專利名稱：定向耦合器和高頻電路模塊的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及定向耦合器和高頻電路模塊，尤其涉及適用于在無線 通信裝置內(nèi)檢測發(fā)送信號功率的定向耦合器和安裝有該定向耦合器 的高頻電路模塊。
背景技術：
專利文獻l公開了一種用于可靠且高精度地檢測高頻電路模塊輸 出的定向耦合器的例子。在該例中，通過將用于檢測高頻電路模塊輸 出的定向耦合器設定為主線路和副線路隔著電介質而相互重疊的結 構，并使主線路的線路寬度比副線路的線路寬度窄，且使主線路的兩 側邊緣位于副線路兩側邊緣的內(nèi)側，來使主線路的線路寬度的整個區(qū) 域可靠地與副線路相對。另外，專利文獻2公開了一種定向性好、插入損耗或反射特性的 惡化等少、小型且高性能的定向耦合器的例子。在該例中，通過將主 線路和副線路的至少 一部分區(qū)域配置成使其側部相互大致平行，而在 使主線路和副線路進行了分布參數(shù)型耦合的側緣型的定向耦合器中， 使副線路的線路長度比主線路的線路長度長。另外，使主線路成為由 近似直線狀的線路或在預定位置彎曲的近似直線狀的線路構成且不 繞成螺旋狀的結構，使副線路成為由在預定位置彎曲的近似直線狀的 線路構成且繞成螺旋狀的結構。另夕卜，專利文獻3公開了 一種即使在小型化的情況下也可以不使 主線路和副線路的線路阻抗降低的定向耦合器的例子。在該例中，在 具有接地電極的基板上的 一個層內(nèi)形成有由螺旋形圖案構成的主線 路，進而隔著絕緣膜而在位于上層的 一個層內(nèi)形成有由螺旋形圖案構 成的副線3各。 專利文獻1 專利文獻2 專利文獻3曰本特開2002 曰本特開2003 曰本特開平11—43813號公報 —133817號7>報 —284413號公報說明書第2/16頁發(fā)明內(nèi)容例如，在以手機為代表的無線通信裝置中，為了檢測發(fā)送信號功 率而采用著定向耦合器。在圖7中示出與作為世界標準通信方式的GSM ( Global System for Mobile Communications:全球移動通信系統(tǒng)) 方式對應的手機的發(fā)送系統(tǒng)高頻電路塊的 一 例。該電路塊的動作概況 如下。首先，在發(fā)送時，從高頻發(fā)送電路模塊90的發(fā)送信號輸入端子 80輸入的發(fā)送信號由功率放大器IC30內(nèi)的功率放大器31進行放大并 由輸出匹配電路40進行了阻抗變換后，經(jīng)由定向耦合器10,并由低 通濾波器50除去不需要的高次諧波，通過單刀雙擲(以下稱「 SPDT: Single Pole Double Throw」)開關60/人與天線端子81連沖妻的天線70 發(fā)射。然后，在接收時，由天線70接收到的接收信號經(jīng)由天線端子81 、 SPDT開關60、接收信號輸出端子83而被傳送到高頻接收電路(未 圖示)。SPDT開關60按照發(fā)送接收的定時并根據(jù)開關控制電路34 基于高頻發(fā)送電路模塊經(jīng)由控制端子82而從邏輯電路部(未圖示) 接收到的控制信號而產(chǎn)生的開關控制信號，來將連接切換到發(fā)送電路 側和-接收電^各側。在此，在以GSM為代表的數(shù)字手機系統(tǒng)中，為了避免與其他終 端的干擾，從基站向各手機終端發(fā)送指示使發(fā)送功率為所需最小限度 的功率控制信號。在手機中，為了根據(jù)該功率控制信號控制發(fā)送功率， 由定向耦合器10取出發(fā)送信號功率的一部分，由檢波器33進行檢波， 并一邊參照所得到的檢波電壓一邊通過偏壓控制電路32調整功率放 大器31的增益以得到所需的發(fā)送功率。一般來說，定向耦合器是由具有兩端的主線路和同樣具有兩端的 副線路構成的四端子電路，成為由與主線路電磁耦合的副線路將在主 線路的兩端子之間通過的信號功率的一部分從其一側的端子取出的 結構。定向耦合器的性能指標用耦合度和定向性來表示。前者用輸入 到主線路的功率和由副線路取出的功率之比來定義，后者用主線路上 的行波(或反射波)分別呈現(xiàn)在副線路上的兩端子的功率之比來定義。 耦合度越高在副線路側取出的功率就越大，但由于主線路側的損耗增 加因而需要抑制為必要的足夠的量。定向性在如后文所述的只想分離并^r測行波這樣的用途中越高越好。近年來，隨著數(shù)據(jù)通信比率的增加或天線內(nèi)置終端的增加，要求 手機不論天線的輻射阻抗如何都要提高輸出 一 定發(fā)送功率這樣的能 力即提高耐負荷變動性能。