專利名稱：壓電變壓器的驅(qū)動方法和驅(qū)動電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及利用壓電振子的諧振現(xiàn)象改變交流電電壓的壓電變壓器的驅(qū)動方法和驅(qū)動電路。
背景技術(shù)：
壓電變壓器(固體變壓器，ソリツドフオ-マ)形成為通過利用壓電振子的諧振現(xiàn)象，輸入低電壓輸出高電壓(參照例如專利文獻(xiàn)1)。壓電變壓器其特點在于，與電磁式相比壓電振子的能量密度高。因此，能夠?qū)崿F(xiàn)小型化，可用于冷陰極管的點亮啟動、液晶背光照明的點亮啟動、小型AC適配器、小型高壓電源等用途。
圖8示出壓電變壓器，圖8[1]為立體圖，圖8[2]為側(cè)視圖，圖8[3]為等效電路圖。下面參照該附圖進(jìn)行說明。
壓電變壓器10在壓電振動體11上設(shè)置初級電極12、13和次級電極14，在厚度方向(箭頭15)上使初級側(cè)極化，在長度方向(箭頭16)上使次級側(cè)極化。初級電極12、13夾著壓電振動體11相向?qū)χ谩弘娬駝芋w11為長度L、寬度W、厚度t的板狀(長方體形狀)。壓電振動體11的長度方向從一端開始至L/2的寬度方向設(shè)置有初級電極12、13，另一端的厚度方向設(shè)置有次級電極14。壓電變壓器的初級側(cè)一旦有由長度尺寸確定的固有諧振頻率fr的電壓輸入的話，便因壓電變壓器的逆壓電效應(yīng)而在壓電變壓器上產(chǎn)生強烈的機械振動，利用該壓電效應(yīng)，在次級側(cè)輸出與上述振動相平衡的高電壓Vo。
壓電變壓器10驅(qū)動時的位移和應(yīng)力分布如圖8[2]所示，保持壓電振動體11的部位為波節(jié)部分，該波節(jié)部分在λ方式的情況下位于與兩端相距1/4長度的位置。壓電變壓器10在諧振頻率fr附近的等效電路可以如圖8[3]所示的那樣給出。
專利文獻(xiàn)1特開平8-32134號公報發(fā)明內(nèi)容圖9示出現(xiàn)有壓電變壓器的驅(qū)動電路，圖9[1]為功能框圖，圖9[2]為矩形波振蕩器的輸出波形。下面參照圖8和圖9進(jìn)行說明。
驅(qū)動電路90基本上由矩形波振蕩器91和低通濾波器92構(gòu)成。低通濾波器92通過去除矩形波振蕩器91所輸出的矩形波電壓中所含的高次諧波分量，將接近正弦波的波形加到壓電變壓器10上。
圖9[2]示出的矩形波(或者也可稱為方波)的傅里葉級數(shù)可用下式②給出。
(4Vp/π)[sinωt+(1/3)sin3ωt+(1/5)sin5ωt+…+{1/(2n+1)}sin(2n+1)ωt+…] …②由式②可知，由于去除矩形波所含基波以外的高次諧波，所以低通濾波器92的截止頻率通常設(shè)定為3次高次諧波。這樣，由于需要設(shè)定為相對較低的截止頻率，因而必須加大低通濾波器92的電感。但電感大的電感器其問題在于，尺寸大、重量重，而且價格高。
另外，根據(jù)式②用(4Vp/π)sinωt表示基波。因此，為了使基波振幅可變，需要用以使電壓Vp可變的DC-DC變換器，所以構(gòu)成變得復(fù)雜。
因而，本發(fā)明其目的在于，提供一種可以使低通濾波器的電感減小，并且可以不用DC-DC變換器便使基波振幅可變的壓電變壓器的驅(qū)動方法和驅(qū)動電路。
本發(fā)明涉及的壓電變壓器的驅(qū)動方法，為將不連續(xù)的矩形波電壓加到壓電變壓器的初級電極上這種驅(qū)動方法。本發(fā)明涉及的壓電變壓器的驅(qū)動電路，為具有不連續(xù)矩形波振蕩器這種驅(qū)動電路，該不連續(xù)矩形波振蕩器輸出用于加到壓電變壓器的初級電極上的不連續(xù)的矩形波電壓。
