電子裝置以及rf模塊的制作方法

文檔序號：7238219閱讀：326來源：國知局

專利名稱：電子裝置以及rf模塊的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及電子裝置，特別是涉及適用于包括減少高次諧波失真的濾波器等的高頻模塊(RF模塊)的有益技術。
背景技術：
在以便攜電話為代表的移動體通信中，存在多種通信方式。例如在歐洲，除了作為第二代無線通信方式正在普及的GSM以及提高了 GSM的數(shù)據(jù)通信速度的EDGE外，還有近年來開始服務的第三代無線通信方式，即W-CDMA。在北美，除了作為第二代無線通信方式的DCS、 PCS外，作為第三代無線通信方式的cdmalx也正在普及。另外，GSM是Global System for Mobile Communication (全球移動通信系統(tǒng))的簡稱。EDGE是Enhanced Data rate for GSM Evolution(增強型數(shù)據(jù)速率GSM演進技術)的簡稱。W-CDMA是Wide-band Code Division Multiple Access (寬帶碼分多址接入)的簡稱。DCS是 Digital Cellar System (數(shù)字蜂窩系統(tǒng))的簡稱。PCS是Personal Communication System (個人通信系統(tǒng))的簡稱。cdmalx是Code Division Multiple Access lx (碼分多址接入lx)的簡稱。
在對應于GSM和EDGE的便攜電話終端的高頻電路部分中，在高頻功率放大器與天線之間配置天線開關。天線開關執(zhí)行切換TDMA
(時分多址接入)方式的發(fā)送時隙和接收時隙的功能。
另一方面，作為與便攜電話終端中的高頻電路結構有關的其它傾向，包括向具有高頻功率放大器的高頻功率放大器模塊內(nèi)置輸出功率檢測電路。例如，在下述非專利文獻l中記載了與功率放大器一起將檢測功率放大器生成的功率的定向耦合器集成在功率放大器模塊中。定向耦合器的主線路連接在功率放大器的輸出與天線之間，定向耦合器的副線路連接在終端電阻與電平控制部的輸入之間。定向耦合器可以檢測出來自功率放大器生成的行波信號的耦合電壓與來自負載反射的反射波信號的耦合電壓的矢量和的檢測電壓。
另外，在下述非專利文獻2中記載了內(nèi)置功率放大器、放大控制器、收發(fā)開關、開關控制器、雙波段定向耦合器、雙工器、匹配電路、高次諧波濾波器的高集成四波段發(fā)送前端模塊。四波段是UGSM (GSM850 ) 、 EGSM ( GSM900 ) 、 DCS ( DCS1880 ) 、 PCS ( PCS1900 ) 的便攜電話的多波段。該模塊釆用InGaP/GaAs的HBT (異質(zhì)結雙極晶體管)、AlGaAs/InGaAs/AlGaAs的PHEMT、 GaAs的肖特基/無源元件、Si的肖特基/雙極/CMOS半導體技術。
另外，非專利文獻2所示的前端模塊使用多個電感器和電容器。例如，專利文獻1的圖8中示出在積層(build up)多層基板的各層表面上形成C字形狀的線圏用圖案、并且利用積層通路連接該各層的線圏用圖案的結構。該結構整體形成螺旋狀的電感器(一般被稱為螺旋電感器等)。
專利文獻2的圖1中示出具備通過層疊構成層而形成的層疊體、設置在構成層上的內(nèi)部導體和用于電連接該內(nèi)部導體的通路孔的結構。該結構與專利文獻l同樣，也形成螺旋電感器。另外，專利文獻 2的圖1中示出如下結構具備通過層疊構成層而形成的層疊體、形成在構成層上的面狀的內(nèi)部導體和分別設置在層疊體兩側的端子電極，相鄰的內(nèi)部導體分別連接在不同的端子電極上。該結構形成電容器。
