續(xù)模式。
在以上，雖然說過有關(guān)本實(shí)施例的開關(guān)電源電路作為基礎(chǔ)的電路結(jié)構(gòu)，但是也如上述那樣在這樣的本例基本結(jié)構(gòu)的電源電路方面，通過設(shè)定而使得絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT成為所需以下的磁通密度，即使在重負(fù)載條件(開關(guān)頻率降到規(guī)定以低的條件)下也能實(shí)現(xiàn)連續(xù)模式。而且，這樣采用謀求擴(kuò)大連續(xù)模式的辦法，就是抑制整流電流的反向電流，謀求減少無功功率，得到良好的AC→(DC電源轉(zhuǎn)換效率。
而且，在圖1的電路方面，也如前面說明過的那樣，由于對各整流電流路線插入電感Ld，進(jìn)而抑制整流電流的反向電流。而且，由此謀求進(jìn)一步減少無功功率。
如果按照實(shí)驗(yàn)，在圖1示出的電路的AC→(DC電源轉(zhuǎn)換效率(ηAC→(DC)，交流輸入電壓VAC＝100V、負(fù)載功率Po＝100W的條件下，得到ηAC→(DC＝86.5％左右的結(jié)果。這個結(jié)果，比相同條件下，前面圖23示出的現(xiàn)有電路的ηAC→(DC＝82.0％，大約提高4.5％。
進(jìn)而，這個結(jié)果，對圖23示出的初級側(cè)結(jié)構(gòu)，比較在次級側(cè)采用了整流電流檢測方式的同步整流電路的情況(參照圖28)要低一些值，然而也如前面說過那樣，在圖1示出的電源電路中，作為同步整流電路結(jié)構(gòu)采用繞組電壓檢測方式，能夠使電路結(jié)構(gòu)更加簡單。
盡管，作為至此說明過的圖1的基本結(jié)構(gòu)，也如前面說明過的那樣就插入次級側(cè)整流電流路線的電感Ld來說，使用珠形磁心。
但是，就這種珠形磁心而言，因?yàn)殚g隙為零，從其直流疊加特性看，輕負(fù)載的條件是根據(jù)加重負(fù)載電流電平成為規(guī)定以下的電平，電感值有激烈地上升的傾向。
例如在圖1的電路中，就電感Ld1、Ld2電感的直流疊加特性來說，與負(fù)載功率Po＝12.5W以下的超輕負(fù)載相對應(yīng)，成了從0.3μH左右起激劇上升到0.6μH左右的特性。
根據(jù)這樣的電感Ld的直流疊加特性，上述超輕負(fù)載時次級側(cè)的整流電流已成為不連續(xù)模式，根據(jù)實(shí)驗(yàn)更清楚了。而且，這樣地成為不連續(xù)模式，如上述那樣的超輕負(fù)載時成為反常振蕩動作，一般在次級直流輸出電壓Eo上發(fā)生數(shù)kHz左右的脈動電壓。
而且，在圖1基本結(jié)構(gòu)的電路，通過對電阻Rg1、Rg2并聯(lián)設(shè)置的肖特基二極管Dg1，Dg2，得到MOS-FET Q3、Q4的良好斷開特性。
但是，也如上述那樣由于設(shè)置這些肖特基二極管Dg，次級側(cè)直流輸出電壓Eo上一般容易發(fā)生高頻的開關(guān)噪聲。由此，也如前面說明過的那樣在圖1的電路中，設(shè)法構(gòu)成對次級側(cè)直流輸出電壓Eo的線路插入由平滑電容器Co1、Co2和扼流圈Ln組成的П型濾波器，以便謀求抑制這種高頻噪聲。
但是，通過對次級側(cè)直流輸出電壓Eo的線路設(shè)置了的П型濾波器，起因于上述扼流圈Ln的線圈的銅損耗、磁心的鐵損耗和平滑電容器Co2的ESR，此時產(chǎn)生大約1.5W的功率損耗。
進(jìn)而，如果按照實(shí)驗(yàn)，在削除了這種П型濾波器情況的圖1電路的電源轉(zhuǎn)換效率，得到成為ηAC→(DC＝88％左右的結(jié)果。也如上述的那樣，因?yàn)榫邆洄毙蜑V波器的圖1電路的電源轉(zhuǎn)換效率是ηAC→(DC＝86.5％左右，可知此時產(chǎn)生大約1.5％損耗。
盡管，作為形成這種П型濾波器的上述扼流圈Ln，在圖1的電路，作為選定例如如圖10示出那種構(gòu)造的電路。
如該圖10所示，就上述扼流圈Ln來說，作成使用纏繞規(guī)定匝數(shù)扁線5a的扁線線圈5。就這種扁線線圈5而言，采用在其寬度方向繞成剖面形狀為方形的上述扁線5a的，所謂扁立繞法(縱繞法)的線圈。
然后，將這樣的扁線線圈5的兩端部，如圖所示設(shè)置在載置該平編線5的一側(cè)平板型磁心CR6上，對外部端子6各自用焊料等連接起來。
進(jìn)而，對這樣載置了扁線線圈5的平板型磁心CR6，采用嵌合圖示形狀的壺型磁心CR5的辦法，形成扼流圈Ln。即，就是對平板型磁心CR6嵌合壺型磁心CR5，如圖所示要把在上述壺型磁心CR5一側(cè)形成的，如圖那樣的圓形磁腳7，插入形成于上述扁線線圈5的里面的圓形空洞區(qū)。
還有此時，就上述壺型磁心CR5的材質(zhì)來說，采用金屬系粉末。而且，作為上述板型磁心CR6，設(shè)為采用Ni-Zn系的鐵氧體材料的磁心。
如果按照該圖10示出這樣的扼流圈Ln結(jié)構(gòu)，雖然能實(shí)現(xiàn)比較小型的扼流圈，然而磁心的鐵損耗就比較大。此時的扼流圈Ln的DCR(直流電阻)，例如一般為1mΩ左右，這一點(diǎn)也成為配備П型濾波器引起損耗的一個原因。
進(jìn)而，在圖1的基本結(jié)構(gòu)方面，作為次級側(cè)同步整流電路的結(jié)構(gòu)，在將絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組中心進(jìn)行抽頭上，設(shè)為構(gòu)成用MOS-FET Q3、Q4的全波整流電路。
但是，這樣施行中心抽頭的情況，由前面圖3～圖9的說明也很清楚，一般地說成為纏繞開始側(cè)的次級繞組N2A和成為纏繞結(jié)束側(cè)的次級繞組N2B的長度會不同。
由此，次級繞組N2B方面比上述次級繞組N2A要增加DCR，所以隨之各自流到次級繞組N2A、N2B的整流電流I3、I4的電平就產(chǎn)生差別。
這是因?yàn)椋谇懊鎴D11的波形圖上，從對整流電流I4的峰值電平為38Ap，整流電流I3成了33Ap也很清楚。
而且，作為其結(jié)果，給圖1電路的平滑電容器Co的充電電流(Is)，如圖11所示其電平已變成不平衡了。
而且，此時，就絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組來說，纏繞用多條編織線10的編織線帶或平編線。
作為這樣的編織線帶、平編線，如前面圖3～圖9說過那樣因?yàn)樾枰芏嗟淖鳂I(yè)工序，所以如果纏繞的線圈數(shù)很多的話，在該部分絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的制造工序中就得花費(fèi)工夫。所以，這樣以來作為次級繞組采用編織線、平編線的情況下，纏繞的線圈盡可能地少是令人滿意的。
對有這種問題的圖1的基本結(jié)構(gòu)，在構(gòu)成本實(shí)施例的電源電路當(dāng)中作為其基礎(chǔ)的其他基本結(jié)構(gòu)，例如就是下面圖13所示那樣的構(gòu)成開關(guān)電源電路。
進(jìn)而，就這樣的實(shí)施例的其他基本結(jié)構(gòu)的初級側(cè)結(jié)構(gòu)來說，因?yàn)榕c前面圖1的電路相同，這里的圖示就省略了。而且在圖13中，對于已經(jīng)在圖1中說明過的部分給予相同的符號并省略說明。
作為實(shí)施例的其他基本結(jié)構(gòu)，假設(shè)如圖所示作為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組沒有施加中心抽頭，而只纏繞一個次級繞組N2。
即使這種情況下的次級繞組N2，也認(rèn)為纏繞用前面圖3～圖9說明過的那樣多條編織線10的編織線帶或平編線。
而且，該圖13的電路情況是，省略設(shè)置的電感Ld1、Ld2以便插入圖1電路的各整流電流路線。
進(jìn)而，此時在圖1的電路中，省略了對柵極電阻Rg1、Rg2各自并聯(lián)連接的肖特基二極管Dg1、Dg2。并且，也省略了和次級繞組N2并聯(lián)連接的緩沖電路。
而且，對次級側(cè)直流輸出電壓Eo的線路設(shè)置的П型濾波器(平滑電容器Co2、扼流圈Ln)也作了省略。
該圖13示出的電路情況，次級繞組N2的一個端部和MOS-FETQ3的漏極連接。而且，該MOS-FET Q3的漏極，經(jīng)過圖示的扼流圈Lo1和平滑電容器Co的正極端子連接。
并且，次級繞組N2的另一個端部在和MOS-FET Q4的漏極連接方面，MOS-FET Q4的漏極經(jīng)過扼流圈Lo2和平滑電容器Co的正極端子連接。
并且，此時形成MOS-FET Q3的驅(qū)動電路的柵極電阻Rg1是和上述次級繞組N2的另一個端部連接。而且，形成一個MOS-FET Q4的驅(qū)動電路的柵極電阻Rg2，和上述次級繞組N2的一個端部連接。
如果按照這種連接方式，在次級繞組上激勵的交變電壓的一個半周期，與MOS-FET Q3變成導(dǎo)通相對應(yīng)，整流電流就按[次級繞組N2→(扼流圈Lo2→(平滑電容器Co→(MOS-FET Q3→(次級繞組N2]的路線而流動。而且，此時整流電流分支之后，也按[MOS-FET Q3→(扼流圈Lo1→(平滑電容器Co]的環(huán)路來流動。
并且，MOS-FET Q3一變成斷開，在MOS-FET Q4變成導(dǎo)通的另一個半周期，就按照[次級繞組N2→(扼流圈Lo1→(平滑電容器Co→(MOS-FETQ4→(次級繞組N2]的路線流過整流電流。而且此時也是整流電流分支之后也按照[MOS-FET Q4→(電感Lo2→(平滑電容器Co]的環(huán)路流過整流電流。
這樣一來，就在圖13示出電路的次級側(cè)整流電路來說，都知道得到在次級繞組N2的交變電壓成為一種極性的期間，驅(qū)動MOS-FET Q3導(dǎo)通進(jìn)行了整流，被次級繞組N2得到的電流向平滑電容器Co充電，在次級繞組N2的交變電壓變成另一種極性的期間，驅(qū)動MOS-FET Q4導(dǎo)通進(jìn)行了整流，被次級繞組N2得到的電流向平滑電容器Co充電的動作。即，作為同步整流電路，此時大家都知道是在各半周期將得到的電流向整個次級繞組N2充電之后，作為整流動作得到全波整流動作。
并且，由上述的整流電流路線也可以知道，次級側(cè)的整流電流，在次級繞組N2中所激勵的交變電壓成為正極性/負(fù)極性的各自期間，在包括扼流圈Lo1的環(huán)路和包括扼流圈Lo2的環(huán)路中分支流動，進(jìn)而在另一個路線方面，就在次級繞組N2分支進(jìn)行流動。所以，流到次級繞組N2的整流電流(次級繞組電流)的量，對平滑電容器Co作為充電電流而流動的整流電流量就應(yīng)降低到規(guī)定比率部分為止。即，通過在圖13示出的次級側(cè)的結(jié)構(gòu)，就得到作為所謂倍流整流電路的動作。