而且，這里所用的不連續(xù)的矩形波具有以下[1]～[3]特征。[1]由電位V0、高于電位V0的電位VH、以及低于電位V0的電位VL所組成。[2]令一個周期為T，從某一時間0開始至?xí)r間φ為電位V0；從時間φ開始至?xí)r間(T/6-φ)為電位VH；從時間(T/6-φ)開始至?xí)r間(T/3+φ)為電位V0；從時間(T/3+φ)開始至?xí)r間(T/2-φ)為電位VL；從時間(T/2-φ)開始至?xí)r間(T/2+φ)為電位V0；從時間(T/2+φ)開始至?xí)r間(2T/3-φ)為電位VL；從時間(2T/3-φ)開始至?xí)r間(5T/6+φ)為電位V0；從時間(5T/6+φ)開始至?xí)r間(T-φ)為電位VH；以及從時間(T-φ)開始至?xí)r間T為電位V0。[3]相位差φ為0≤φ≤T/12。
這里所用的不連續(xù)的矩形波優(yōu)選的是具有以下[1]～[3]特征。[1]由電位0、高于電位0一固定電壓的電位+1、以及低于電位0固定電壓的電位-1所組成。[2]令一個周期為T，從某一時間0開始至?xí)r間φ為電位0；從時間φ開始至?xí)r間(T/6-φ)為電位+1；從時間(T/6-φ)開始至?xí)r間(T/3+φ)為電位0；從時間(T/3+φ)開始至?xí)r間(T/2-φ)為電位-1；從時間(T/2-φ)開始至?xí)r間(T/2+φ)為電位0；從時間(T/2+φ)開始至?xí)r間(2T/3-φ)為電位-1；從時間(2T/3-φ)開始至?xí)r間(5T/6+φ)為電位0；從時間(5T/6+φ)開始至?xí)r間(T-φ)為電位+1；以及從時間(T-φ)開始至?xí)r間T為電位0。[3]相位差φ為0≤φ≤T/12。
從上述式②可知，令基波的系數(shù)為1，矩形波(現(xiàn)有技術(shù))便由基波+(1/3)3次高次諧波+(1/5)5次高次諧波+…所構(gòu)成。具體來說，矩形波中，其高次諧波中也是3次高次諧波所占的比例最大，所以需要將3次高次諧波作為截止頻率的低通濾波器。
與此相反，不連續(xù)的矩形波(本發(fā)明)如后文所述，不含3次高次諧波，所以可以減小低通濾波器的電感。舉例來說，低通濾波器的電感由于將5次高次諧波作為截止頻率，所以足以敷用。而且，如后文所述，可通過改變相位差來使基波振幅改變，所以不需要DC-DC變換器。另外，令基波的系數(shù)為1，φ為0時的不連續(xù)的矩形波由基波+(-1/5)5次高次諧波+(1/7)7次高次諧波+…所構(gòu)成。


圖1示出本發(fā)明涉及的壓電變壓器的驅(qū)動電路的一實施方式，圖1[1]為功能框圖，圖1[2]為不連續(xù)矩形波振蕩器的輸出波形。
圖2為示出圖1的驅(qū)動電路中相位差和基波系數(shù)兩者間關(guān)系的曲線圖。
圖3為示出矩形波(現(xiàn)有技術(shù))和不連續(xù)矩形波(本發(fā)明)的高次諧波分量的曲線圖。
圖4為示出圖1的驅(qū)動電路中一例振蕩單元的電路圖。
圖5為示出圖4的振蕩單元的各輸出信號的時間圖(之一)。
圖6為示出圖4的振蕩單元的各輸出信號的時間圖(之二)。
圖7為示出圖1的驅(qū)動電路中一例驅(qū)動單元的電路圖。
圖8示出壓電變壓器，圖8[1]為立體圖，圖8[2]為側(cè)視圖，圖8[3]為等效電路圖。
圖9示出現(xiàn)有的壓電變壓器的驅(qū)動電路，圖9[1]為功能框圖，圖9[2]為矩形波振蕩器的輸出波形。
具體實施例方式
下面參照附圖就本發(fā)明涉及的壓電變壓器的驅(qū)動方法和驅(qū)動電路說明其實施方式。其中，本發(fā)明涉及的驅(qū)動方法用于本發(fā)明涉及的驅(qū)動電路，因而在說明中同時說明本發(fā)明涉及的驅(qū)動電路的實施方式。
圖1示出本發(fā)明涉及的壓電變壓器的驅(qū)動電路的一實施方式，圖1[1]為功能框圖，圖1[2]為不連續(xù)矩形波振蕩器的輸出波形。圖2為示出圖1的驅(qū)動電路中相位差和基波系數(shù)兩者間關(guān)系的曲線圖。圖3為示出矩形波(現(xiàn)有技術(shù))和不連續(xù)矩形波(本發(fā)明)的高次諧波分量的曲線圖。下面依據(jù)圖1至圖3進(jìn)行說明。另外，就壓電變壓器來說，與現(xiàn)有技術(shù)相同，故其說明省略。