專利文獻3的圖1中示出如下結構在5層的電介質(zhì)層中，在第 2層和第3層上形成線路狀導體，在第4層上形成電容電極，在第5 層上形成2個接地電容電極，將第5層的背面作為接地電極。在該結構中，第2層的線路狀導體的一端經(jīng)由貫通導體與第4層的電容電極和第5層的一個接地電容電極連接，另一端經(jīng)由貫通導體與第3層的線路狀導體的一端連接。另外，第3層的線路狀導體的另一端經(jīng)由貫通導體與第5層的另一個接地電容電極連接。該結構形成由LC并聯(lián) 共振電路和與其兩端連接的電容器構成的低通濾波器。
專利文獻1特開2005 - 268447號公報
[專利文獻2特開2006 - 59999號公報
專利文獻3特開2004 - 296927號公報
[非專利文獻1Jdena Madic等，"Accurate Power Control Technique for Handset PA Modules with Integrated Directional Couplers" ， 2003 IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium, 第715 - 718頁
[非專利文獻2P. DiCarlo等，"A Highly Integrated Quad-Band GSM TX-Front－End－Module " ， 2003 IEEE Gallium Arsenide Integrated Circuit (GaAsIC) Symposium ， 2003 , 25th Annual Technical Digest,第280 - 283頁。

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明所要解決的技術問題
近年來，在以便攜電話機為代表的移動體通信設備中，對部件的小型化、高密度化以及低成本化的要求提高。移動體通信設備雖然具備在天線之間進行高頻信號的收發(fā)的、被稱為高頻(RF:射頻)模塊的部件，但與移動體通信設備的多功能化、小型化、低成本化的要求相一致，要求高頻模塊的小型化。
高頻模塊中通常包括天線開關電路、通電(power up)電路、輸入輸出匹配電路以及各種濾波電路。其中，輸出匹配電路和各種濾波電路等可以在安裝了半導體芯片(通電電路等)的多層布線基板上，利用其布線圖案來形成。因此，為了實現(xiàn)高頻模塊的小型化或低成本化，實現(xiàn)這種布線圖案的小型化或低成本化是特別有益的。
在多層布線基板上形成輸出匹配電路或各種濾波電路等時，考慮使用例如專利文獻1~3中所示的電感器或電容器。但是，如果組合專利文獻l或專利文獻2中所示的螺旋電感器和電容器來構成各種濾波電路等，則其電路面積增大，伴隨布線的引繞有時需要例如10層左右
的布線基板，因此難以實現(xiàn)小型化或低成本化。另外，如果使用專利
文獻3的技術，則可以實現(xiàn)某種程度的小型化或低成本化，但由于僅形成2層電感器，因此電感不足，在實際應用時只能應用于對應于較高頻率的濾波器。而且，專利文獻3的結構如果從表面投影來看，則在電感器的旁邊形成電容，因此電路面積會增大。
另一方面，作為推進了高頻模塊的小型化、高密度化的情況下的其它問題，考慮經(jīng)由多層布線基板的回傳通道(return path)問題。例如，如果通電電路的輸出信號經(jīng)由多層布線基板上的回傳通道反饋到輸入側，則產(chǎn)生振蕩現(xiàn)象。該振蕩現(xiàn)象在無用頻帶上承載噪聲，妨礙其它頻帶的收發(fā)信號，從而成為誤動作的原因，也形成電波法上的問題。為了實現(xiàn)高頻模塊的小型化、高密度化，解決該回傳通道的問題是很重要的。
而且，與上述回傳通道一起，還會產(chǎn)生如下的泄漏通道(leak path)的問題。例如，通過使用上述非專利文獻l中記載的、集成在功率放大器模塊上的定向耦合器，可以檢測出來自功率放大器生成的行波信號的耦合電壓與來自負載反射的反射波信號的耦合電壓的矢量和的檢測電壓。另一方面，期待開發(fā)如下的高功能RF模塊不僅將定向耦合器與RF功率放大器一起集成在RF模塊中，還如上述非專利文獻2所示，通過還集成RF功率放大器的輸出匹配電路、高次諧波去除濾波器和天線開關，可以如上所述實現(xiàn)便攜電話終端的進一步小型化。