例如，在將手機放置在鋼制桌上用于數(shù)據(jù) 通信或者用戶手握天線部進行通話等情況下，天線的輻射阻抗會發(fā)生功率放大器側的反射波。此時，當檢測發(fā)送功率的定向耦合器不能對進行分離時，例如當來自天線的反射功率增加時判斷為來自功率放大 器的輸出增加而降低功率放大器的輸出，其結果是將導致從天線發(fā)射 的功率過度降低，從而不能與基站進行通信。另外，由于天線的輻射 阻抗而4吏反射波的相位與行波的相位相反，所以當不能對行波和反射 波進行分離時，就會使所檢測的功率隨著反射功率的增加而減小，使 功率放大器的輸出過度增加，將對其他終端產(chǎn)生影響。因此，要求定 向耦合器具有能夠分離行波和反射波來進行檢測的能力即高定向性。另外，還要求手機用的定向耦合器與其他面向手機的部件同樣為 小型化。為了使定向耦合器成為小型，就需要提高每單位面積的耦合 度。而且為了使功率放大器的輸出全部傳送到天線，還要求低損耗。 除此以外，在使用陶瓷多層基板工序等來制造定向耦合器時，要求其 特性不會因各層的層間位置偏差等而發(fā)生大變化等。為滿足如上所述的要求，例如在專利文軾l中提出了即使產(chǎn)生層間偏差也很難使耦合度發(fā)生改變的結構，在專利文獻2中提出了定向
性優(yōu)良、插入損耗或反射特性的惡化等較小的小型結構。進而，在專 利文獻3中，提出了與由接地電極將主線路和副線路夾在中間的多層 結構相比不會使主線路和副線路的線路阻抗降低的實現(xiàn)小型化的結 構。圖IO表示作為本發(fā)明的前提而研究的定向耦合器的結構例，(a) 為立體圖，(b)為剖面圖，(c)為從上面觀察的透視圖。圖10的結 構例反映了專利文獻1的特征。該定向耦合器包括主線路11和接地 面25,在主線路11的正下方的內(nèi)層與主線路并行地設置有寬度比主 線路寬的副線路12。該圖10的結構例是將主線路和副線路在多層基 板內(nèi)筒單地層疊的結構，因此，以下將這種結構例稱為層疊型。圖11表示作為本發(fā)明的前提而研究的定向耦合器的另一種結構 例，(a)為立體圖，(b)為剖面圖，(c)為從上面觀察的透視圖。圖 11的結構例反映了專利文獻2或專利文獻3的特征。該定向耦合器包 括主線路11和接地面25,在主線路11的正下方的內(nèi)層設置有具有與 主線3各并行地相互重疊的部分、在主線^各的端部與主線路垂直的部分 以及在離開主線路的位置再次與主線路并行的部分的反J字形的線路 12a。在線路12a的更靠下的內(nèi)層，設置有具有在離開主線路的位置 與主線^各并^f亍的部分、在主線^^的另一個端部與主線^各垂直的部分以 及與主線路并行地相互重疊的部分的J字形的線3各12b。線路12a和 線路12b由支柱(pier) 13連接而形成副線路。該圖11的結構例是副 線路在主線路的正下方具有信號的輸入輸出端并具有與接地面平行 的線圈的螺旋狀結構，因此，以下將這種結構稱為橫繞型。通過采用這種層疊型或橫繞型的定向耦合器，能夠獲得一定程度 的耦合度。但是，隨著手機的小型化也要求對定向耦合器進一步小型 化，需要實現(xiàn)在層疊型或橫繞型的結構中不能達到的每單位面積的耦 合度的新的結構。因此，本發(fā)明的目的在于，實現(xiàn)定向耦合器的小型化、高頻電路 模塊的小型化。另外，本發(fā)明的另一目的是實現(xiàn)將每單位面積的耦合 度提高到超過以往的程度、易于實現(xiàn)較高的定向性、實現(xiàn)制造時的特性偏差也很小的定向耦合器。本發(fā)明的上述及其他的目的和新的特 征，根據(jù)本說明書的記述和附圖得以明確。簡單地說明在本申請所公開的發(fā)明中代表性的發(fā)明的概要，如下 所述。本發(fā)明的定向耦合器由主線路、副線路以及接地面構成，該定向耦合器的特征在于上述主線路和/或上述副線路形成至少一 圈以上的 線圏，上述線圈被配置成使垂直穿過該線圈的矢量的主要成分相對于 上述接地面為水平。通過將上述線圈配置成使垂直穿過該線圈的矢量 的主要成分相對于上述接地面為水平，可以高效率地從主線路和/或副 線路產(chǎn)生磁場，提高每單位面積的耦合度，從而實現(xiàn)小型化。在此，當在上述線圈中將上述主線路和/或上述副線路在各自線路 內(nèi)以流過相同電流的方向并行流過的次數(shù)最多的第1區(qū)間配置在比除 此以外的第2區(qū)間離上述4妄地面遠的位置、且當有助于上述主線路和 上述副線路的耦合的部分配置在至少與上述第1區(qū)間大致相同或離上 述接地面更遠的位置時，由于產(chǎn)生磁場最強的位置距離上述接地面最 遠，所以能夠最大限度地擴大磁場的影響，而且，由于將有助于耦合 的部分也配置在最不容易受到接地面的影響的位置，因此能夠進一步 提高每單位面積的耦合度。