如圖1[1]所示，本實施方式的驅(qū)動電路20由不連續(xù)矩形波振蕩器21和低通濾波器22所構(gòu)成。低通濾波器22設(shè)于矩形波振蕩器21和壓電變壓器10兩者之間，通過去除不連續(xù)矩形波振蕩器21所輸出的不連續(xù)矩形波電壓中所含的高次諧波分量，從而將接近正弦波的波形加到壓電變壓器10上。另外，不連續(xù)矩形波振蕩器21包括輸出不連續(xù)的矩形波生成信號的振蕩單元(圖4)；以及將基于該不連續(xù)的矩形波生成信號的由不連續(xù)的矩形波所組成的電壓加到壓電變壓器10的初級電極上的驅(qū)動單元(圖7)。
本發(fā)明涉及的壓電變壓器的驅(qū)動方法，作為基本構(gòu)成，其特征在于，在脈沖生成步驟，以雙峰形狀的矩形脈沖100a、100b、101d、101e為單位，通過使其極性交替來生成基波的驅(qū)動脈沖，然后，在電壓外加步驟，將基于上述脈沖生成步驟所生成的上述基波的驅(qū)動脈沖的電壓加到壓電變壓器10的初級電極上。另外，也可以通過改變對于上述基波的相位差(φ)，來生成振幅改變的上述驅(qū)動脈沖。另外，也可以對上述驅(qū)動脈沖中所含的5次及以上高次諧波的頻率分量進(jìn)行濾波。
實施上述本發(fā)明涉及的壓電變壓器的驅(qū)動方法用的壓電變壓器的驅(qū)動電路，具有振蕩單元(圖4)和驅(qū)動單元(圖7)。
上述振蕩單元(圖4)如圖1[2]所示，以雙峰形狀的矩形脈沖100a、100b和101d、101e為單位，通過使其極性交替來生成基波的驅(qū)動脈沖。另外，上述振蕩單元(圖4)具有通過改變對于上述基波的相位差(φ)來生成振幅改變的上述驅(qū)動脈沖的功能。
現(xiàn)參照圖1[2]說明構(gòu)成基波的驅(qū)動脈沖的雙峰狀矩形脈沖100a、100b和101d、101e。矩形脈沖100a、100b、101d、101e呈雙峰形狀，矩形脈沖100a、100b和矩形脈沖101d、101e其極性不同。具體來說，矩形脈沖100a、100b示出的極性為正，矩形脈沖101d、101e示出的極性為負(fù)。其中之一雙峰狀矩形脈沖100a、100b其電壓值為+Vp，雙峰狀矩形脈沖100a、100b兩者間的矩形脈沖100c其電壓值為0。其中另一雙峰狀矩形脈沖101d、101e其電壓值為-Vp，雙峰狀矩形脈沖101d、101e兩者間的矩形脈沖100f其電壓值為0。
上述驅(qū)動單元(圖7)將基于上述振蕩單元(圖4)所生成的上述基波的驅(qū)動脈沖的電壓加到壓電變壓器10的初級電極上。另外，還可以具有對上述驅(qū)動脈沖中所含的5次及以上高次諧波的頻率分量進(jìn)行濾波的低通濾波器22。
進(jìn)一步對作為不連續(xù)矩形波的上述驅(qū)動脈沖進(jìn)行詳細(xì)說明。如圖1[2]所示，這里所用的不連續(xù)的矩形波(驅(qū)動脈沖)具有以下[1]～[3]特征點。[1]由電位Vp、0、-Vp組成。[2]令一個周期為T，從某一時間0開始至?xí)r間φ為電位0；從時間φ開始至?xí)r間(T/6-φ)為電位Vp；從時間(T/6-φ)開始至?xí)r間(T/3+φ)為電位0；從時間(T/3+φ)開始至?xí)r間(T/2-φ)為電位-Vp；從時間(T/2-φ)開始至?xí)r間(T/2+φ)為電位0；從時間(T/2+φ)開始至?xí)r間(2T/3-φ)為電位-Vp；從時間(2T/3-φ)開始至?xí)r間(5T/6+φ)為電位0；從時間(5T/6+φ)開始至?xí)r間(T-φ)為電位Vp；以及從時間(T-φ)開始至?xí)r間T為電位0。[3]φ為0≤φ≤T/12。這樣，驅(qū)動電路20便利用本發(fā)明涉及的驅(qū)動方法。
下面將圖1[2]所示的不連續(xù)矩形波作為時間t的函數(shù)y(t)，并將其展開為傅里葉級數(shù)。ω＝2π/T，y(t)可以由下面式(1)給出。
y(t)=b0+Σn=1∞bncosnωt+Σn=1∞ansinnωt...(1)]]>這里，如圖1[2]所示，由于y(t+T/2)＝-y(t)成立，因而y(t)為對稱波。所以，b0為0，n僅為奇數(shù)，積分從0至T/2。而由于y(t)＝-y(t)成立，因而y(t)為偶函數(shù)，所以式(1)中sin項不存在。即an為0。