本發(fā)明的發(fā)明人等在作出本發(fā)明之前，從事可以實現(xiàn)GSM850、 GSM900、 DCS1800、 PCS1900的多波段發(fā)送的便攜電話上所搭載的 RF模塊的開發(fā)。
圖18示出本發(fā)明的發(fā)明人等在作出本發(fā)明之前的開發(fā)期間研究的RF模塊的電路結構。RF模塊包括RF功率放大器HPA、最末級的輸出匹配電路12c、高次諧波去除濾波器(LPF )14、定向耦合器(CPL ) 13、天線開關(ANT—SW) 15。天線開關15在RF模塊外部與便攜電話的天線(ANT) 16連接。
RF功率放大器HPA由單片半導體集成電路的芯片構成，包括初級放大器10a、初級偏置電路10b、第l級間匹配電路10c、次級放大器11a、次級偏置電路11b、第2級間匹配電路11c、最末級放大器12a、最末級偏置電路12b和增益控制單元17。
向初級放大器10a的初級RF輸入端子供給RF放大信號RFin, 初級放大器10a的初級RF放大輸出信號經(jīng)由第1級間匹配電路10c 供給次級放大器lla的次級RF輸入端子。次級放大器lla的次級RF 放大輸出信號經(jīng)由第2級間匹配電路llc供給最末級放大器12a的最末級RF輸入端子。
經(jīng)由RF模擬信號處理半導體集成電路向增益控制單元17供給來自基帶信號處理單元的增益控制信號Vramp和來自定向耦合器 (CPL) 13的檢測電壓Vcpl。另外，增益控制信號Vramp的電平與基站和便攜電話之間的距離成比例，從RF功率放大器HPA供給天線 (ANT )16的RF發(fā)送信號RFout的電平可以由增益控制信號Vramp 的電平控制。增益控制單元17通過控制RF功率放大器HPA的增益，來進行APC (自動功率控制)動作，以使來自定向耦合器(CPL) 13 的檢測電壓Vcpl的電平跟隨增益控制信號Vramp的電平。該APC 通過基于增益控制單元17所控制的初級偏置電路10b、次級偏置電路 llb、最末級偏置電路12b的初級放大器10a、初級放大器10a、最末級放大器12a的增益控制來執(zhí)行。
RF功率放大器HPA的最末級放大器12a的最末級RF放大輸出信號經(jīng)由單片半導體集成電路的芯片外部的最末級的輸出匹配電路 12c，供給高次諧波去除濾波器(LPF) 14的RF信號輸入端子。高次諧波去除濾波器(LPF) 14以極小的衰減率將供給RF信號輸入端子的RF信號的基本頻率成分傳遞到RF信號輸出端子，但2倍高次諧波、3倍高次諧波、4倍高次諧波等高次諧波成分以很大的衰減率衰減。高次諧波去除濾波器(LPF) 14的RF信號輸出端子的RF信號經(jīng)由定向耦合器(CPL) 13的主線路，供給天線開關(ANT_SW) 15的一端，天線開關(ANT—SW) 15的另一端與天線(ANT) 16的一端
連接。定向耦合器(CPL) 13的副線路的一端和另一端分別與終端電阻Rt和增益控制單元17的檢測電壓輸入端子連接。
但是，通過本發(fā)明的發(fā)明人等在作出本發(fā)明之前的研究，得知圖 18所示的RF模塊的高次諧波特性不滿足設計目標。RF模塊的高次諧波特性如果不滿足設計目標，則便攜電話發(fā)送的RF發(fā)送信號中包含的高電平的高次諧波成分就會成為相鄰信道的妨礙信號。該RF發(fā) 送信號中包含的高次諧波成分的電平用ACPR(相鄰信道泄漏功率比) 表示。ACPR是Adjacent Channel Leakage Power Ratio (相鄰信道泄漏功率比)的簡稱。