進而，當將有助于上述主線路的耦合的部分在離上述接地面比有 助于上述副線路的耦合的部分遠的位置與有助于上速副線路的耦合 的部分重疊地配置時，可以使從有助于上述主線路的耦合的部分向接 地面?zhèn)扔^察時的定向耦合器的投影面積最小化，并且能夠使有助于上 述主線路的耦合的部分具有一定的特性阻抗所需的寬度最大化，因此 能夠減小通過損耗。而且，此時，當對有助于上述主線路的耦合的部 分的整體寬度和有助于上述副線路的耦合的部分的整體寬度設定差 值時，則具有即使上述主線路和上述副線路在制造時產(chǎn)生位置偏差時 也能抑制耦合度的變化的效果。在如上所述的本發(fā)明的定向耦合器中，只要采用上述主線路和上 述副線路形成在同一個多層基板上或內(nèi)部并在安裝該多層基板的母
基板上或內(nèi)部配置有上述接地面的結構，就不需要在上述多層基板側 形成接地面，因此能夠通過減少上述多層基板的層數(shù)，以更低的價格 實現(xiàn)定向耦合器。進而，當構成為在包含接地面的模塊基板的多個配線層形成如上 所述的本發(fā)明的定向耦合器并對安裝在該模塊基板上的功率放大器 的發(fā)送信號功率進行檢波時，則能以小型實現(xiàn)高性能的高頻電路模 塊。簡單地說明在本申請書所公開的發(fā)明中由代表性的發(fā)明取得的 效果，能夠實現(xiàn)定向耦合器、高頻電路模塊的小型化。


圖1是用于說明本發(fā)明實施例1的定向耦合器(縱繞型)的結構 的圖，其中，(a)為立體圖，(b)為剖面圖，(C)為從上面觀察的透 視圖。圖2是用于說明本發(fā)明實施例1的定向耦合器(縱繞型)的效果 的圖，其中，(a)為耦合度的比較圖，(b)為耦合度變化量的比較圖。圖3是用于說明本發(fā)明實施例2的定向耦合器的定向性的調整法 的圖，其中，(a)為主線路寬度相關性的例，(b)為副線路間隔相關 性的例。圖4是用于說明本發(fā)明實施例3的定向耦合器(縱繞并行型)的 結構的圖，其中，(a)為立體圖，(b)為剖面圖，(c)為從上面觀察 的透視圖。圖5是用于說明本發(fā)明實施例3的定向耦合器(縱繞并行型)的 效果的圖，其中，(a)為耦合度的比較圖，(b)為耦合度變化量的比 較圖。圖6是用于說明本發(fā)明實施例4的定向耦合器的結構的立體圖。 圖7是代表性的手機的發(fā)送系統(tǒng)高頻電路塊圖。 圖8是用于說明本發(fā)明實施例5的高頻電路模塊的圖，其中，(a) 為布局圖，(b)為剖面圖。
圖9是用于說明本發(fā)明實施例6的多頻帶高頻電路模塊的配置圖。圖10是用于說明作為本發(fā)明的前提而研究的定向耦合器(層疊 型)的結構的圖，其中，(a)為立體圖，(b)為剖面圖，(c)為從上 面觀察的透視圖。圖11是用于說明作為本發(fā)明的前提而研究的定向耦合器(橫繞 型)的結構的圖，其中，(a)為立體圖，(b)為剖面圖，(c)為從上 面觀察的透視圖。
具體實施方式
在以下的實施例中為方便起見，必要時分割為多個部分或實施例 來進行說明，但除特別指明的情況外，這些部分并不是互相沒有關系 的，而是存在著一方為另一方的一部分或全部的變形例、詳細說明、 補充說明等關系。而且在以下的實施例中，當提到要素的數(shù)量(包括 個數(shù)、數(shù)值、量、范圍等)時，除特別指明的情況或在原理上明確地 被限定為特定的數(shù)量的情況等之外，并不限定于該特定的數(shù)量，也可 以是特定數(shù)量以上或以下。并且，在以下的實施例中，對于其構成要素(也包括步驟要素等)， 除特別指明的情況或從原理上考慮顯然是必要的情況等之外，當然也 不一定是必要的。同樣，在以下的實施例中，當提到構成要素等的形 狀、位置關系等時，除特別指明的情況或在原理上考慮顯然不是那樣 的情況等之外，實際上其形狀等中包括近似的或類似的形狀等。這種 情況對上述數(shù)值和范圍來說也是同樣的。以下，根據(jù)附圖來詳細說明本發(fā)明的實施例。此外，在用于說明 實施例的全部附圖中，對相同部件原則上標以相同的符號并省略對其 進行重復說明。[實施例1]圖l表示本發(fā)明實施例1的定向耦合器的結構。圖1 (a)為立體 圖，圖1 (b)為剖面圖，圖1 (c)為從上面觀察時的透視圖。從圖1(b )可以看出，定向耦合器通過由4層的絕緣層21 ~ 24構成的多層 基板20形成。