根據(jù)這樣的倍流整流電路結(jié)構(gòu)，也如圖13所示那樣，可以只有一個絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組N2。
而且，在該圖13示出的電路中，如上述的那樣要對次級側(cè)整流電流路線插入扼流圈Lo1、Lo2。
采用設(shè)置這樣的扼流圈Lo1、扼流圈Lo2的辦法，此時也通過與插入前面圖1的電感Ld同樣作用，能得到抑制整流電流的反向電流的效果。
進(jìn)而，作為該圖13示出的電路情況，上述扼流圈Lo1、Lo2的電感值例如，認(rèn)為設(shè)定3.3μH以上。而且，因此，可以防止整流電流中所產(chǎn)生的反向電流的發(fā)生。
進(jìn)而，此時因?yàn)檫@些扼流圈Lo1、Lo2，各自對平滑電容器Co的正極端子連接，所以能用這些扼流圈Lo有的阻抗成分抑制次級側(cè)直流輸出電壓Eo中所產(chǎn)生的高頻成分成。
而且，此時，考慮這樣的次級側(cè)直流輸出電壓Eo中產(chǎn)生的高頻成分的發(fā)生原因之一，一般認(rèn)為削除肖特基二極管Dg1、Dg2也能謀求進(jìn)一步抑制這樣的高頻成分。
由此，在圖13示出的電路中，就能省略圖1的電路中設(shè)置的П型濾波器了。
即使這樣的實(shí)施例的其他基本結(jié)構(gòu)，設(shè)定絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT為弱耦合，通過使次級繞組的每1匝的感應(yīng)電壓電平降低并將磁通密度降到所需以下，即使在重負(fù)載時也能作為連續(xù)模式。
所以，由此即使根據(jù)在圖13示出的結(jié)構(gòu)，如現(xiàn)有那樣也能降低作為不連續(xù)模式產(chǎn)生的反向電流并謀求無功功率的減低。進(jìn)而，也如上述那樣采用對整流電流路線插入扼流圈Lo1、Lo2的辦法，此時也防止整流電流的反向電流，可以謀求進(jìn)一步減少無功功率。
而且，在圖13示出的電路中，在得到和圖1的電路相同的動作時，按照上述的倍流整流電路結(jié)構(gòu)，就可以只有一組絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組。即，能夠?qū)D1的電路中需要用編織線帶或平編線纏繞2個次級繞組N2A、N2B，此時作為用編織線帶或平編線纏繞1個次級繞組N2就行。
因此，在圖13的電路，比圖1電路的情況能簡化絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的制造工序。
并且，由于這樣將次級繞組作成一組，就可以忽略不計(jì)在次級繞組流動的整流電流的電平差產(chǎn)生。
而且，在圖13的電路，將次級側(cè)的同步整流電路作成倍流整流電路，就可以使次級繞組線圈電流的電平降到比圖1的情況還低。并且，這樣地降低次級繞組電流的電平的話，就也降低了作為次級繞組電壓得到的電壓電平，因此一般認(rèn)為也能使各MOS-FET的漏-源間電壓降低。
作為其結(jié)果，對圖13的電路來說，在圖1的電路中由于MOS-FET漏極-源極間耐壓降低就能不要設(shè)置的緩沖電路。
但是，為實(shí)現(xiàn)作為這樣的圖13的電路的動作，就各自插入次級側(cè)整流電流路線的扼流圈Lo1、Lo2而言，如前面說明過的那樣，必需將其電感值設(shè)為3.3μH以上。這就是通過圖13的電路中作為倍流整流電路，降低那個部分對次級側(cè)流動的整流電流電平。
而且，設(shè)定這樣的扼流圈Lo的電感值情況下，不能采用前面圖1電路具備的如扼流圈Ln那樣的復(fù)合型磁心。即，是因?yàn)槿缜懊鎴D10示出那樣的復(fù)合型磁心，由于其尺寸和構(gòu)造上的問題作為電感值只能得到1μH左右的緣故。
由此在圖13的電路中，作為上述扼流圈Lo1、Lo2的磁心材料，一般選定例如，和前面圖2示出的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT同樣的EE型磁心。
即，對如圖2示出的這種EE型磁心的中央磁腳，形成規(guī)定長度的間隙G。然后，就是對這種EE型磁心的中央磁腳，纏繞規(guī)定匝數(shù)如前面圖3～圖9示出的編織線帶或者平編線。
用這種EE型的磁心材料，作為上述的扼流圈Lo1，扼流圈Lo2，可得到例如前面說過那樣的3.3μH以上的電感值。
還有而且，通過用這種構(gòu)造的扼流圈Lo1、Lo2，在圖13的電路中，可以防止圖1的電路中成為問題的超輕負(fù)載時的反常振蕩。
也就是，如果采用上述說明的扼流圈Lo1、Lo2的構(gòu)造，通過設(shè)定對EE型磁心的中央磁腳形成的間隙長度等，就能得到對負(fù)載電流電平變動良好的電感變化特性。即，具體點(diǎn)說是對負(fù)載電流30A～0A的變動，上述的電感數(shù)值＝3.3μH左右成為大致一定的特性，如前面電感Ld情況那樣的超負(fù)載時，改善電感值急劇地增加的特性。
而且，由于抑制這樣的急劇地電感值的上升，能夠防止在超輕負(fù)載時所產(chǎn)生的反常振蕩。
但是，在此時的扼流圈Lo1、Lo2中，如上述那樣的EE型磁心和前面圖10示出的那種復(fù)合型磁心相比較，相應(yīng)容積將增大。然后因而，存在需要更大用于這種扼流圈Lo1、Lo2組裝的基板面積的這個問題。
并且，作為此時的扼流圈Lo1、Lo2，也如上述那樣作為其線圈而假定用編織線帶或平編線等，也存在其制造工序復(fù)雜化的這一問題。
<第1實(shí)施例>
于是，作為本發(fā)明第1實(shí)施例，鑒于上述完成的圖1，圖13電路中存在的問題，就要如下面的圖14所示那樣構(gòu)成開關(guān)電源電路。
進(jìn)而，在該圖14，已經(jīng)對圖1中說明過的部分給予同一的符號并省略說明。
在本實(shí)施例的開關(guān)電源電路，如圖所示作為構(gòu)成次級側(cè)同步整流電路的整流器件設(shè)定為具備MOS-FET Q3、Q4、Q5、Q6的4個MOS-FET。
在本例中，按照圖示的連接方式連接這4個MOS-FET Q3、Q4、Q5、Q6，構(gòu)成橋式全波整流電路。而且，采用這樣作為次級側(cè)同步整流電路而構(gòu)成橋式全波整流電路的辦法，使之成為不需要絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT次級繞組的中心抽頭輸出。
此時，在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級側(cè)方面，纏繞圖示的次級繞組N2的1組、卷起形成這個次級繞組N2的纏繞開始端部側(cè)的驅(qū)動線圈N3A和纏繞結(jié)束端部側(cè)的驅(qū)動線圈N3B。
就上述次級繞組N2來說，和前面圖1電路情況同樣，能用由多條編織線10形成的編織線帶，或者平編線。
并且，作為上述驅(qū)動線圈N3A，N3B，設(shè)定為例如用尿烷被膜銅絲的單線。
進(jìn)而，此時的上述次級繞組N2的匝數(shù)，例如設(shè)為3T。并且，上述驅(qū)動線圈N3A、N3B的匝數(shù)，例如作設(shè)為N3A＝N3B＝4T。
而且此時，對于次級側(cè)的整流電流路線，如圖所示在上述次級繞組N2的纏繞結(jié)束端部和次級側(cè)地線之間插入MOS-FET Q3。并且，在次級繞組N2的纏繞開始端部和次級側(cè)地線之間插入MOS-FET Q4。
進(jìn)而，此時就上述MOS-FET Q3來說，漏極側(cè)也和次級繞組N2的纏繞結(jié)束端部連接。同樣即使MOS-FET Q4，漏極側(cè)也和次級繞組N2的纏繞開始端部連接。
而且，此外圖14的電路中，按上述的連接方式對成為和次級繞組N2并聯(lián)的MOS-FET Q3-Q4的串聯(lián)連接電路，進(jìn)而在并聯(lián)連接由MOS-FET Q5、MOS-FET Q6構(gòu)成的串聯(lián)連接電路。
此時，如圖所示將上述MOS-FET Q5的源極側(cè)和次級繞組N2的纏繞結(jié)束端部側(cè)連接。并且，即使上述MOS-FET Q6，也成為將其源極側(cè)和次級繞組N2的纏繞開始端部側(cè)連接起來。P30-倒2行而且，將這些MOS-FET Q5-Q6的連接點(diǎn)(Q5的漏極和Q6漏極的連接點(diǎn))經(jīng)過圖示的電感器Le→(平滑電容器Co接到次級側(cè)地線。
進(jìn)而，即使這些MOS-FET Q5、Q6，也和MOS-FET Q3、Q4同樣，選定用槽式構(gòu)造的低導(dǎo)通電阻。
并且，此時這些MOS-FET Q3～Q6，如上述的那樣利用在卷起了次級繞組N2的驅(qū)動線圈N3A，N3B中得到的交變電壓各自進(jìn)行驅(qū)動。
如圖示那樣，對MOS-FET Q3的柵極，經(jīng)過柵極電阻Rg1//肖特基二極管Dg1的并聯(lián)連接電路，然后連接驅(qū)動線圈N3A的纏繞開始端部。而且，對MOS-FET Q4的柵極，經(jīng)過由柵極電阻Rg2//肖特基二極管Dg2的并聯(lián)連接電路，然后連接驅(qū)動線圈N3B的纏繞結(jié)束端部。
同樣，MOS-FET Q5的柵極，經(jīng)過柵極電阻Rg3//肖特基二極管Dg3的并聯(lián)連接電路連接驅(qū)動線圈N3B的纏繞結(jié)束端部。并且，在MOS-FET Q6的柵極，各自經(jīng)過柵極電阻Rg4//柵極電阻Rg4，然后連接驅(qū)動線圈N3A的纏繞開始端部。
進(jìn)而，從上述說明也可以理解，此時也對各MOS-FET的柵極連接肖特基二極管Dg。也就是說，因此如前面圖1中說明過的那樣，就是要為各MOS-FET得到良好的開關(guān)特性(斷開特性)。
在按照上述連接方式構(gòu)成的次級側(cè)同步整流電路中，整流電流就是按照如以下這樣的路線流動的。
首先，在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組N2所得到的交變電壓一個半周期，整流電流是按照[次級繞組N2→(MOS-FET Q5(源極→(漏極)→(電感器Le→(平滑電容器Co→(MOS-FET Q4(源極→(漏極)→(次級繞組N2]的路線而流動的。
并且，在次級繞組N2中被激勵的交變電壓另一個半周期，按照[次級繞組N2→(MOS-FET Q6(源極→(漏極)→(電感器Le→(平滑電容器Co→(MOS-FET Q3(源極→(漏極)→(次級繞組N2]的路線流過整流電流。