所以，y(t)可用下面式(2)給出。
y(t)=Σn=1∞bncosnωt...(2)]]>下面求得式(2)中的系數(shù)bn。
bn=2/π∫0T/2y(t)cosnωtdt]]>=2/π(∫φπ/3-φVpcosnωtdt-∫2π/3+φπ-φVpcosnωt dt)]]>=2Vp/(nπ)([sinωt]Φn/3-Φ-[sinωt]2n/3+φn-φ)]]>=2Vp/(nπ){sin(nπ/3-nφ)-sinnφ-sin(nπ-nφ)+sin(2nπ/3+nφ)}...(3)]]>從式(3)可如下導(dǎo)出b1、b3、b5、…。
b1＝2Vp/π{sin(π/3-φ)-sinφ-sin(π-φ)+sin(2π/3+φ)}＝4Vp/π{sin(π/3-φ)-sinφ} …(4)∵sin(π-φ)＝sinφ，
sin(2π/3+φ)＝sin{π-(π/3-φ)}＝sin(π/3-φ)b3＝2Vp/(3π){sin(π-3φ)-sin3φ-sin(3π-3φ)+sin(2π+3φ)}＝2Vp/(3π){sin3φ-sin3φ-sin3φ+sin3φ}＝0…(5)b5＝2Vp/(5π){sin(5π/3-5φ)-sin5φ-sin(5π-5φ)+sin(10π/3+5φ)}＝2Vp/(5π)[sin{π-(-2π/3+5φ)}-sin5φ-sin(5π-5φ)+sin{π-(-π/3-5φ)}]＝2Vp/(5π){sin(-2π/3+5φ)-2sin5φ+sin(-π/3-5φ)}＝4Vp/(5π){sin(-π/2)cos(-π/6-5φ)-2sin5φ}＝-4Vp/(5π){cos(π/6+5φ)-2sin5φ}…(6)通過將式(3)～式(6)代入式(2)，則成為式(7)。
y(t)=Σn=1∞bncosnωt]]>=4Vp/π{sin(π/3-φ)-sinφ}cosωt-4Vp/(5π){cos(π/6+5φ)-]]>2sin5φ}cos5ωt+...]]>=Vp/π[4{sin(π/3-φ)-sinφ}cosωt-4/5{cos(π/6+5φ)2sin5]]>φ}cos5ωt+......(7)]]>從該式(7)可知，y(t)的高次諧波分量與φ值無關(guān)，通常不含3次高次諧波，而由5次及以上高次諧波所組成。所以，只要將低通濾波器22的截止頻率設(shè)定為5次高次諧波便足夠。這樣，便可設(shè)定為相對較高的截止頻率，所以低通濾波器22的電感可以減小。因此，可以使用小、輕、且成本低的器件作為電感器。根據(jù)情況也可省略低通濾波器22本身。此時，驅(qū)動電路20便可僅由不連續(xù)矩形波振蕩器21即振蕩單元(圖4)和驅(qū)動單元(圖7)構(gòu)成。
另外，從式(4)可知，可通過改變相位差φ來改變基波系數(shù)b1(即振幅)，所以并不需要使電壓Vp可變的DC-DC變換器。相位差φ和系數(shù)b1兩者間的關(guān)系根據(jù)式(4)可以由下面式(8)給出。
b1＝4Vp/π{sin(π/3-φ)-sinφ}＝4Vp/π{2cos(π/6)sin(π/6-φ)}=(43Vp/π)sin(π/6-φ)...(8)]]>圖2示出式(8)的關(guān)系。從圖2可知，相位差φ在0至π/6的范圍，基波的系數(shù)b1基本上按直線隨著相位差φ的增加而減少。另外，圖2中，下面的直線按式(9)給出作為對比用。
b′1=(123Vp/π2)(π/6-φ)...(9)]]>另外，φ＝0時，根據(jù)式(7)可以按式①給出。
y(t)＝Vp/π[4{sinπ/3-sin0}cosωt-4/5{cosπ/6-2sin0}cos5ωt+…=Vp/π[23cosωt-23/5cos5ωt+...]]]>=(23Vp/π)[cosωt-(1/5)cos5ωt+(1/7)cos7ωt+...+(1/11)cos11ωt+...]]]>...①這時，基波的系數(shù)b1為最大值 圖3中就該式①給出的不連續(xù)矩形波和前述式②給出的矩形波來示出高次諧波分量。