在本實施例1中，對多層基板使用了相對介電常數(shù)為 7.8、 tan5為0.002的玻璃陶瓷多層基板。各絕緣層的厚度分別為 150pm。在多層基板20的背面設置有接地面25。包括4妄地面的配線 導體的導電率為4x 107S/m,厚度為15pm。主線路ll設置在多層基 板的與設有接地面的背面相反一側的表面上。副線路通過用支柱13a、 13b來連接與主線路并行而設置在主線路的正下方的內(nèi)層的2條線路 12a、 12c和設置在比這2條線路更靠近接地面的層上的線路12b而形 成。此時的連接方法是^f吏流過線^各12a、 12c的電流方向相同的連接 方法，即由這些線^"構成的副線^各在主線^各11的正下方的內(nèi)層形成 為具有信號的輸入輸出端的一圏的線圏(lo叩)。在此，從圖1 (a)可以看出，副線路的線圈在垂直于接地面25 的方向畫出線圏，因此垂直地穿過副線路的線圏的矢量的主要成分相 對于接地面25呈水平狀態(tài)。在本實施例1中的主線^各11的寬度和副 線路12a、 12b 、 12c的寬度都是100pm,副線^各12a和12c的間隔 也是100pm。另夕卜，有助于主線路的耦合的線路長度即圖1中所示出 的部分的線路長度為2mm。本實施例1的定向耦合器，由于副線路相 對于接地面沿縱向環(huán)繞，因此以下稱為縱繞型。接著，根據(jù)圖2說明本實施例1的縱繞型定向耦合器與圖10和 圖11中示出的層疊型和橫繞型的定向耦合器相比較能取得怎樣的效 果。圖2 (a)為耦合度的比較圖，圖2 (b)為耦合度變化量的比較 圖。這些曲線都是通過三維電磁場分析而求得的結果。為了進行該比 較，假定圖1、圖IO和圖11的各結構例分別使用與圖1結構相同的 多層基4反以相同的面積來實現(xiàn)。即，圖10和圖11中的主線路11的 寬度為100pm,圖10中的副線路12的寬度為300/im。另夕卜，圖11 中的副線路12a、 12b的寬度為100pm,各副線路12 a、. 12b中的與 主線路并行的部分和與主線路并行地相互重疊的部分的間隔為 IOO拜。根據(jù)圖2(a)可以看出，雖然都是在相同的多層基板內(nèi)以相同的
面積形成，但縱繞型與其他型式相比能夠獲得高出近3dB的耦合度。 這是因為在縱繞型中使垂直地穿過副線路線圏的磁場矢量的主要成 分相對于接地面呈水平狀態(tài)從而能夠使副線路有效地接受主線路產(chǎn) 生的磁場。在如圖1 (a)那樣的由主線路和接地面的組合形成的微波 傳輸帶線路結構中，例如，使電流沿圖1 (a)的實線箭頭所示的方向 流過主線路時的電》茲場分布，與無接地面時在隔著接地面與主線^各相 對的位置流過與實線箭頭方向相反的鏡像電流時的電磁場分布相等 已眾所周知。由主線路產(chǎn)生的磁場和由鏡像電流產(chǎn)生的磁場，在主線 路和流過鏡像電流的位置之間，在對接地面為水平的方向上存在著相 互增強的關系。在縱繞型中使副線路的線圈垂直于接地面，所以相對 于對接地面為水平的磁場靈敏度最高。因此，在具有高靈敏度的方向 上存在著強,茲場的縱繞型的結構，相對于由主線路和接地面構成的微: 波傳輸帶線路結構，可以說是能夠最有效地接受磁場的結構。進而，在圖l的結構例中，在主線路的正下方的層形成副線路的 線路部分12a、 12c是并行的。因此，副線路形成的線圏換算為大約 1.5圏，所以能夠使磁場靈敏度進一步提高。與此不同，在層疊型中， 只是主線路和副線路并行，因此為了提高磁場靈敏度就需要延伸線路 長度。而在橫繞型中，副線路的線圈對接地面為水平狀態(tài)，因此對垂 直于接地面的磁場靈敏度最高，但在有接地面時，由主線路產(chǎn)生的磁 場和由鏡像電流產(chǎn)生的磁場，在垂直于接地面的方向上存在相互削弱 的關系，因此不能有效地檢測磁場。在橫繞型的情況下，只要接地面不存在，可以認為與接地面不存 在時的縱繞型呈現(xiàn)相近的特性，但現(xiàn)實的情況是幾乎不能考慮接地面 不存在的結構。 一般在高頻電路中，為了實現(xiàn)穩(wěn)定的性能，設置用作 基準電位的接地面，與之相對地設置微波傳輸帶線路或帶狀線路等傳 輸線路。在定向耦合器、高頻濾波器等的芯片部件中也存在在部件內(nèi) 不具備接地面的情況，但通常是因為在安裝這些部件的母基板上或內(nèi) 部存在接地面因而在組裝好裝置的狀態(tài)下以某些形式存在接地面。