這樣一來在圖14的電路，在次級繞組電壓的一個半周期，MOS-FETQ3，Q6導(dǎo)通，并得到使整流電流對平滑電容器Co充電的動作。
而且，在另一個半周期，MOS-FET Q4，Q5導(dǎo)通、能得到使整流電流對平滑電容器Co充電的動作。
從這樣的動作，在圖14的電路，4個整流器件當(dāng)中半周期內(nèi)各自2個整流器件實(shí)行整流動作并對平滑電容器進(jìn)行充電，能理解得到作為橋式整流電路的動作。而且，因此作為整流動作，就是得到全波整流動作。
在此，也如圖示的那樣，在圖14的電源電路，在用MOS-FET Q3～Q6構(gòu)成的橋式整流電路的整流電流的輸出點(diǎn)(MOS-FET Q5-Q6的連接點(diǎn))與平滑電容器Co的正極端子之間，在串聯(lián)插入電感器Le。也就是說，因此將電感器Le插入用于對平滑電容器Co流動充電電流的整流電流路線。
而且，在圖14的電路，通過這樣插入整流電流路線的電感器Le中產(chǎn)生的反電動勢，作為防止整流電流的反向電流。
但是，即使這種情況下，作為上述電感器Le，應(yīng)該考慮有關(guān)電感值對負(fù)載電流電平變動的變化特性，和前面圖1的電路情況的電感Ld同樣，超輕負(fù)載時(12.5W以下)電感值急劇上升，有可能性引起反常振蕩動作。
為防止這種情況，本例中作為上述電感器Le假定構(gòu)成如下面圖15所示。
圖15是表示在實(shí)施例的電源電路中采用的電感器Le構(gòu)造的立體圖。
如圖所示，即使本例的電感器Le，也和前面圖1的電路具備的電感Ld同樣，假設(shè)用筒形狀的珠形磁心。
但作為此時的珠形磁心，如圖所示假設(shè)例如選定Ni-Zn系的鐵氧體材料。并且，作為這種珠形磁心的尺寸，設(shè)定尺寸(直徑×長度)比前面的電感Ld還要大型。
進(jìn)而，作為此時的電感器Le，作為穿插在上述珠形磁心內(nèi)部形成的空洞區(qū)的引線，并如圖所示假定用尿烷被膜銅絲。而且，作為這樣的尿烷被膜銅絲，選定其截面積比在電感Ld用的引線還大。
這樣以來，作為電感器Le的珠形磁心而例如選定Ni-Zn系的鐵氧體材料，而且與以前的電感Ld比為大型的尺寸，作為電感器Le電感的變化特性，可以得到例如，如下面圖16示出的特性。
進(jìn)而，該圖16是表示電感對流過電感器Le的電流電平(向平滑電容器Co充電電流Is的電平負(fù)載電流電平)的變動的變化特性。
如該圖所示，作為此時電感器Le的電感值，對從無負(fù)載狀態(tài)(負(fù)載電流＝0A)到2A～3A附近的電流電平的增加，成為從1.1μH左右平穩(wěn)地減少。然后，對從2A～3A附近上升到5A附近，電感器Le飽和，其電感值了降到0.2μH左右。
進(jìn)而，對從電流電平＝5A附近起的上升，得到電感值在0.2μH左右到大致成為固定的特性。
作為電感器Le，由于得到如該圖16示出那樣的直流疊加特性，例如負(fù)載電流電平降到2A～3A左右的情況下，也如前面的電感Ld那樣，防止電感值急劇地上升那樣的情況。
而且，據(jù)此，如圖1電路情況那樣在負(fù)載電流＝2A～3A以下，防止次級側(cè)整流動作變成了不連續(xù)模式。即，在前面的低電壓大電流的條件下，從負(fù)載功率Po＝12.5W以下的超輕負(fù)載時到無負(fù)載時就能維持連續(xù)模式。
這樣一來由于維持連續(xù)模式，能防止在超輕負(fù)載時產(chǎn)生的反常振蕩動作。
而且因此，圖14的電路中，能得到從最大負(fù)載直到無負(fù)載穩(wěn)定的動作。
進(jìn)而，在此時，電感器Le的磁心選定了Ni-Zn系的鐵氧體材料，然而也能選擇其他非晶磁性體。但是，使用了Ni-Zn系的場合，要比用非晶磁性體場合能更好控制電感的離散。
而且，能根據(jù)磁心尺寸的設(shè)定進(jìn)行由這種珠形磁心構(gòu)成電感器Le的直流疊加特性的設(shè)定。
即，在實(shí)施例中，如上述那樣對降低到負(fù)載電流的0電平(即直到無負(fù)載的范圍)，電感器Le的電感在成為不連續(xù)模式之前沒有急劇地上升的特性的話，根據(jù)用作珠形磁心的磁心材料材質(zhì)設(shè)定磁心尺寸就行。
圖17是表示按照上述結(jié)構(gòu)的圖14電路的各部分動作波形的波形圖。
進(jìn)而，該圖17中，表示交流輸入電壓VAC＝100V、負(fù)載功率Po＝100W的條件下的測定結(jié)果。
而且，在得到該圖中示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果中，假設(shè)選定各部分如下。
·初級側(cè)串聯(lián)諧振電容C1＝0.015μF·絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT初級繞組N1＝80T、次級繞組N2＝3T(編織線帶或平編線)，驅(qū)動線圈N3A＝N3B＝4T(用尿烷被膜銅絲構(gòu)成的單線)、間隙G＝1.5mm，耦合系數(shù)k＝0.80左右·電感器Le＝1.1μH·平滑電容器Co
電容C＝6800μF、耐壓6.3V、ESR＝16mΩ·MOS-FET Q3、Q4、Q5、Q6耐壓30A/10V、導(dǎo)通電阻RON＝2.5mΩ進(jìn)而，此時也如上述那樣，設(shè)定和前面圖1的基本結(jié)構(gòu)情況同樣的間隙G＝1.5mm作為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的間隙長，作為其耦合系數(shù)為k＝0.80左右的弱耦合的狀態(tài)。
而且，與此同時，這種情況是設(shè)定初級繞組N1＝80T，次級繞組N2＝3T，和前面圖1的情況同樣地謀求擴(kuò)大重負(fù)載時的連續(xù)模式范圍。
在圖17中，此時也表示出在開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1和開關(guān)器件Q2//阻尼二極管DD2中流過的開關(guān)電流IDS2。作為這些電壓V1、開關(guān)電流IDS2，與前面圖11的電路情況比較可知，得到與圖1的電路情況相同的波形。
并且，在該圖17中也表示出初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的波形。即使這種情況下的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io，如圖那樣在成為大體正弦波狀的波形上，在時刻t1、t2、t3得到過零的波形。即，即使這樣的初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io，也能得到和前面圖4的情況相同的波形。
因此，可知在圖14電路的初級側(cè)，得到重負(fù)載時和前面圖1的電路情況相同的動作。
而且，即使這種情況下的次級繞組N2中所產(chǎn)生的電壓V2，也可以認(rèn)為，如圖示那樣初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io和其過零定時是一致的(參照時刻t1、t2、t3)。對于這個電壓V2的峰值電平來說，如圖所示得到5V。
并且，即使在MOS-FET Q3的柵-源間產(chǎn)生的柵-源間電壓VGS3，如圖所示其過零定時也和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io一致。而且，可以知道即使MOS-FET Q5的柵-源間電位VGS5也和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)。即，次級側(cè)所具備的各MOS-FET的柵-源間電壓，是和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io與過零定時一致的。
這樣以來，由于次級側(cè)具備的各MOS-FET的柵-源間電壓和次級繞組N2中產(chǎn)生的電壓V2的過零定時與初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的過零定時一致，即使各自流過MOS-FET Q3、Q4、Q5、Q6的整流電流IQ3、IQ4、IQ5、IQ6，如圖所示也能得到作為其過零定時和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的過零定時重合的波形。即，此時的整流電流IQ3、IQ4、IQ5、IQ6是和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)地流動著。
而且，這樣因?yàn)檎麟娏鱅Q3～I(xiàn)Q6變成和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)流動，即使向平滑電容器Co的充電電流Is，同樣也變成和初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)流動。
因此，可知道即使在圖14示出的本例電路中，例如等于作為重負(fù)載控制開關(guān)頻率使其降低時，也作為次級側(cè)整流動作得到連續(xù)模式。
而且，在圖17中，可知此時對上述整流電流IQ3～I(xiàn)Q6來說沒有流動反向電流。在此時，整流電流中之所以沒有發(fā)生反向電流，是由于對整流電流路線插入電感器Le。
進(jìn)而，作為本例子的情況，這種電感器Le的電感，也如上述那樣設(shè)定1.1μH左右比較低的電感，就能防止發(fā)生整流電流的反向電流。
進(jìn)而，為了證實(shí)而說明一下，即使這種情況下，作為輕負(fù)載時(Po＝25W時)的動作，和前面的圖12示出的情況同樣，開關(guān)電流IDS2(初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io)和充電電流Is的過零定時大致成為一致的狀態(tài)，成為連續(xù)模式。
以上如說明過的那樣，在第1實(shí)施例中，和前面的圖1、圖13的電路同樣，通過對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的各繞組匝數(shù)和間隙長的設(shè)定，使其磁通密度成為規(guī)定以下，謀求擴(kuò)大重負(fù)載時的連續(xù)模式。因此，達(dá)到重負(fù)載時減少作為不連續(xù)模式的無功功率。