圖4為示出圖1的驅(qū)動電路中一例振蕩單元的電路圖。下面參照該附圖進(jìn)行說明。另外，所謂“H電平”為高電平，即高電壓電平(VDD)，所謂“L電平”為低電平，即低電壓電平(0)。
振蕩單元30由三角波發(fā)生電路31、可變電阻器32、反相放大器33、比較器34a、34b、反相器35a、35b、環(huán)形計數(shù)器361～364、微分電路371a～374b、或門381～384、RSS-FF(觸發(fā)器)39a、39b等所組成，輸出不連續(xù)矩形波生成信號V+、V-。
三角波發(fā)生電路31由例如矩形波振蕩器和積分電路所構(gòu)成，將三角波電壓Vt1輸出給反相放大器33和比較器34a的+輸入端子?？勺冸娮杵?2為例如所說的“電位器”。為電位器的情況下，通過手動轉(zhuǎn)動旋鈕，可以設(shè)定為任意的電阻值。而且，與該電阻值對應(yīng)的電壓作為基準(zhǔn)電壓Vr輸出給比較器34a、34b的一輸入端子。反相放大器33由運算放大器331和電阻器332、333組成，將三角波電壓Vt1反相作為三角波電壓Vt2輸出給比較器34b的+輸入端子。
比較器34a將三角波電壓Vt1和基準(zhǔn)電壓Vr兩者進(jìn)行比較，在Vr≤Vt1時輸出H電平信號，在Vr＞Vt1時輸出L電平信號。比較器34b將三角波電壓Vt2和基準(zhǔn)電壓Vr兩者進(jìn)行比較，在Vr≤Vt2時輸出H電平信號，在Vr＞Vt2時輸出L電平信號。比較器34a的輸出信號依然為時鐘脈沖CP1，同時由反相器35a反相為時鐘脈沖CP2。同樣，比較器34b的輸出信號依然為時鐘脈沖CP3，同時由反相器35b反相為時鐘脈沖CP4。
環(huán)形計數(shù)器361具有輸入時鐘脈沖CP1的輸入端子CLK1、以及每輸入時鐘脈沖CP1-次便依次重復(fù)輸出H電平的3個輸出端子Q11～Q13。環(huán)形計數(shù)器362～364的構(gòu)成也與環(huán)形計數(shù)器361相類似。另外，環(huán)形計數(shù)器361～364設(shè)置有取得同步(或設(shè)定初始值)用的復(fù)位端子(未圖示)。微分電路371a～374b由例如電容器和電阻器所組成，將環(huán)形計數(shù)器361～364的輸出信號變換為窄脈沖寬度的觸發(fā)信號，輸出給或門381～384。
或門381的輸入端子與環(huán)形計數(shù)器361的輸出端子Q11和環(huán)形計數(shù)器363的輸出端子Q31連接，或門382的輸入端子與環(huán)形計數(shù)器362的輸出端子Q21和環(huán)形計數(shù)器364的輸出端子Q41連接，或門383的輸入端子與環(huán)形計數(shù)器361的輸出端子Q13和環(huán)形計數(shù)器363的輸出端子Q32連接，或門384的輸入端子與環(huán)形計數(shù)器362的輸出端子Q23和環(huán)形計數(shù)器364的輸出端子Q42連接。
RSS-FF 39a具有與或門381的輸出端子連接的置位用輸入端子Sa、與或門382的輸出端子連接的復(fù)位用輸入端子Ra、以及輸出不連續(xù)矩形波生成信號V+的輸出端子Qa。RSS-FF 39b具有與或門383的輸出端子連接的置位用輸入端子Sb、與或門384的輸出端子連接的復(fù)位用輸入端子Rb、以及輸出不連續(xù)矩形波生成信號V-的輸出端子Qb。另外，通常RSS-FF中禁止置位輸入S和復(fù)位輸入R同時為“1”。與此不同，RSS-FF中置位輸入S和復(fù)位輸入R同時為“1”的話，使置位輸入S優(yōu)先并輸出“1”。
圖5和圖6為示出圖4的振蕩單元中各輸出信號的時間圖。下面參照圖4至圖6說明振蕩單元的動作。