另外，圖1的結構是例如當取副線路內(nèi)以流過相同電流的方向并行流過的次數(shù)最多的區(qū)間為第1區(qū)間(相當于線路12a、 12c)、除此 以外的區(qū)間為第2區(qū)間(相當于線路12b)時，將第1區(qū)間配置在遠 離接地面的位置、且將有助于主線路和副線路的耦合的部分也配置在 遠離上述接地面的位置的結構。通過將第1區(qū)間配置在遠離接地面的 位置，能夠最大限度地擴大磁場的影響，通過將有助于耦合的部分(即 主線路和副線路彼此靠近配置以進行電磁耦合的部分，在圖1中相當 于主線路11和線路12a、 12c的部分)也配置在遠離接地面的位置， 不容易受到接地面的影響。因此，例如如與在圖1中在主線路ll的 上側配置了接地面25的那樣的結構等相比，能夠進一步提高每單位 面積的耦合度。接著，根據(jù)圖2(b)可以看出，雖然都是在相同的多層基板內(nèi)以 相同的面積形成，但縱繞型與其他型式相比，在各層間產(chǎn)生位置偏差 時，耦合度的變化量最小。在縱繞型中將存在于主線路的正下方的層 的形成副線路的線路部分12a和12c并在一起的寬度比主線路的寬度 寬200|um。因此，在主線路向線路部分12a或12c的任何一個偏移時， 與偏離了的線路部分之間的電容性耦合減少，但與接近了的線路部分 之間的電容性耦合增加。由此，即使產(chǎn)生層間位置偏差，也能夠將主 線路與剖線路整體之間的電容性耦合量的變化抑制得很小，因此作為 結果也能將耦合度變化量抑制得很小。與此不同，在層疊型中副線路的寬度比主線^各寬200jim,所以即 使產(chǎn)生若干層間位置偏差主線路也不會從副線路上脫離，因此耦合度 變化量小但比縱繞型差。但是，在橫繞型中當存在層間位置偏差時磁 場耦合量、電容性耦合量都減低因而使耦合度大幅度降低，進而，根 據(jù)主線路接近或遠離副線路的線圏中心而在電容性耦合量的變化產(chǎn) 生差別，因此根據(jù)位置偏差的方向在耦合度變化量上將產(chǎn)生差值。如上所述，當采用本實施例1的定向耦合器時，與層疊型或橫繞 型的定向耦合器相比，能夠提高每單位面積的耦合度，并能實現(xiàn)小型 化。而且，即使在制造時產(chǎn)生層間位置偏差耦合度變化量也很小，因 此能夠隨著可靠性和制造合格率的提高而實現(xiàn)低成本化等。[實施例2]本實施例2的定向耦合器利用實施例1的定向耦合器進一步進行 了定向性的調整。在本實施例2的定向耦合器的結構中，基板層數(shù)、 絕緣層、導體厚度和材料、副線路的線路寬度、有助于主線路的耦合 的線路長度與上述的實施例1的定向耦合器相同，主線路的線路寬度 或構成副線路的線路中并行部分的線路間隔等成為用于改善定向性 的參數(shù)。圖3 (a)是表示耦合度和定向性的主線路寬度的相關性的曲線， 圖3 (b)是表示耦合度和定向性與副線路間隔相關性的曲線。兩種曲 線都是通過三維電磁場分析而求得的結果。圖3 (a)是副線路間隔為 140pm時的結果，由此可以看出，隨著使主線路寬度從260)am縮小 到200pm,耦合度一點點地減小，但定向性則逐步提高。在本實施例 2中，將定向性的目標取為25dB，因此，可以看出只要使主線路寬度 為200jnm就能以足夠的裕量滿足目標。接著，圖3 (b)是主線路寬 度為200|im時的結果，由此可以看出，隨著使副線路間隔從100pm 加寬到180pm，耦合度一點點地減小，但定向性則在副線路間隔為 140|im時具有峰值。如上所述，當采用本實施例2的定向耦合器時，除在實施例1中 所述的各種效果以外，進而通過用主線路的寬度和副線3各的間隔這2 個參數(shù)來調整定向性，能夠很容易地獲得實現(xiàn)較高的耐負荷變動性能 所需的定向性。一般來說，定向耦合器的定向性由主線路和副線路之間的磁場耦 合(電感性耦合)與電場耦合(電容性耦合)之間的平衡決定。對于 用本實施例2的定向耦合器使磁場耦合增加，只要增加副線路的線圈 面積或圏數(shù)即可，對于電場耦合增加，只要使主線路和副線路的重疊 寬度增加或減小主線路和副線路之間的絕緣層21的厚度即可。在本 實施例2中，其中著眼于能夠比較容易地調整的線路寬度，但當然也 可以用其他的參數(shù)進行定向性的調整。[實施例3]