并且，在本實(shí)施例，由于向整流電流路線插入了電感器Le，防止整流電流產(chǎn)生的反向電流的發(fā)生，謀求進(jìn)一步的減少無功功率。
而且，這樣地謀求減少無功功率，達(dá)成電源轉(zhuǎn)換效率的提高。
進(jìn)而，如果按照實(shí)驗(yàn)，就在圖14示出的本例開關(guān)電源電路的電源轉(zhuǎn)換效率ηDC→(AC而言，就得到與前面圖1電路的情況相同(ηDC→(AC＝86.5％)的結(jié)果。
并且，在本例中，作為設(shè)于次級側(cè)的整流電流路線的電感器Le，設(shè)其磁心材質(zhì)為例如Ni-Zn系鐵氧體材料，選定比前面圖1的電感Ld為大型的珠形磁心，能得到如圖16示出那樣的電感值變化特性。
而且，因此，也如前面說明過的那樣負(fù)載功率Po成了規(guī)定以下(例如12.5W以下)的時候，其電感值沒有急劇地上升峰值電平了，變得能防止在這樣的超輕負(fù)載時的反常振蕩動作并保證穩(wěn)定到負(fù)載功率Po＝100W～0W的動作。
并且，在本例中，作為次級側(cè)同步整流電路，通過形成用4個MOS-FET的橋式全波整流電路，就可以不需要絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT次級繞組的中心抽頭。
這樣如果不需要中心抽頭的話，作為流過整流電流的次級繞組就可以只纏繞1個線圈，因此，如前面圖1電路那樣，能夠防止流過次級繞組的整流電流電平變成不平衡了。
這種情況，在前面圖17的波形圖上，也由得到固定對平滑電容器Co的充電電流Is的峰值電平在各半周期是35Ap來表示。
并且，作為如上述那樣的次級繞組，可以只纏繞1個線圈的話，就應(yīng)只纏繞一個用多條編織線10的編織線帶，或平編線就行。而且因此，此時的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的制造工序，與圖1電路的情況相比就能簡化。
并且，在本例的開關(guān)電源電路方面，通過這樣地在整流電流路線設(shè)置的電感器Le，就能抑制次級側(cè)直流輸出電壓Eo中所產(chǎn)生的MOS-FET斷開時的高頻噪聲。
即，也如圖14所示那樣插入這種電感器Le，使其對平滑電容器Co的正極端子串聯(lián)連接以后，依靠其阻抗成分，能抑制作為該平滑電容器Co兩端電壓的次級側(cè)直流輸出電壓Eo中產(chǎn)生的噪聲。
尤其是此時，作為電感器Le因?yàn)榫哂腥缜懊鎴D16示出那種特性，對這樣的高頻成分的抑制作用將變得更好。
此時，從對上述電感器Le的電流電平(充電電流Is)的變動特性來說，也先前說明過的那樣，電流電平在0電平附近一般認(rèn)為其電感值上升。
對此，上述也這樣作為發(fā)生在次級側(cè)直流輸出電壓Eo的噪聲成分，可以認(rèn)為在各MOS-PET的斷開時產(chǎn)生。即，這一噪聲成分是在各MOS-PET斷開的定時并且充電電流Is為0電平附近的期間產(chǎn)生。所以本例的電感器Le是在次級側(cè)直流輸出電壓Eo的噪聲發(fā)生的定時其電感值上升。
從此，通過本例的電感器Le，能得到在次級側(cè)直流輸出電壓Eo中噪聲成分發(fā)生的定時更加抑制噪聲的效果，由此得到對次級側(cè)直流輸出電壓Eo中產(chǎn)生的噪聲成分更好的抑制效果。
這樣，由于能很好地通過電感器Le抑制次級側(cè)直流輸出電壓Eo中產(chǎn)生的高頻噪聲，在圖14的電路中，就能省略圖1電路中配備的П型濾波器了。
并且，在本例子的電路中，作為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組，纏繞次級繞組N2的1組，正當(dāng)?shù)玫接糜诟鱉OS-FET驅(qū)動的柵-源間電壓時，纏繞另一種驅(qū)動線圈(N3A、N3B)。
這樣以來如果要纏繞另一種用于各MOS-FET的驅(qū)動線圈的話，就需要在為了流過整流電流的次級繞組N2中得到用于各MOS-FET驅(qū)動的高壓電平，因此可降低次級繞組N2中產(chǎn)生的電壓V2的電平。
而且，這樣要是能使電壓V2的電平降低的話，就能使那個部分，各MOS-FET的漏-源間電壓降低，因此本例中，可以省略前面圖1的電路中為了降低各MOS-FET的漏極-源極間耐壓而設(shè)置的緩沖電路了。
進(jìn)而，此時對于各MOS-FET的耐壓電平10V，這些MOS-FET的各漏-源間產(chǎn)生的電壓峰值電平，從前面圖17的電壓V2波形圖可知，可以至少規(guī)定為10Vp以下。
從以上，如果按照這種本例電源電路的結(jié)構(gòu)，比較圖1的電路之后，在謀求隨流過整流電流的次級繞組的組數(shù)的削減和次級側(cè)П型濾波器的削除以及緩沖電路的削除而使結(jié)構(gòu)簡化方面，就能得到和圖1的電路相同的電源轉(zhuǎn)換效率。
并且，作為和前面圖13示出的其他基本結(jié)構(gòu)的比較，在圖13的電路中要設(shè)置2個EE型磁心的扼流圈Lo，而在本例中只要具備一個用如前面圖15示出那樣的珠形磁心的簡易結(jié)構(gòu)電感器Le就行。并且，此時，對圖13電路的扼流圈Lo，本例的電感器Le因?yàn)槠骷叽绱蠓鹊乇恍⌒突?，所以也有能大幅度?jié)省基板安裝面積的優(yōu)點(diǎn)。
進(jìn)而，不需要為珠形磁心的電感元件纏繞線圈，與扼流圈Lo相比制造工序容易了。
<第2實(shí)施例>
接著，在圖18上表示作為第2實(shí)施例的開關(guān)電源電路的構(gòu)成。
進(jìn)而，在圖18，對于已經(jīng)在圖1、圖14說明過的部分附加同樣的符號并省略說明。
第2實(shí)施例的開關(guān)電源電路，如圖所示作為次級側(cè)的同步整流電路在構(gòu)成了用MOS-FET Q3、Q4的全波整流電路方面，要具備各自在半波期間使這些MOS-FET的整流輸出充電的2個平滑電容器Co1、Co2，就是形成倍壓全波整流電路。
即在第2實(shí)施例中，因?yàn)槭沁@樣的倍壓整流電路結(jié)構(gòu)，就不需要絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT次級繞組的中心抽頭輸出。
首先，此時也在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級側(cè)，纏繞卷起圖示的次級繞組N2的一組、卷起這個次級繞組N2的纏繞開始端部側(cè)形成的驅(qū)動線圈N3A和卷起纏繞結(jié)束端部側(cè)的驅(qū)動線圈N3B。
而且，作為次級繞組N2，此時也用由多條編織線10構(gòu)成的編織線帶，或者平編線。并且，對于上述驅(qū)動線圈N3A、N3B來說，例如采用尿烷被膜銅絲的單線。
進(jìn)而，此時也將上述次級繞組N2的匝數(shù)設(shè)為1T。并且，上述驅(qū)動線圈N3A、N3B的匝數(shù)設(shè)為N3A＝N3B＝4T。
而且此時，在次級側(cè)的同步整流電路中，如圖所示對上述次級繞組N2的纏繞開始端部，連接MOS-FET Q3的源極。而且，對該MOS-FET的漏極，連接上述的平滑電容器Co1的正極端子，進(jìn)而，該平滑電容器Co1的負(fù)極端子，經(jīng)過圖示的電感器Le和次級繞組N2的纏繞結(jié)束端部連接起來。
并且，此時對上述次級繞組N2的纏繞開始端部，與上述MOS-FET Q3的源極一起，也都連接MOS-FET Q4的漏極。而且，把該MOS-FET Q4的源極，連接到平滑電容器Co2的負(fù)極端子與次級側(cè)地線的連接點(diǎn)。
進(jìn)而，把該平滑電容器Co2的正極端子和上述平滑電容器Co1的負(fù)極端子連接起來。即此時，就是平滑電容器Co2的正極端子，經(jīng)過圖示的電感器Le對次級繞組N2的纏繞結(jié)束端部連接起來。
如果按照這樣的連接方式，上述MOS-FET Q3、Q4，從上述次級繞組N2的纏繞開始端部來看，是各自連接成為并聯(lián)的關(guān)系。而且，在這樣的MOS-FET Q3//Q4的并聯(lián)連接電路的兩端之間，成了插入平滑電容器Co1-Co2的串聯(lián)連接電路。
并且，此時也如上述那樣利用卷起了次級繞組N2的驅(qū)動線圈N3A、N3B中得到的交變電壓，各自驅(qū)動上述MOS-FETQ3、Q4。
如圖示的那樣，對MOS-FET Q3的柵極，經(jīng)過柵極電阻Rg1//肖特基二極管Dg1的并聯(lián)連接電路，連接驅(qū)動線圈N3B的纏繞結(jié)束端部。并且，對MOS-FET Q4的柵極，經(jīng)過由柵極電阻Rg2//肖特基二極管Dg2構(gòu)成的并聯(lián)連接電路，連接驅(qū)動線圈N3A的纏繞開始端部。
在按照上述連接方式構(gòu)成的次級側(cè)同步整流電路中，整流電流依照以下這樣的路線流動。
首先，在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級繞組N2中得到的交變電壓的一個半周期，整流電流是依照[次級繞組N2→(MOS-FET Q3(源極→(漏極)→(平滑電容器Co1→(電感Le→(次級繞組N2]的路線而流動。
并且，在次級繞組N2中所激勵的交變電壓的另一個半周期，則依照[次級繞組N2→(電感器Le→(平滑電容器Co2→(MOS-FET Q4(源極→(漏極)→(次級繞組N2]的路線流過整流電流。
這樣一來在圖18的電路，得到在次級繞組電壓的一個半周期使MOS-FET Q3導(dǎo)通，而且對一方的平滑電容器Co1充電整流電流的動作。
并且，在另一半周期，得到MOS-FET Q4導(dǎo)通、對另一方的平滑電容器Co2充電整流電流的動作。
因此，作為上述平滑電容器Co1-平滑電容器Co2串聯(lián)連接電路的兩端電壓，得到與次級繞組N2所得到的交變電壓電平的2倍對應(yīng)的電平。即，就此時的次級側(cè)直流輸出電壓Eo來說，就是得到與次級繞組電壓電平的2倍對應(yīng)的電平。由此可知，在圖18的電路中，得到作為倍壓整流電路的動作。
并且，從此時的整流動作來說，對如上述那樣在各半周期整個次級繞組N2中得到的電流，因?yàn)楦髯缘恼髌骷ζ交娙萜鹘惶娴剡M(jìn)行充電，可見是全波整流動作。
在此，即使該圖18的電源電路，因?yàn)樵诖渭壚@組N2的纏繞結(jié)束端部和平滑電容器Co1-Co2的連接點(diǎn)之間串聯(lián)地插入電感器Le。即，由于這樣地在插入整流電流路線的電感器Le中產(chǎn)生的反電動勢，此時也防止整流電流的反向電流。
因此，即使該電感器Le，也選定得到和前面圖14的電路的情況同樣的特性，因此即使圖18的電路也能防止超輕負(fù)載時的反常振蕩。