將電源電壓VDD加到可變電阻器32上，基準(zhǔn)電壓Vr可設(shè)定為從VDD/2變化至VDD。另一方面，三角波電壓Vt1設(shè)定為以T/3為一個周期，并從最小值0開始至最大值VDD按周期重復(fù)。所以，與基準(zhǔn)電壓Vr從VDD/2變化至VDD相對應(yīng)，時鐘脈沖CP1～CP4的脈沖寬度從T/6變化至0。也就是說，相位差φ從T/12變化至0。
環(huán)形計數(shù)器361～364和RSS-FF 39a、39b進(jìn)行正沿動作。首先，環(huán)形計數(shù)器361中，一旦從輸入端子CLK1連續(xù)輸入時鐘脈沖CP1，便從輸出端子Q11～Q13依次重復(fù)輸出H電平信號。環(huán)形計數(shù)器362中，一旦從輸入端子CLK2連續(xù)輸入時鐘脈沖CP2，便從輸出端子Q21～Q23依次重復(fù)輸出H電平信號。環(huán)形計數(shù)器363中，一旦從輸入端子CLK3連續(xù)輸入時鐘脈沖CP3，便從輸出端子Q31～Q33依次重復(fù)輸出H電平信號。環(huán)形計數(shù)器364中，一旦從輸入端子CLK4連續(xù)輸入時鐘脈沖CP4，便從輸出端子Q41～Q43依次重復(fù)輸出H電平信號。
RSS-FF 39a，從輸出端子Q11輸出H電平信號起、至從輸出端子Q21輸出H電平信號的期間，和從輸出端子Q31輸出H電平信號起、至從輸出端子Q41輸出H電平信號的期間，輸出H電平的不連續(xù)矩形波生成信號V+。RSS-FF 39b，從輸出端子Q32輸出H電平信號起、至從輸出端子Q42輸出H電平信號的期間，和從輸出端子Q13輸出H電平信號起、至從輸出端子Q23輸出H電平信號的期間，輸出H電平的不連續(xù)矩形波生成信號V-。
另外，相位差φ＝0時，RSS-FF 39a中，置位用輸入端子Sa和復(fù)位用輸入端子Ra兩者便同時輸入H電平信號。此時，RSS-FF 39a通過使置位用輸入端子Sa的H電平信號優(yōu)先，來輸出H電平的不連續(xù)矩形波生成信號V+，所以相鄰的兩個H電平的不連續(xù)矩形波生成信號V+不再分開而成為一個。RSS-FF 39b的動作也照此進(jìn)行。
圖7為示出圖1的驅(qū)動電路中一例驅(qū)動單元的電路圖。下面參照該圖進(jìn)行說明。
本實施方式的驅(qū)動單元40由P溝道功率MOS晶體管41、42和N溝道功率MOS晶體管43、44的所謂H型橋式電路所組成，根據(jù)不連續(xù)矩形波生成信號V+、V-，將不連續(xù)矩形波電壓Vs加到壓電變壓器10的初級電極12、13上。驅(qū)動單元40和壓電變壓器10兩者之間接入有由電感器23所組成的低通濾波器22。壓電變壓器10的輸出側(cè)連接有負(fù)載50。
晶體管41、43的控制極上加有不連續(xù)矩形波生成信號V+，而晶體管42、44的控制極上加有不連續(xù)矩形波生成信號V-。因此，不連續(xù)矩形波生成信號V+為H電平時晶體管41截止而晶體管43導(dǎo)通，反之，不連續(xù)矩形波生成信號V+為L電平時晶體管41導(dǎo)通而晶體管43截止。同樣，不連續(xù)矩形波生成信號V-為H電平時晶體管42截止而晶體管44導(dǎo)通，反之，不連續(xù)矩形波生成信號V-為L電平時晶體管42導(dǎo)通而晶體管44截止。
因此，當(dāng)不連續(xù)矩形波生成信號V+、V-兩者均為L電平時，晶體管43、44都截止，所以加到初級電極12、13上的電壓為0。當(dāng)不連續(xù)矩形波生成信號V+為H電平而不連續(xù)矩形波生成信號V-為L電平時，晶體管42、43導(dǎo)通而晶體管41、44截止，所以加到初級電極12、13上的電壓為Vp。反之，當(dāng)不連續(xù)矩形波生成信號V+為L電平而不連續(xù)矩形波生成信號V-為H電平時，晶體管42、43截止而晶體管41、44導(dǎo)通，所以加到初級電極12、13上的電壓為-Vp。因而，基于不連續(xù)矩形波生成信號V+、V-、加到初級電極12、13上的電壓便成為如圖6所示的不連續(xù)矩形波電壓Vs。