本實施例3的定向耦合器是進一步應用了如實施例1等所迷的縱 繞型結構的定向耦合器。圖4示出本發(fā)明的實施例3中的定向耦合器的結構例，圖4 (a)為立體圖，圖4 (b)為剖面圖，圖4 (c)為從 上面觀察的透視圖。構成本實施例3的定向耦合器的基板層數(shù)、絕緣 層、導體厚度和材料、主線路和副線路的寬度、有助于主線路的耦合 的線路長度等與實施例1的定向耦合器相同，本實施例3與實施例1 的不同點在于，如圖4所示，在本實施例3中，將副線路的線路部分 12a與主線路11相互重疊地設置在主線路11的正下方的層，并將副 線路的線路部分12c與主線路11并行地設置在表層。線3各部分12a和12c通過支柱13a、 13b與設置在靠近接地面25 的層的線路12b相連接，作為整體形成具有與接地面接近垂直的線圏 的副線路。換句話說，垂直地穿過該線圈的矢量與相對于接地面的垂 直方向相比水平方向的分量成為主要成分。本實施例3的定向耦^^器 的副線路相對于接地面為縱繞，并且副線路的一部分在表層與主線路 并行，因此，以下稱為縱繞并行型。此外，主線路11和線路部分12c 之間的間隔為lOOfim,所以從表層觀察本實施例3的定向耦合器時的 投影面積與實施例1相同。圖5表示該縱繞并行型和實施例1中所述的縱繞型的基于三維電 磁場分析結果的特性比較。從圖5(a)可以看出，與縱繞型相比，縱 繞并行型的耦合度高。這是因為通過在表層設置副線路的線路部分 12c從而擴大了副線路構成的線圏的有效面積。與此不同，從圖5(b) 可以看出，與縱繞型相比，縱繞并行型在產(chǎn)生了層間位置偏差時的耦 合度變化量大。但是，當與圖2 (b)的結果進行比較時，則可以看出 縱繞并行型的耦合度變化量與層疊型的程度相同?？梢哉J為，其原因 是主線路11與副線路的線路部分12a以相同的寬度相互重疊所以電 容性耦合量隨層間位置偏差而變化，但由于主線路11與副線路的線 路部分12c位于同層所以不受層間位置偏差的影響，因此，當將兩者 平均時就沒有多大的耦合度變化量了 。如上所述，當采用本實施例3的定向耦合器時，與實施例1中所述的縱繞型的情況相比每單位面積的耦合度進一 步提高，能夠實現(xiàn)更 加小型化。此外，本實施例3的定向耦合器，當在其實際使用上與實 施例1的定向耦合器相比時，對使用于對耦合度變化量有余裕的系統(tǒng) 的情況、或可以用層間位置偏差小的多層基板制造工序制造定向耦合 器的情況更為適合。 [實施例4]本實施例4的定向耦合器，將如實施例1等所述的縱繞型的結構應用于主線路和副線路。圖6是表示本發(fā)明的實施例4的定向耦合器 的結構例的立體圖。本實施例4的定向耦合器具有與接地面相對(未 圖示)并行排列的2條線路12a、 12c、與上述2條線路并行地配置在 距離上述接地面比上述2條線路遠的位置的3條線路lla、 llc、 lle、 配置在上述2條線路和上述接地面之間的l條線路12b、以及配置在 上述1條線路和上述接地面之間的另外的2條線^各llb、 lld。而且， 通過將上述2條線^各12a、 12c和上述1條線路12b用支柱14a、 14b 進行連接，以使在上述2條線路上流過的電流的方向相同，從而形成 副線路。進而，通過將上述3條線^各lla、 llc、 11e和上述2條線路 llb、 11d用支柱13a、 13b、 13c、 13d進行連接，以4吏在上述3條線 路上流過的電流的方向相同，從而形成主線路。通過形成這樣的結構，能夠實現(xiàn)使主線路和副線都具有垂直于 接地面的線圈、即具有較高的磁場耦合效率的結構。本實施例4中的 定向耦合器的耦合度，能夠通過有助于主線路和副線路的耦合的部分 的長度(即主線路或副線路中的線圏的1圈的大小)、各線圈的圈數(shù)、 或主線路和副線路的間隔等進行調整。此時，例如垂直于線圏的線路 部分(在圖6中，相當于階梯狀的線路llb、 lld、 12b中的臺階部分)， 由于無助于耦合因而不包括在線圈的1圏的大小之內(nèi)。而且，在線圈 的圏數(shù)中，例如主線路也可以與圖1同樣地不形成線圏，即也包括圈 數(shù)為0的情況。此外，在本實施例4中，使主線路的長度比副線路的 長度長，這是因為設想到在匹配電路等中為了調整相位而需要較長的 線路等情況下通過將定向耦合器的主線路兼作該部分使用來謀求有
效利用模塊面積。 [實施例5]本實施例5的高頻電路模塊，在圖7中所示出的具有發(fā)送系統(tǒng)高 頻電路塊的功能的高頻電路模塊的模塊基板(多層基板)內(nèi)形成了如 實施例1等所述的縱繞型的定向耦合器。圖8是表示本發(fā)明的實施例5的高頻電路模塊的結構例的圖，圖8 (a)為布局圖，圖8 (b)為圖 8 (a)的A—A'剖面圖。在圖8 (a)、 (b)中，定向耦合器IO通過主 線路11和由線路12a~ 12c形成的副線路構成，并由多層基板20的 配線層形成。根據(jù)實施例1中說明過的每單位面積的耦合度的大小， 定向耦合器10的占有面積在高頻電路模塊90內(nèi)僅限于很小的部分， 因此能以小型實現(xiàn)整個高頻電路模塊。