圖19是表示按照上述結(jié)構(gòu)的圖18電路的各部動作波形的波形圖。
進(jìn)而，即使該圖19，也是表示交流輸入電壓VAC＝100V，負(fù)載功率Po＝100W的條件下的測定結(jié)果。
并且，正當(dāng)?shù)玫皆谠搱D示出的實(shí)驗(yàn)結(jié)果之時，假定如以下這樣選定圖18電路的各部。
·初級側(cè)串聯(lián)諧振電容C1＝0.015μF·絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT初級繞組N1＝80T、次級繞組N2＝1T(編織線帶或平編線)、驅(qū)動線圈N3A＝N3B＝4T(用尿烷被膜銅絲的單線)、間隙G＝1.5mm、耦合系數(shù)k＝0.80左右·電感器Le＝1.1μH·平滑電容器Co1、平滑電容器Co2電容C＝6800μF、耐壓6.3V，ESR＝16mΩ·MOS-FET Q3、Q4耐壓30A/10V、導(dǎo)通電阻RON＝2.5mΩ在此，從如上述那樣的各部的選定條件也可以理解，即使這種情況下，作為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PTT的間隙長，設(shè)定和前面圖14的情況同樣的間隙G＝1.5mm，其耦合系數(shù)k＝0.80左右成為弱耦合的狀態(tài)。
而且，與此同時，此時是設(shè)初級繞組N1＝80T，次級繞組N2＝1T，和前面圖14的情況同樣地謀求擴(kuò)大重負(fù)載時的連續(xù)模式。
進(jìn)而，在這種情況下，設(shè)次級繞組N2的匝數(shù)少于前面圖14結(jié)構(gòu)的電路，如上述那樣把次級側(cè)作成倍壓整流電路，就是得到更低的電平作為次級繞組電壓。
首先，即使在該圖19中，也表示出開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1、開關(guān)電流IDS2、初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io。
即使圖18的電路，初級側(cè)的結(jié)構(gòu)也和圖14的情況相同，所以其波形能得到和圖14的電路情況同樣的波形。
而且，在此時的作為次級繞組N2中產(chǎn)生的電壓V2，如圖所示其電平作為2.5V左右。即，在前面圖14示出的電路中，從電壓V2的電平是5V左右，可知此時和圖14的電路情況相比電平減半。由此也能理解，在第2實(shí)施例的情況下構(gòu)成了倍壓整流電路作為同步整流電路，和進(jìn)行通常的全波整流動作的情況相比可使電壓V2的電平更低。
并且，此時表示MOS-FET Q3、MOS-FET Q4的柵-源間產(chǎn)生的柵-源間電壓VGS，然而即使該柵-源間電壓VGS，其峰值電平也是和前面圖14電路情況的電壓VGS3、電壓VGS5同樣的10V左右。
并且，在圖18的電路中MOS-FET Q3、Q4各自流動的整流電流IQ3、IQ4是其峰值電平56Ap。
并且，隨之，作為成為這些整流電流IQ3和整流電流IQ4的合成成分的對平滑電容器Co的充電電流Is，如圖所示，在各半周正負(fù)峰值電平都是按照成為56Ap的波形流動的。
而且，就像這些波形圖所示的那樣，即使這種情況下，就電壓V2、電壓VGS、整流電流IQ3、IQ4、充電電流Is來說、初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io和其過零定時都是一致(參照圖中時刻t1，t2，t3)的。即，由此可知，在圖18示出的電路中，作為重負(fù)載控制開關(guān)頻率使之變低時也作為次級側(cè)整流電流而得到連續(xù)模式。
還有在圖19中，這種情況下也在上述整流電流IQ3，IQ4中沒有反向電流流動，然而這是和圖14的情況同樣要對整流電流路線插入電感器Le。而且，作為這種電感器Le的電感，此時也象上述那樣設(shè)定1.1μH左右并能防止發(fā)生反向電流。
并且，為了證實(shí)說明一下，即使這種情況下，作為輕負(fù)載時(Po＝25W時)的動作也和前面圖14的情況同樣地成為連續(xù)模式。
這樣以來按照第2實(shí)施例的開關(guān)電源電路，也和前面圖14的電路同樣，通過設(shè)定絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT各線圈的匝數(shù)和間隙長，使其磁通密度為規(guī)定以下，謀求擴(kuò)大重負(fù)載時的連續(xù)模式。因此，謀求減少重負(fù)載時成為不連續(xù)模式的無功功率。
并且，即使第2實(shí)施例，也通過插入整流電流路線的電感器Le，防止整流電流中所產(chǎn)生的反向電流發(fā)生并謀求進(jìn)一步的減少無功功率。
而且，這樣地謀求減少無功功率，達(dá)到提高電源轉(zhuǎn)換效率。
如果按照實(shí)驗(yàn)，即使對在圖18示出的開關(guān)電源電路的電源轉(zhuǎn)換效率ηDC→(AC，也能得到和前面圖1的電路情況相同的結(jié)果。
并且，由于第2實(shí)施例也具備了上述電感器Le，負(fù)載功率Po即使在成為規(guī)定以下(例如12.5W以下)的超輕負(fù)載時，其電感值在到峰值電平下也沒有急劇地上升了，能防止反常振蕩動作并保證穩(wěn)定到負(fù)載功率Po＝100W～0W的動作。
并且，由于插入電感器Le，即使第2實(shí)施例也能抑制次級側(cè)直流輸出電壓Eo所產(chǎn)生的高頻噪聲。
即，也如前面圖18所示，對平滑電容器Co1-平滑電容器Co2的連接點(diǎn)插入第2實(shí)施例的電感器Le使其串聯(lián)連接起來，通過其阻抗成分，能抑制在這些平滑電容器串聯(lián)連接電路的兩端得到的次級側(cè)直流輸出電壓Eo方面產(chǎn)生的噪聲。
而且，此時也是作為上述電感器Le具有前面圖16示出的特性，和第1實(shí)施例的情況同樣這樣高頻成分的抑制作用將更加良好。
這樣通過電感器Le能很好地抑制次級側(cè)直流輸出電壓Eo中產(chǎn)生的高頻噪聲，即使圖18的電路也能省略П型濾波器。
并且，第2實(shí)施例中，作為次級側(cè)的同步整流電路由于形成倍壓全波整流電路，就可能不需要絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT次級繞組的中心抽頭。
這樣以來由于不需要中心抽頭，此時也能防止流過次級繞組的整流電流的電平變成了不平衡電平，對平滑電容器Co的充電電流Is，如在前面圖19的波形圖所示那樣就是得到其電平固定在56Ap。
并且，如上述那樣，若能只纏繞一個次級繞組，就能只纏繞一個用多條編織線10的編織線帶，或者平編線就行，此時也會比圖1電路的情況更加簡化絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的制造工序。
并且，即使第2實(shí)施例，假如纏繞另一種驅(qū)動線圈(N3A、N3B)，就不需要在次級繞組N2上得到用于各MOS-FET驅(qū)動的高電壓電平，因此能使次級繞組N2中產(chǎn)生的電壓V2電平降低。尤其此時，構(gòu)成了前面也說過那樣的倍壓整流電路，能設(shè)定更低的電平作為次級繞組N2應(yīng)得到的電壓。
如果這樣地能使電壓V2的電平降低的話，就能使該部分，各MOS-FET的漏-源間電壓降低，因此即使第2實(shí)施例也由于各MOS-FET漏-源間耐壓降低而能夠省略設(shè)置的緩沖電路。
在此，下面圖20中表示有關(guān)第2實(shí)施例的變形例。
進(jìn)而，該圖20中，對已經(jīng)在圖18說明過的部分附加同樣的符號并省略說明。并且，關(guān)于初級側(cè)的結(jié)構(gòu)，因?yàn)橐埠蛨D18的電路同樣，所以這里的圖示省略。
就這個變形例來說，如圖所示，在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的次級側(cè)所纏繞的驅(qū)動線圈N3A、N3B是省略的。
而且，MOS-FET Q3的柵極，經(jīng)由柵極電阻Rg1對次級繞組N2的一個端部連接。并且，MOS-FET Q4的柵極，經(jīng)由柵極電阻Rg2對次級繞組N2的另一個端部連接起來。
即此時，各MOS-FET根據(jù)用各柵極電阻Rg測定次級繞組N2產(chǎn)生的交變電壓的結(jié)果來驅(qū)動。
并且，該變形例中，設(shè)為和平滑電容器Co1并聯(lián)連接肖特基二極管D1。這里，對上述平滑電容器Co1的正極端子與MOS-FET Q3的漏極的連接點(diǎn)連接上述肖特基二極管D1的負(fù)極，將陽極和平滑電容器Co1的負(fù)極端子連接。
同樣，對于平滑電容器Co2，設(shè)為并聯(lián)連接肖特基二極管D2。而且此時，設(shè)為將上述肖特基二極管D2的負(fù)極連接到平滑電容器Co2的正極端子與MOS-FET Q4的源極的連接點(diǎn)，并且陽極連接到平滑電容器Co2的負(fù)極端子一側(cè)。
進(jìn)而，對上述平滑電容器Co1-平滑電容器Co2的串聯(lián)連接電路并聯(lián)連接平滑電容器Co3。也就是，把這個平滑電容器Co3的正極端子和平滑電容器Co1的正極端子連接，把負(fù)極端子和平滑電容器Co2的負(fù)極端子連接起來。
如果按照上述連接方式，在次級繞組N2產(chǎn)生交變電壓的一個半周期，隨著驅(qū)動MOS-FET Q3導(dǎo)通，次級側(cè)整流電流依照[次級繞組N2→(MOS-FETQ3→(平滑電容器Co1→(電感器Le→(次級繞組N2]的路線而流動。并且此時，整流電流分支之后又依照[MOS-FET Q3→(平滑電容器Co3→(肖特基二極管D2→(電感器Le]的路線而流動。
而且，在使MOS-FET Q3斷開，并驅(qū)動MOS-FET Q4導(dǎo)通的另一半周期，整流電流依照[次級繞組N2→(電感器Le→(平滑電容器Co2→(MOS-FETQ4→(次級繞組N2]的路線而流動。進(jìn)而，即使在另外的半周期，整流電流分支之后又依照[電感器Le→(肖特基二極管D1→(平滑電容器Co3→(MOS-FETQ4]的路線而流動。
這樣以來，在作為變形例的圖20的電路中，在次級繞組N2的交變電壓的一個半周期，用MOS-FET Q3和肖特基二極管D2的組進(jìn)行整流動作。并且，在另一半周期，用MOS-FET Q4和肖特基二極管D1的組進(jìn)行整流動作。
進(jìn)而此時也，在次級繞組N2產(chǎn)生的交變電壓的一個半周期，使整流電流對平滑電容器Co1充電。并且，在另一半周期，使整流電流對平滑電容器Co2充電。因此，此時也在平滑電容器Co1-Co2串聯(lián)連接電路的兩端，能得到和次級繞組電壓電平的2倍相對應(yīng)電平的直流電壓。