另外不用說，本發(fā)明不限于上述實施方式。舉例來說，振蕩單元和驅(qū)動單元也可以形成為其他電路構(gòu)成。
(工業(yè)實用性)利用本發(fā)明涉及的壓電變壓器的驅(qū)動方法和驅(qū)動電路，可以通過將特定的不連續(xù)矩形波電壓加到壓電變壓器的初級電極上，來消除輸出給壓電變壓器的3次高次諧波，所以能夠?qū)崿F(xiàn)低通濾波器的小型化，減輕重量，降低成本，或簡化構(gòu)成。而且，通過使不連續(xù)矩形波的相位差φ可變來改變基波振幅，所以可以不要DC-DC變換器。也就是說，可以在減小低通濾波器的電感的同時，不用DC-DC變換器便可改變基波的振幅。
權(quán)利要求
1.一種壓電變壓器的驅(qū)動方法，將由電位V0、高于該電位V0的電位VH、以及低于所述電位V0的電位VL所組成的不連續(xù)的矩形波電壓加到壓電變壓器的初級電極上，其特征在于，令一個周期為T，所述不連續(xù)的矩形波具有下列構(gòu)成從某一時間0開始至?xí)r間φ為所述電位V0；從時間φ開始至?xí)r間(T/6-φ)為所述電位VH；從時間(T/6-φ)開始至?xí)r間(T/3+φ)為所述電位V0；從時間(T/3+φ)開始至?xí)r間(T/2-φ)為所述電位VL；從時間(T/2-φ)開始至?xí)r間(T/2+φ)為所述電位V0；從時間(T/2+φ)開始至?xí)r間(2T/3-φ)為所述電位VL；從時間(2T/3-φ)開始至?xí)r間(5T/6+φ)為所述電位V0；從時間(5T/6+φ)開始至?xí)r間(T-φ)為所述電位VH以及從時間(T-φ)開始至?xí)r間T為所述電位V0，所述相位差φ為0≤φ≤T/12。
2.一種壓電變壓器的驅(qū)動方法，將由電位0、高于該電位0一固定電壓的電位+1、以及低于所述電位0所述固定電壓的電位-1所組成的不連續(xù)的矩形波電壓加到壓電變壓器的初級電極上，其特征在于，令一個周期為T，所述不連續(xù)的矩形波具有下列構(gòu)成從某一時間0開始至?xí)r間φ為所述電位0；從時間φ開始至?xí)r間(T/6-φ)為所述電位+1；從時間(T/6-φ)開始至?xí)r間(T/3+φ)為所述電位0；從時間(T/3+φ)開始至?xí)r間(T/2-φ)為所述電位-1；從時間(T/2-φ)開始至?xí)r間(T/2+φ)為所述電位0；從時間(T/2+φ)開始至?xí)r間(2T/3-φ)為所述電位-1；從時間(2T/3-φ)開始至?xí)r間(5T/6+φ)為所述電位0；從時間(5T/6+φ)開始至?xí)r間(T-φ)為所述電位+1；以及從時間(T-φ)開始至?xí)r間T為所述電位0，所述相位差φ為0≤φ≤T/12。
3.如權(quán)利要求1所述的壓電變壓器的驅(qū)動方法，其特征在于，通過利用低通濾波器去除所述不連續(xù)的矩形波中所含的5次及以上高次諧波的頻率分量，加到所述壓電變壓器的初級電極上。
4.如權(quán)利要求2所述的壓電變壓器的驅(qū)動方法，其特征在于，通過利用低通濾波器去除所述不連續(xù)的矩形波中所含的5次及以上高次諧波的頻率分量，加到所述壓電變壓器的初級電極上。
5.一種壓電變壓器的驅(qū)動電路，其特征在于，包括一不連續(xù)矩形波振蕩器，其輸出用于加到壓電變壓器的初級電極上的不連續(xù)的矩形波電壓，所述不連續(xù)的矩形波由電位V0、高于該電位V0的電位VH、以及低于所述電位V0的電位VL所組成，同時令一個周期為T，具有下列構(gòu)成從某一時間0開始至?xí)r間φ為所述電位V0；從時間φ開始至?xí)r間(T/6-φ)為所述電位VH；從時間(T/6-φ)開始至?xí)r間(T/3+φ)為所述電位V0；從時間(T/3+φ)開始至?xí)r間(T/2-φ)為所述電位VL；從時間(T/2-φ)開始至?xí)r間(T/2+φ)為所述電位V0；從時間(T/2+φ)開始至?xí)r間(2T/3-φ)為所述電位VL；從時間(2T/3-φ)開始至?xí)r間(5T/6+φ)為所述電位V0；從時間(5T/6+φ)開始至?xí)r間(T-φ)為所述電位VH；以及從時間(T-φ)開始至?xí)r間T為所述電位V0，所述相位差φ為0≤φ≤T/12。