另外，定向耦合器10的耦合度，對于模塊基板制造時的層間偏 差其耦合度變化量很小，所以，能夠通過縮小估計了耦合度變化量的 多余的耦合度裕量，將耦合度抑制得盡可能低。由此，不會從通過主 線路的功率放大器輸出奪取過多的功率，因而能夠改善整個高頻電路 模塊的發(fā)送功率效率。在此，定向耦合器10的主線^各11的兩端分別與由傳輸線3各41 和由芯片電容42a~42c構成的輸出匹配電路及低通濾波器50相連 接，副線路的兩端分別與功率放大器IC30內(nèi)的檢波器及終端電阻15 相連接。只要定向耦合器10的定向性足夠高，在主線路ll上從輸出 匹配電路向低通濾波器50傳送的信號功率的一部分，其大半就會出 現(xiàn)在副線路的檢波器側，在終端電阻15側幾乎不出現(xiàn)。另外，當在 天線側引起了反射時，出現(xiàn)在副線路的反射波分量的大半出現(xiàn)在終端 電阻15側，在^:波器側幾乎不出現(xiàn)。因此，例如通過用如實施例2 所述的方法調整定向性，能夠以小型實現(xiàn)具備足夠的定向性的定向耦 合器，并能夠以小型實現(xiàn)高性能的高頻電路模塊。在此，示出了在具有接地面25的多層基板20上或內(nèi)部形成定向 耦合器10的例子，但是，例如也可以制作具有主線路11和由線路 12a~ 12c構成的副線路的1個多層基板部件，并將其作為子基板安裝
在作為母基板的多層基板20上。即使在這種情況下，由于子基板的副線路相對于作為母基板的多層基板20的接地面25為縱繞結構，因 此能夠得到與實施例1等相同的效果。 [實施例6]本實施例6的高頻電路模塊是在與圖7中示出的發(fā)送系統(tǒng)高頻電 路部件的2個系統(tǒng)部分相當?shù)亩囝l帶高頻電路模塊的模塊基板內(nèi)在2 個部位形成了實施例1等所述的縱繞型的定向耦合器的例子。圖9是 表示本發(fā)明的實施例6的高頻電路模塊的結構例的布局圖。在多頻帶 高頻電路模塊95中，安裝有內(nèi)部裝有分別與2個系統(tǒng)的頻率對應的 功率放大器的雙頻帶功率放大器IC35,來自各個系統(tǒng)的功率放大器的 輸出，通過各自的輸出匹配電路并由低通濾波器50a、 50b除去高次 諧波，經(jīng)由單刀四擲(Single Pole 4 Throw: SP4T )開關65而被導向 至天線端子(未圖示)。SP4T開關65具有切換發(fā)送的2個系統(tǒng)和接收的2個系統(tǒng)各自與 天線之間的連接的作用。在發(fā)送的2個系統(tǒng)各自的輸出匹配電路與低 通濾波器之間設有與各自的頻率、需要的耦合量對應的定向耦合器 10a、 10b。通過形成這樣的結構，基于與實施例5同樣的理由，能以 小型實現(xiàn)多頻帶高頻電路模塊，而且能夠實現(xiàn)較高的發(fā)送功率效率。 進而，定向耦合器10a、 10b分別被最優(yōu)化以使它們在各自的頻帶上 具有較高的定向性，因此在兩個頻帶上都能夠得到較高的耐負荷變動 性能。以上，根據(jù)實施例說明了由本發(fā)明者完成的發(fā)明，但本發(fā)明并不 限定于上述實施例，在不脫離其主旨的范圍內(nèi)可以進行各種變更。例 如，在上述的實施例中示出了相對于線狀的主線路具有縱繞型的副線 路的結構或相對于縱繞型的主線路具有縱繞型的副線路的結構等，但 根據(jù)情況也可以是相對于縱繞型的主線路具有線狀的副線路這樣的 結構。本發(fā)明的定向耦合器和高頻電路模塊特別適用于手機系統(tǒng)這樣 的強烈要求小型化的無線通信系統(tǒng)，且本發(fā)明并不局限于此，例如也可以廣泛地應用于無線LAN或RFID( Radio Fr叫uency Identification;射頻識別)等各種無線通信系統(tǒng)的所有方面。
權利要求
1.一種定向耦合器，具有主線路、副線路和接地面，其特征在于上述主線路和/或上述副線路形成有至少一圈以上的線圈，上述線圈被配置為使垂直穿過該線圈的矢量的主要成分相對于上述接地面為水平狀。
2. 根據(jù)權利要求1所述的定向耦合器，其特征在于在上述線圈中將上述主線路和/或上述副線路按在其線路內(nèi)流過 相同電流的方向而并行的次數(shù)最多的第1區(qū)間配置在比除此以外的第 2區(qū)間距離上述接地面遠的位置上，且將有助于上述主線路和上述副 線3各的耦合的部分配置在與上述第1區(qū)間大致相同或者距離上述接地 面更遠的4立置上。