而且，圖20的電路中，因?yàn)槭菍@些平滑電容器Co1-Co2的串聯(lián)連接電路并聯(lián)連接平滑電容器Co3，在該平滑電容器Co3也應(yīng)產(chǎn)生和次級繞組電壓電平的2倍相對應(yīng)電平的電壓。
其結(jié)果，就作為該平滑電容器Co3的兩端電壓的次級側(cè)直流輸出電壓Eo來說，得到和次級繞組電壓的2倍相對應(yīng)的電平。即，此時在同步整流電路中也得到倍壓整流動作。
即使按照本變形例的結(jié)構(gòu)，也能得到與前面圖18電路情況相同的效果。
進(jìn)而，為了證實(shí)而說明一下，之所以在本變形例中也能省略緩沖電路，是因?yàn)榇渭墏?cè)設(shè)置倍壓整流電路，可使其部分次級繞組電壓(各MOS-FET的漏-源間電壓)降低的緣故。
<第3實(shí)施例>
并且，在圖21中表示作為第3實(shí)施例的開關(guān)電源電路結(jié)構(gòu)。
進(jìn)而，在該圖21中對已經(jīng)在圖1、圖14說明過的部分附加同樣的符號并省略說明。
并且，為了證實(shí)而說明一下，在該圖21示出的電源電路，也是作為絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT的間隙長，例如設(shè)置和前面圖14的電路情況同樣的間隙G＝1.5mm，設(shè)其耦合系數(shù)k＝0.80左右的弱耦合的狀態(tài)。而且，與此同時，此時是設(shè)初級繞組N1＝80T，次級繞組N2＝3T，同樣謀求擴(kuò)大連續(xù)模式作為次級側(cè)整流動作。
在圖21中，就第3實(shí)施例開關(guān)電源電路的次級側(cè)來說，首先，要和圖1的電路同樣，具備連接了中心抽頭的次級繞組N2A、N2B，MOS-FETQ3、Q4。并且，就驅(qū)動這些MOS-FET Q3、Q4通/斷的驅(qū)動電路來說，具備柵極電阻Rg1//肖特基二極管Dg1的并聯(lián)連接電路和柵極電阻Rg2//肖特基二極管Dg2的并聯(lián)連接電路。
在此，關(guān)于上述次級繞組N2A、N2B，MOS-FET Q3、Q4，驅(qū)動電路(Rg1//Dg1，Rg2//Dg2)的連接狀態(tài)就和圖1同樣。并且，對次級繞組N2A、N2B的中心抽頭，經(jīng)由電感器Le的串聯(lián)連接而和平滑電容器Co的正極端子連接。平滑電容器Co的負(fù)極端子，連接到初級側(cè)的地。
進(jìn)而，就只由這些上述次級繞組N2A、N2B，MOS-FET Q3、Q4，驅(qū)動電路(Rg1//Dg1，Rg2//Dg2)和平滑電容器Co構(gòu)成的電路部分來說，從后述的次級側(cè)整流動作的說明可知，就是按照全波整流動作的同步整流電路。
進(jìn)而在次級側(cè)，對按照上述全波整流動作的同步整流電路結(jié)構(gòu)，要具備使其添加整流二極管D11、D12和平滑電容器Co1。進(jìn)而，關(guān)于整流二極管D11，D12能選定肖特基二極管。
整流二極管D11的陽極和沒有次級繞組N2A的中心抽頭的一側(cè)端部連接。負(fù)極和平滑電容器Co1的正極端子連接。
并且，整流二極管D12的陽極和沒有次級繞組N2B中心抽頭的一側(cè)端部連接，負(fù)極和平滑電容器Co1的正極端子連接。
按照這樣的連接方式，通過整流二極管D11、D12和平滑電容器Co1相連接，就是對上述的全波整流的同步整流電路組合成倍壓整流電路。
進(jìn)而，即使這種情況下的次級繞組N2A、N2B，和前面圖1電路情況同樣也能用由多條編織線10的編織線帶，或者平編線。
并且，此時也對MOS-FET Q3、Q4的柵極，各自連接肖特基二極管Dg1、Dg2，因此象在前面圖1說明過的一樣會得到良好的開關(guān)特性(斷開特性)。
正如上述那樣，按照圖21示出的連接方式的次級側(cè)整流電路，就成為組合全波整流的同步整流電路和倍壓整流電路。對該種次級側(cè)整流電路的整流動作進(jìn)行說明。這里，因?yàn)橹勒f明容易，關(guān)于次級側(cè)整流電路的整流動作，就對用全波整流的同步整流電路整流動作和用倍壓整流電路的整流動作分別進(jìn)行說明。
先從用全波整流的同步整流電路的整流動作開始說明。
首先，作為與開關(guān)周期的一個半周期相對應(yīng)的期間，在MOS-FET Q3成為導(dǎo)通的期間，整流電流按[次級繞組N2B→(電感器Le→(平滑電容器Co→((次級側(cè)地線)→(MOS～FET器件Q3(源極→(漏極)→(次級繞組N2B]的路線流動。
并且，作為與開關(guān)周期的另一半周期相對應(yīng)的期間，在MOS-FET Q4變成導(dǎo)通的期間，整流電流按[次級繞組N2A→(電感器Le→(平滑電容器Co→((次級側(cè)地線)→(MOS-FET器件Q4(源極→(漏極)→(次級繞組N2A]的路線流動。
這樣以來，同步整流電路能得到在1個開關(guān)周期的一個半周期，MOS-FET Q3導(dǎo)通，整流電流對平滑電容器Co進(jìn)行充電，在另一個半周期，MOS-FET Q4導(dǎo)通并且整流電流對平滑電容器Co充電的動作。即，得到全波整流動作。而且，作為該同步整流電路的全波整流動作在各半周期每個期間，根據(jù)用次級繞組N2A或N2B上被激勵的交變電壓電平對平滑電容器Co1進(jìn)行充電的動作，所以作為平滑電容器Co的兩端電壓，得到與次級繞組N2A、N2B的各自等倍相應(yīng)的有效值電平的直流電壓。該直流電壓，此時作為次級側(cè)直流輸出電壓Eo便向負(fù)載供給。
并且，作為倍壓整流電路的動作如下情況。
首先，在同步整流電路，在與用次級繞組N2B的激勵電壓進(jìn)行向平滑電容器Co1充電的半周期期間(MOS-FET Q3變成導(dǎo)通的期間)相對應(yīng)，在倍壓整流電路方面，就按[次級繞組N2A→(整流二極管D12→(平滑電容器Co1→((次級側(cè)地線)→(平滑電容器Co(負(fù)極→(正極)→(電感器Le→(次級繞組N2A]的路線流過整流電流。
并且，在同步整流電路中，在與用次級繞組N2A的激勵電壓向平滑電容器Co1充電的半周期期間(MOS-FET Q4變成導(dǎo)通的期間)相對應(yīng)，就按[次級繞組N2B→(整流二極管D11→(平滑電容器Co1→(次級側(cè)地線)→(平滑電容器Co(負(fù)極→(正極)→(電感器Le→(次級繞組N2B]的路線流動流整流電。
在此，對平滑電容器Co，通過用上述的同步整流電路的全波整流動作，發(fā)生著與次級繞組N2A或次級繞組N2B的等倍相對應(yīng)的兩端電壓(次級側(cè)直流輸出電壓Eo)。
據(jù)此看看作為上述倍壓整流電路的整流電流路線，對平滑電容器Co1的充電，就是在一開關(guān)周期的-個半周期，對次級繞組N2A上所激勵的交變電壓電平，以重疊平滑電容器Co的兩端電壓的狀態(tài)在進(jìn)行著。并且，同樣在另一個半周期，對在次級繞組N2B上所激勵的交變電壓電平，以重疊平滑電容器Co的兩端電壓的狀態(tài)在進(jìn)行著。即，就是對平滑電容器Co1，在開關(guān)周期的每半周期進(jìn)行對應(yīng)次級繞組N2A或次級繞組N2B的大約2倍電位的充電。
其結(jié)果，就平滑電容器Co1的兩端電壓而言，也就得到與次級繞組N2A或次級繞組N2B的大約2倍相對應(yīng)的直流電壓。即，得到倍壓整流動作。而且，平滑電容器Co1的兩端電壓也作為次級側(cè)直流輸出電壓Eo1供給負(fù)載。
進(jìn)而，從至此的說明可以理解，圖21中示出的次級側(cè)倍壓整流電路，就是對全波整流的同步整流電路結(jié)構(gòu)，設(shè)置按圖示的連接方式連接的整流電流D11、D12和平滑電容器Co1，同時其整流電流路線內(nèi)，要形成包括上述同步整流電路的平滑電容器Co。
按照上述的二次側(cè)結(jié)構(gòu)，就圖21示出的電源電路來說，是平滑電容器Co的兩端電壓，生成與次級繞組N2A、N2B的各兩端的電壓等倍相對應(yīng)電平的次級側(cè)直流輸出電壓Eo和，是平滑電容器Co1的兩端電壓，生成與次級繞組N2A、N2B的兩端電壓2倍相對應(yīng)電平的次級側(cè)直流輸出電壓Eo1，并且成為供給各自不同負(fù)載的結(jié)構(gòu)。而且，這些次級側(cè)直流輸出電壓Eo和次級側(cè)直流輸出電壓Eo1，根據(jù)共同的次級繞組的組(N2A、N2B)上所激勵的交變電壓而生成。換句話說，作為次級側(cè)整流電路，分配成為共同的次級繞組N2A、N2B的交變電壓為基礎(chǔ)的功率，進(jìn)行向多個負(fù)載供電。
如前面的圖1中說明過的那樣，在MOS-FET Q3、Q4的漏-源間，通過各漏-源間的靜電電容(coss)，在斷開時發(fā)生峰值電壓，這是作為次級繞組N2A、N2B的各兩端電壓中的峰值噪聲而加以測定。
在第3實(shí)施例的情況下，如上述那樣按照要從共同的一組次級繞組取出多數(shù)(2個)的負(fù)載供電(Eo，Eo1)的結(jié)構(gòu)，例如如圖1所示，和一組次級繞組只取出一個負(fù)載供電(Eo)的結(jié)構(gòu)的情況相比，降低并抑制了在次級繞組N2A、N2B產(chǎn)生的尖峰噪聲。
因此，作為圖21示出的電路，可以去掉圖1的電路具備的緩沖電路(Rs，Cs)。
一般而言，想要得到多個負(fù)載供電(次級側(cè)直流輸出電壓)的場合，如果把例如圖示出的電源電路當(dāng)作例子的話，就對絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT，纏繞次級繞組N2A，N2B以便另外添加次級繞組。而且，對該添加了的次級繞組要連接整流平滑電路。即，為了生成多種次級側(cè)直流輸出電壓，需要纏繞那個部分的次級繞組。
為此在第3實(shí)施例中，要以一組共同的次級側(cè)繞組上激勵的交變電壓為基礎(chǔ)得到至少2個次級側(cè)直流輸出電壓(Eo，Eo1)。即，成為多個次級側(cè)整流電路共有同組次級繞組的結(jié)構(gòu)，削減其部分次級繞組的零部件。
即，對同步整流電路組合倍壓整流電路的第3實(shí)施例的次級側(cè)結(jié)構(gòu)，以盡可能少的次級繞組組數(shù)的電路結(jié)構(gòu)給多個負(fù)載供電，和同時得到減低峰值噪聲的2個效果。