6.一種壓電變壓器的驅(qū)動電路，其特征在于，包括一不連續(xù)矩形波振蕩器，其輸出用于加到壓電變壓器的初級電極上的不連續(xù)的矩形波電壓，所述不連續(xù)的矩形波由電位0、高于該電位0一固定電壓的電位+1、以及低于所述電位0所述固定電壓的電位-1所組成，同時令一個周期為T，具有下列構(gòu)成從某一時間0開始至?xí)r間φ為所述電位0；從時間φ開始至?xí)r間(T/6-φ)為所述電位+1；從時間(T/6-φ)開始至?xí)r間(T/3+φ)為所述電位0；從時間(T/3+φ)開始至?xí)r間(T/2-φ)為所述電位-1；從時間(T/2-φ)開始至?xí)r間(T/2+φ)為所述電位0；從時間(T/2+φ)開始至?xí)r間(2T/3-φ)為所述電位-1；從時間(2T/3-φ)開始至?xí)r間(5T/6+φ)為所述電位0；從時間(5T/6+φ)開始至?xí)r間(T-φ)為所述電位+1；以及從時間(T-φ)開始至?xí)r間T為所述電位0，所述相位差φ為0≤φ≤T/12。
7.如權(quán)利要求5所述的壓電變壓器的驅(qū)動電路，其特征在于，還包括一低通濾波器，其設(shè)置在所述矩形波振蕩器和所述壓電變壓器兩者之間，通過去除該矩形波振蕩器輸出的不連續(xù)矩形波中所含的5次及以上高次諧波的頻率分量，輸出給該壓電變壓器。
8.如權(quán)利要求6所述的壓電變壓器的驅(qū)動電路，其特征在于，還包括一低通濾波器，其設(shè)置在所述矩形波振蕩器和所述壓電變壓器兩者之間，通過去除該矩形波振蕩器輸出的不連續(xù)矩形波中所含的5次及以上高次諧波的頻率分量，輸出給該壓電變壓器。
9.一種壓電變壓器的驅(qū)動方法，其特征在于，包括以雙峰形狀的矩形脈沖為單位，通過使其極性交替來生成基波的驅(qū)動脈沖的脈沖生成步驟；以及將基于所述脈沖生成步驟所生成的所述基波的驅(qū)動脈沖的電壓加到壓電變壓器的初級電極上的電壓外加步驟。
10.如權(quán)利要求9所述的壓電變壓器的驅(qū)動方法，其特征在于，通過改變對于所述基波的相位差，來生成振幅改變的所述驅(qū)動脈沖。
11.如權(quán)利要求9所述的壓電變壓器的驅(qū)動方法，其特征在于，對所述驅(qū)動脈沖中所含的5次及以上高次諧波的頻率分量進(jìn)行濾波。
12.一種壓電變壓器的驅(qū)動電路，其特征在于，具有振蕩單元和驅(qū)動單元，所述振蕩單元以雙峰形狀的矩形脈沖為單位，通過使其極性交替來生成基波的驅(qū)動脈沖，所述驅(qū)動單元將基于所述振蕩單元所生成的所述基波的驅(qū)動脈沖的電壓加到壓電變壓器的初級電極上。
13.如權(quán)利要求12所述的壓電變壓器的驅(qū)動電路，其特征在于，所述振蕩單元具有通過改變對于所述基波的相位差來生成振幅改變的所述驅(qū)動脈沖這種功能。
14.如權(quán)利要求12所述的壓電變壓器的驅(qū)動電路，其特征在于，對所述驅(qū)動脈沖中所含的5次及以上高次諧波的頻率分量進(jìn)行濾波。
全文摘要
本發(fā)明的驅(qū)動電路由不連續(xù)矩形波振蕩器和低通濾波器所構(gòu)成。其中所用的不連續(xù)的矩形波由電壓Vp、0、－Vp所組成，令一個周期為T，具有下列構(gòu)成從某一時間0至?xí)r間φ為電位0、從時間φ至?xí)r間(T/6－φ)為電壓Vp、從時間(T/6－φ)至?xí)r間(T/3+φ)為電位0、…。該不連續(xù)波形中不含3次高次諧波，因而可以使低通濾波器的電感減小。其結(jié)果，還可以省去低通濾波器。而且，還可以通過改變相位差φ，來改變基波振幅。
文檔編號H01L41/107GK1799185SQ20048001482
公開日2006年7月5日 申請日期2004年5月28日 優(yōu)先權(quán)日2003年5月29日
發(fā)明者水谷彰, 松尾泰秀 申請人:株式會社田村制作所