3. 根據(jù)權利要求2所述的定向耦合器，其特征在于 有助于上述主線路的耦合的部分被配置為在距離上述接地面比有助于上述副線路的耦合的部分遠的位置上與有助于上述副線路的 耦合的部分重疊。
4. 根據(jù)權利要求3所述的定向耦合器，其特征在于 對有助于上述主線路的耦合的部分的整體寬度和有助于上述副線路的耦合的部分的整體寬度設定差值。
5. 根據(jù)權利要求1所述的定向耦合器，其特征在于 在上述主線路和上述接地面之間與上述主線路并行地設置有n條線路，在該n條線路和上述接地面之間設置有n-l條線路，通過連接 上述n條線路和上述n-l條線路以使在上述n條線路上流過的電流的 方向相同來形成上述副線路，其中n為2以上的整數(shù)。
6. 根據(jù)權利要求1所述的定向耦合器，其特征在于 在距離上述接地面比上述副線路遠的位置上與上述副線路并行地設置有m條線路，在上述副線路和上述接地面之間設置有m-l條 線路，通過連接上述m條線路和上述m-l條線路以使在上述m條線路上流過的電流的方向相同來形成上述主線路，其中m為2以上的整 數(shù)。
7. 根據(jù)權利要求1所述的定向耦合器，其特征在于 上述主線路和上述副線路被形成在同 一個多層基板上或內(nèi)部，在用于安裝該多層基板的母基板上或內(nèi)部配置有上述接地面。
8. —種定向耦合器，具有主線路、副線路和接地面， 該定向耦合器的特征在于與上述接地面相對地而設置有并行排列的n條線路，在距離上述 接地面比該n條線路遠的位置上與上述n條線路并行地設置有m條線 路，在上述n條線路和與上述接地面之間設置有n-l條線路和m-l條 線路，通過將連接上述n條線路和上述n-l條線路進行連接以使在上 述n條線路上流過的電流的方向相同而來形成上述副線路，通過將連 接上述m條線^各和上述m-l條線路進行連接以4吏在上述m條線路上 流過的電流的方向相同而來形成上述主線3各，其中n和m分別為2 以上的整數(shù)。
9. 根據(jù)權利要求8所述的定向耦合器，其特征在于 上述主線路和上述副線路形成在同 一個多層基板上或內(nèi)部，在用于安裝該多層基板的母基板上或內(nèi)部配置有上述接地面。
10. —種高頻電路模塊，其特征在于，包括 由接地面和多個配線層構成的模塊基板；安裝在上述模塊基板上并對所輸入的發(fā)送信號進行放大來輸出 發(fā)送信號功率的功率放大器；形成在上述模塊基板的多個配線層內(nèi)，包括形成輸入上述發(fā)送信 號功率的主線^各和與上述主線路進行電》茲耦合的副線路的定向耦合 器;以及安裝在上述模塊基板上，對從上述副線路上取出的信號進行檢 波，并根據(jù)該檢波后的信號的大小來調整上述功率放大器的增益的控 制部；上述主線路和/或上述副線路形成有至少 一 圏以上的線圏，上述線 圈被配置為使垂直穿過該線圈的矢量的主要成分相對于上述接地面 為水平狀。
11. 根據(jù)權利要求IO所述的高頻電路模塊，其特征在于在上述主線路和上述接地面之間與上述主線路并行地設置有n條 線路，在該n條線路和上述接地面之間設置有n-l條線路，通過連接 上述n條線路和上述n-l條線路以使在上述n條線路上流過的電流的 方向相同來形成上述副線路，其中n為2以上的整數(shù)。
12, 根據(jù)權利要求IO所述的高頻電路模塊，其特征在于 在距離上述接地面比上述副線路遠的位置上與上述副線路并行地設置有m條線路，在上述副線路和上述接地面之間設置有m-l條 線路，通過連接上述m條線路和上述m-l條線路以使在上述m條線 路上流過的電流的方向相同來形成上述主線路，其中m為2以上的整 數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提供一種定向耦合器以及高頻電路模塊，在多層基板(20)的表面設置主線路(11)，在背面設置接地面(25)，在主線路(11)的正下方的內(nèi)層設置有與主線路并行的2條線路(12a、12c)，在比該2條線路更靠近接地面(25)的層內(nèi)設置線路(12b)。而且通過用支柱(13a、13b)使線路(12a、12c)和線路(12b)連接，形成具有1圈的線圈形狀且使垂直穿過該線圈的矢量的主要成分對接地面(25)為水平狀態(tài)的副線路。每單位面積的耦合度高，易于實現(xiàn)高定向性且制造時的特性偏差小。
文檔編號H01P5/18GK101150219SQ20071013614
公開日2008年3月26日 申請日期2007年7月19日 優(yōu)先權日2006年9月20日
發(fā)明者岡部寬 申請人:株式會社瑞薩科技