并且，在圖21示出的電源電路中，在次級繞組N2A、N2B的中心抽頭與平滑電容器Co的正極端子之間，串聯(lián)地插入電感器Le。其插入位置是全部次級側(cè)的整流電流共同地流過的路線。即，也成了按照作為同步整流電路的整流動作得到的每半周期連同的整流電流流動的路線，而且，成為按照作為倍壓整流電路的整流動作得到的每半周期連同的整流電流流的路線。
而且，采用這樣地向整流電流路線插入電感器Le的辦法，此時也防止整流電流的反向電流。
圖22表示按照上述結(jié)構(gòu)的圖21的電路各部動作波形。
進(jìn)而，即使該圖22，也表示交流輸入電壓VAC＝100V，負(fù)載功率Po＝100W的條件下的測定結(jié)果。
首先，在該圖22中，也表示開關(guān)器件Q2的兩端電壓V1、開關(guān)器件Q2的開關(guān)電流IDS2、初級側(cè)串聯(lián)諧振電流Io，然而此時作為初級側(cè)的結(jié)構(gòu)也是和在圖1示出的電路同樣，所以這些波形能得到和圖1的電路情況同樣的波形。
而且，就圖21示出的電路中次級繞組N2B的兩端電壓V2來說，可知沒有發(fā)生如前面的圖11示出的圖1電路情況那樣上升時的尖峰狀噪聲成分(峰值電壓)。這也如上述那樣，作為次級側(cè)整流電路，因?yàn)樵谌ㄕ鞯耐秸麟娐飞细郊恿吮秹赫麟娐返慕Y(jié)構(gòu)，隨著在MOS-FET Q3、Q4的漏-源間電壓發(fā)生的斷開時的峰值電壓被抑制了，也會降低兩端電壓V2的峰值電壓。
又，以該次級繞組N2B的兩端電壓V2為基礎(chǔ)而生成的柵-源間電壓VGS對MOS-FET Q4的驅(qū)動，和用圖11說明過的柵-源間電壓VGS4對MOS-FETQ4的驅(qū)動同樣。因此，在期間t1～t2，如圖示那樣正弦波狀的整流電流ID1為經(jīng)由電感器Le流到平滑電容器Co。
并且，這里雖然圖未示出，但是對于以次級繞組N2A的兩端電壓為基礎(chǔ)生成的柵-源間電壓對MOS-FET Q3的驅(qū)動定時而言，在動作波形的相位方面移動了180°，因此，等于流動期間t2～t3的正弦波狀的整流電流ID1。
這樣以來作為流到平滑電容器Co的整流電流ID1，沒有產(chǎn)生0電平繼續(xù)的區(qū)間，可以知道依照開關(guān)周期正在流動。即，按照該圖所示的整流電流ID1，作為用全波整流的同步整流電路，就是表示作為重負(fù)載控制開關(guān)頻率使其降低時也得到連續(xù)模式。
并且，在圖22中，也表示流到平滑電容器Co1的電流，即，流到次級側(cè)整流電路的倍壓整流電路一側(cè)的整流電流ID2。該整流電流ID2，在和整流電流ID1同步后的定時進(jìn)行流動。即，整流電流ID2在期間t1～t2流過整流二極管D11，并且在期間t2～t3流過整流二極管D12。并且，從該波形可知，整流電流ID2也按照連續(xù)模式流過整流二極管D11、D12。
并且，關(guān)于在圖22所示的這些整流電流ID1、ID2，也表示沒有流動負(fù)極性的反向電流。這樣以來之所以整流電流中沒有發(fā)生反向電流，也如上述那樣，是因?yàn)閷τ嘘P(guān)整流電流ID1、ID2成為共同的整流電流路線插入電感器Le。
進(jìn)而，第3實(shí)施例的情況也將電感器Le的電感，如上述一樣設(shè)定1.1μH左右，能夠防止發(fā)生對整流電流的反向電流。
并且，為了證實(shí)而說明一下，即使這種情況下輕負(fù)載時(Po＝25W時)的動作和圖1的電路情況同樣地成為連續(xù)模式。
這樣以來即使第3實(shí)施例，也和前面圖1的電路同樣采用設(shè)定絕緣轉(zhuǎn)換變壓器PIT各線圈的匝數(shù)和間隙長的辦法，使其磁通密度為規(guī)定以下，謀求擴(kuò)大重負(fù)載時的連續(xù)模式。因此，能達(dá)到減少重負(fù)載時成為不連續(xù)模式的無功功率。
并且，即使第3實(shí)施例，也通過插入整流電流路線的電感器Le，防止整流電流中所產(chǎn)生的反向電流的發(fā)生并謀求進(jìn)一步減少無功功率。而且，通過這樣地謀求減少無功功率而達(dá)到提高電源轉(zhuǎn)換效率。
并且，即使第3實(shí)施例也因?yàn)榫邆淞松鲜鲭姼衅鱈e，在負(fù)載功率Po變成規(guī)定以下(例如12.5W以下)的超輕負(fù)載時，其電感值直到峰值電平也沒有急劇地上升了，能防止反常振蕩動作并保證負(fù)載功率Po＝100W～0W為止穩(wěn)定動作。
并且，因?yàn)椴迦朐撾姼衅鱈e，即使第3實(shí)施例也能抑制在次級側(cè)直流輸出電壓Eo中所產(chǎn)生的高頻噪聲。
即，第3實(shí)施例的電感器Le是，如圖21所示對平滑電容器Co的正極端子與次級繞組N2的中心抽頭之間串聯(lián)地被插入，所以能抑制在次級側(cè)直流輸出電壓Eo產(chǎn)生的噪聲。
而且，此時也認(rèn)為上述電感器Le有前面圖16示出的特性，和第1實(shí)施例的情況同樣，這種高頻成分的抑制作用變得更加良好。這樣通過電感器Le能良好地抑制次級側(cè)直流輸出電壓Eo中產(chǎn)生的高頻噪聲，即使圖21的電路也能省略П型濾波器。
并且，第3實(shí)施例中，關(guān)于次級側(cè)整流電路，對全波整流的同步整流電路組合倍壓整流電路，消除作為同步整流電路整流器件的MOS-FET Q3、Q4的漏-源間所產(chǎn)生的峰值電壓(噪聲)。因此，能去掉在圖1示出的電源電路中具備的緩沖電路(Rs，Cs)。
在第3實(shí)施例的情況下，為了抑制峰值電壓結(jié)果是添加形成倍壓整流電路的整流二極管和平滑電容器。但是，此時，首先能用同步整流電路對次級繞組上所激勵的交變電壓生成等倍電平的次級側(cè)直流電壓供給負(fù)載，進(jìn)而，由倍壓整流電路，能時在次級繞組上所激勵的交變電壓生成大約2倍電平的次級側(cè)直流電壓相同地供給負(fù)載。并且，在同步整流電路和倍壓整流電路方面具備共用的次級繞組。
即，作為第3實(shí)施例，在需要對不同的多個負(fù)載進(jìn)行供電的情況下作為具備同步整流電路的電源電路，因?yàn)槭墙M合倍壓整流電路，所以，這方面，不可不利于附加形成倍壓整流電路用的整流二極管和平滑電容器。倒不如，可以說是作為向多個負(fù)載進(jìn)行供電的次級側(cè)整流電路結(jié)構(gòu)，能作成盡可能少的次級繞組的組數(shù)，同時能提供無須緩沖電路的結(jié)構(gòu)。
而且，本發(fā)明并不局限于到此為止說明過的電源電路結(jié)構(gòu)。
例如，適當(dāng)變更有關(guān)基于本發(fā)明的繞組電壓檢測方式的同步整流電路結(jié)構(gòu)細(xì)節(jié)也行。并且，例如IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)等作為初級側(cè)開關(guān)轉(zhuǎn)換器的開關(guān)器件，只要是他勵式可使用的器件，采用MOS-FET以外的器件也無妨。并且，前面說明過的各零件器件的定額等，根據(jù)實(shí)際的條件等加以變更也無妨。
并且，作為本發(fā)明，也可以認(rèn)為是具備自激式的電流諧振式轉(zhuǎn)換器而構(gòu)成的。此時，作為開關(guān)器件例如可選用雙極晶體管。進(jìn)而，也能應(yīng)用于全橋式耦合4管的開關(guān)器件的電流諧振式轉(zhuǎn)換器。
并且，即使輸入商用交流電源得到直流輸入電壓的整流電路，也可以考慮例如倍壓整流電路以外的結(jié)構(gòu)。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源電路，該開關(guān)電源電路包括對商用交流電源進(jìn)行整流平滑來生成直流輸入電壓的整流平滑部件；具有進(jìn)行開關(guān)以使上述直流輸入電壓斷續(xù)的開關(guān)器件而形成的開關(guān)部件；對上述開關(guān)器件進(jìn)行開關(guān)驅(qū)動的驅(qū)動部件；從初級側(cè)向次級側(cè)傳輸上述開關(guān)部件的開關(guān)輸出，并在初級側(cè)纏繞安裝初級繞組和在次級側(cè)至少纏繞安裝次級繞組的絕緣轉(zhuǎn)換變壓器；至少，通過上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的初級繞組的泄漏電感成分和本身電容形成用于使上述開關(guān)部件的動作成為諧振式的初級側(cè)諧振電路，連接到初級側(cè)的規(guī)定部位上的初級側(cè)諧振電容；通過對上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的次級繞組中感應(yīng)的交變電壓進(jìn)行整流并使整流電流向次級側(cè)平滑電容器充電，而得到次級側(cè)直流輸出電壓作為上述次級側(cè)平滑電容器的兩端電壓的、基于繞組電壓檢測方式的同步整流電路；和定電壓控制部件，該定電壓控制部件進(jìn)行控制，以便當(dāng)上述次級側(cè)直流輸出電壓的電平低時就降低上述開關(guān)部件的開關(guān)頻率，當(dāng)上述電平高時就提高上述開關(guān)頻率，據(jù)此來進(jìn)行有關(guān)上述次級側(cè)直流輸出電壓的定電壓控制；該開關(guān)電源電路其特征是上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的磁通密度設(shè)定在規(guī)定以下，即使上述開關(guān)頻率隨著上述定電壓控制部件的控制而降低到規(guī)定以下時，仍以連續(xù)模式維持流入上述同步整流電路的次級側(cè)整流電流；并且，上述同步整流電路包括具有對用于使整流電流向上述次級側(cè)平滑電容器充電的整流電流路線插入的管形狀的珠形磁心的電感元件，即，針對直到連接上述次級側(cè)直流輸出電壓的負(fù)載成為無負(fù)載的范圍，設(shè)定上述次級側(cè)整流電流的直流疊加特性以使該次級側(cè)整流電流以連續(xù)模式維持的電感元件。
2.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是上述電感元件至少根據(jù)上述珠形磁心的尺寸設(shè)定，來針對直到與上述次級側(cè)直流輸出電壓連接的負(fù)載成為無負(fù)載的范圍，設(shè)定上述次級側(cè)整流電流以連續(xù)模式維持的直接流疊加特性。
3.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是為了使上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的磁通密度為規(guī)定以下，把形成在絕緣轉(zhuǎn)換變壓器上的間隙長設(shè)定為規(guī)定以上，把初級側(cè)與次級側(cè)的耦合系數(shù)設(shè)定為規(guī)定以下。
4.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是為了使上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的磁通密度為規(guī)定以下，設(shè)定上述初級繞組和至少上述次級繞組的匝數(shù)，使得上述次級繞組的每1匝的感應(yīng)電壓電平為所需以下。
5.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是還包括利用對形成上述開關(guān)部件的開關(guān)器件之中至少一方的開關(guān)器件并聯(lián)連接的部分諧振電容器的電容和上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的初級繞組的泄漏電感成分而形成，在形成上述開關(guān)部件的開關(guān)器件斷開期間進(jìn)行部分電壓諧振動作的初級側(cè)部分電壓諧振電路。
6.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是纏繞安裝了使多條編織線平行排列成為帶狀的編織線帶作為上述次級繞組。
7.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是纏繞安裝了平編多條編織線后的平編線作為上述次級繞組。
8.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是上述同步整流電路作為對上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的次級繞組中感應(yīng)的交變電壓進(jìn)行全波整流的橋式整流電路，包括串聯(lián)連接在上述次級繞組的一個端部和次級側(cè)地線之間的第1場效應(yīng)晶體管；串聯(lián)連接在上述次級繞組的另一個端部和次級側(cè)地線之間的第2場效應(yīng)晶體管；對上述次級繞組，串聯(lián)連接在上述次級繞組的一個端部和次級側(cè)地線之間，以便成為與上述第1場效應(yīng)晶體管并聯(lián)的第3場效應(yīng)晶體管；對上述次級繞組，串聯(lián)連接在上述次級繞組的另一端部與次級側(cè)地線之間，以便成為與上述第2場效應(yīng)晶體管并聯(lián)的第4場效應(yīng)晶體管；卷起上述次級繞組的一個端部而形成的第1驅(qū)動線圈；卷起上述次級繞組另一個端部而形成的第2驅(qū)動線圈；與上述第1場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出上述第1驅(qū)動線圈上產(chǎn)生的電壓，并輸出用于使上述第1場效應(yīng)晶體管接通的柵極電壓的第1驅(qū)動電路；與上述第2場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出上述第2驅(qū)動線圈上產(chǎn)生的電壓，并輸出用于使上述第2場效應(yīng)晶體管接通的柵極電壓的第2驅(qū)動電路；與上述第3場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出上述第1驅(qū)動線圈上產(chǎn)生的電壓，并輸出用于使上述第3場效應(yīng)晶體管接通的柵極電壓的第3驅(qū)動電路；和與上述第4場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出上述第2驅(qū)動線圈上產(chǎn)生的電壓，并輸出用于使上述第4場效應(yīng)晶體管接通的柵極電壓的第4驅(qū)動電路；而且，對上述次級側(cè)平滑電容器的正極端子串聯(lián)連接上述電感元件而形成。
9.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是上述同步整流電路，作為對上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的次級繞組上感應(yīng)的交變電壓進(jìn)行全波整流，并用于得到與該交變電壓電平的規(guī)定倍相對應(yīng)的電平的上述次級側(cè)直流輸出電壓的倍壓整流電路，包括與上述次級繞組的一個端部串聯(lián)連接的第1場效應(yīng)晶體管；對上述次級繞組的一個端部串聯(lián)連接，以便成為與上述第1場效應(yīng)晶體管并聯(lián)的第2場效應(yīng)晶體管；由正極端子與上述第1場效應(yīng)晶體管連接、負(fù)極端子與上述次級繞組另一個端部側(cè)連接的第1次級側(cè)平滑電容器和負(fù)極端子與上述第2場效應(yīng)晶體管連接、正極端子與上述次級繞組另一個端部側(cè)連接的第2次級側(cè)平滑電容器形成的串聯(lián)連接電路；卷起上述次級繞組的一個端部而形成的第1驅(qū)動線圈；卷起上述次級繞組的另一個端部而形成的第2驅(qū)動線圈；與上述第1場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出上述第1驅(qū)動線圈上產(chǎn)生的電壓，并輸出用于接通上述第1場效應(yīng)晶體管的柵極電壓的第1驅(qū)動電路；和與上述第2場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出上述第2驅(qū)動線圈上產(chǎn)生的電壓，并輸出用于接通上述第2場效應(yīng)晶體管的棚極電壓的第2驅(qū)動電路；而且，在上述第1次級側(cè)平滑電容器和第2次級側(cè)平滑電容器的連接點(diǎn)與上述次級繞組的另一個端部之間插入上述電感元件而形成。
10.如權(quán)利要求9所述的開關(guān)電源電路，其特征是上述同步整流電路，作為對述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的次級繞組上感應(yīng)的交變電壓進(jìn)行全波整流，并用于得到與該交變電壓電平的規(guī)定倍相對應(yīng)的電平的上述次級側(cè)直流輸出電壓的倍壓整流電路，省略上述第1驅(qū)動線圈和上述第2驅(qū)動線圈，并且包括與上述第1場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出上述次級繞組上產(chǎn)生的電壓，并輸出用于接通上述第1場效應(yīng)晶體管的柵極電壓的第1驅(qū)動電路；和與上述第2場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出上述第2驅(qū)動線圈上產(chǎn)生的電壓，并輸出用于接通上述第2場效應(yīng)晶體管的柵極電壓的第2驅(qū)動電路；而且，分別與上述第1次級側(cè)平滑電容器并聯(lián)而連接第1二極管器件、與上述第2次級側(cè)平滑電容器并聯(lián)而連接第2二極管器件，并且與由上述第1次級側(cè)平滑電容器和第2次級側(cè)平滑電容器構(gòu)成的串聯(lián)連接電路并聯(lián)而連接第3次級側(cè)平滑電容器。
11.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征是上述同步整流電路具有第1次級側(cè)平滑電容器和第2次級側(cè)平滑電容器作為上述次級側(cè)平滑電容器，把上述絕緣轉(zhuǎn)換變壓器的次級繞組引出的中心抽頭的抽頭輸出連接到上述第1次級側(cè)平滑電容器的正極端子，并且具有串聯(lián)連接在上述次級繞組的沒有引出中心抽頭的一側(cè)的一個端部與次級側(cè)地線之間的第1場效應(yīng)晶體管；串聯(lián)連接在上述次級繞組的沒有引出中心抽頭的一側(cè)另一個端部與次級側(cè)地線之間的第2場效應(yīng)晶體管；與上述第1場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出在上述次級繞組上得到的電壓，并輸出用于接通上述第1場效應(yīng)晶體管的柵極電壓的第1驅(qū)動的電路；和與上述第2場效應(yīng)晶體管應(yīng)流過整流電流的半波期間相對應(yīng)，利用電阻器檢測出在上述次級繞組上得到的電壓，并輸出用于接通上述第2場效應(yīng)晶體管的柵極電壓的第2驅(qū)動的電路；在上述第1次級側(cè)平滑電容器的正極端子與上述次級繞組的中心抽頭之間插入上述電感元件，并且對上述同步整流電路組合倍壓整流電路；上述倍壓整流電路包括第1整流用二極管器件、第2整流用二極管器件和上述第2次級側(cè)平滑電容器，在上述次級繞組的沒有引出中心抽頭的一側(cè)的一個端部與上述第2次級側(cè)平滑電容器的正極端子之間連接上述第1整流用二極管器件，在上述次級繞組的沒有引出中心抽頭的一側(cè)的另一個端部與上述第2次級側(cè)平滑電容器的正極端子之間連接上述第2整流用二極管器件，將上述第2次級側(cè)平滑電容器的負(fù)極端子連接到次級側(cè)地線上而形成，據(jù)此得到次級側(cè)直流輸出電壓作為上述第2次級側(cè)平滑電容器的兩端電壓。
全文摘要
一種開關(guān)電源電路，在諧振型轉(zhuǎn)換器的次級側(cè)具有繞組電壓檢測方式的同步整流電路。而且，通過設(shè)定絕緣轉(zhuǎn)換變壓器(PIT)的耦合系數(shù)、和設(shè)定次級繞組的每1匝(T)的感應(yīng)電壓電平，使絕緣轉(zhuǎn)換變壓器(PIT)的磁束密度設(shè)定為規(guī)定以下，在重負(fù)載的條件下次級側(cè)整流電流也成為連續(xù)模式。進(jìn)而，通過在整流電流流到次級側(cè)平滑電容器(Co)的路線上串聯(lián)插入的電感器(Le)中產(chǎn)生的反電動勢，抑制在整流電流中產(chǎn)生的反電動勢，謀求進(jìn)一步減少無功功率，同時防止因設(shè)定該電感器(Le)的直流疊加特性而在超輕負(fù)載時例如(12.5W以下)的反常振蕩。作為具備同步整流電路的諧振型轉(zhuǎn)換器，能獲得高功率轉(zhuǎn)換效率、以及隨著電路簡化而縮小電路規(guī)模及低成本化這樣的效果。
文檔編號H01F38/08GK1607718SQ20041009518
公開日2005年4月20日 申請日期2004年9月29日 優(yōu)先權(quán)日2003年9月30日
發(fā)明者安村昌之 申請人:索尼株式會社