而且，本發(fā)明的發(fā)明人等在對圖18所示的RF模塊的高次諧波特性不滿足設計目標的原因進行分析后，得到以下結論。如圖18的虛線HD—SP所示，RF功率放大器HPA的最末級放大器12a的最末級 RF放大輸出信號中包含的高次諧波成分到達天線16。虛線HD—SP的信號路徑由定向耦合器(CPL) 13的副線路與增益控制單元17之間的信號布線、定向耦合器13的副線路和主線路、天線開關15構成。最末級放大器12a與定向耦合器13的主線路之間連接以大的衰減率衰減高次諧波成分的最末級的輸出匹配電路12c和高次諧波去除濾波器 14。但是，虛線HD_SP的信號路徑將最末級的輸出匹配電路12c和高次諧波去除濾波器14旁路。結果，最末級放大器12a的輸出的高次諧波成分經(jīng)由定向耦合器13的副線路與增益控制單元17之間的信號布線、定向耦合器13的副線路和主線路傳遞到天線16。
因此，本發(fā)明的一個目的是實現(xiàn)RF模塊等電子裝置的小型化或低成本化。另外，本發(fā)明的另一個目的是避免RF功率放大器的輸出的高電平的高次諧波成分經(jīng)由定向耦合器的副線路與增益控制單元之間的信號布線、定向耦合器的副線路和主線路傳遞到天線，實現(xiàn)RF 模塊的小型化。本發(fā)明的上述以及其它目的和新的特征可以從本說明書的描述和附圖得以明確。
解決技術問題的技術方案
本發(fā)明一個實施方式的共振電路使用多布線基板，以至少具有電感成分的形狀形成第1布線層上的第1布線圖案和與該第1布線層鄰
接的第2布線層上的第2布線圖案，而且，以具有電感成分的形狀(電感器圖案)形成與該第l和第2布線層不同的布線層的第3布線圖案。并且，該第1布線圖案的一端形成輸入或輸出節(jié)點，另一端利用通路孔導體與上述電感器圖案的一端連接。另一方面，第2布線圖案的一端形成輸出或輸入節(jié)點，另一端利用通路孔導體與上述電感器圖案的另一端連接。
這樣，通過在相互鄰接的第1布線圖案和第2布線圖案中的一個上設置輸入或輸出節(jié)點，在另一個上設置輸出或輸入節(jié)點，與在不鄰接的布線層上設置的情況相比，可以增加輸入節(jié)點與輸出節(jié)點之間的電容值。從而可以用小面積確保足夠的電容值，因此可以實現(xiàn)小型或低成本的并聯(lián)共振電路，并且通過將其應用于高頻模塊的濾波電路等，可以實現(xiàn)該模塊的小型化或低成本化。另外，為了進一步增大電容值，可以使第1布線圖案與第2布線圖案的最大線寬大于電感器圖案的最大線寬。
另外，本發(fā)明一個實施方式的共振電路形成在多布線層基板上，其中該多布線層基板包括第1布線層、配置在上述第1布線層的下層的第2布線層、配置在上述第2布線層的下層的第3布線層、以及配置在上述第3布線層的下層的第4布線層，并且具有(1)第1布線圖案，形成為使得上述第1布線層包括大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸入或輸出信號的第l節(jié)點；(2)第2布線圖案，形成為使得上述第2布線層包括大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸入或輸出信號的第2節(jié)點；(3)第3布線圖案，板狀地形成上述第3布線層；和U) 第4布線圖案，板狀地形成上述第4布線層。
并且，上述第l布線圖案的另一端與上述第2布線圖案的另一端經(jīng)由第1通路孔導體電連接；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案相互對置地形成；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案中的一個圖案經(jīng)由第2通路孔導體與上述第1節(jié)點電連接；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案中的另一個圖案經(jīng)由第3通路孔導體與上述第2節(jié)
點電連接。并且，上述第1布線圖案、上述第2布線圖案、上述第3 布線圖案以及上述第4布線圖案相互重疊地形成，上述第3布線圖案與上述第4布線圖案的重疊面積大于上述第2布線圖案與上述第3布線圖案的重疊面積。
這樣，通過在相互鄰接的2個布線層上形成輸入節(jié)點和輸出節(jié)點，與上述內(nèi)容同樣，可以增加這些節(jié)點間的電容值。另外，通過將該輸入節(jié)點和輸出節(jié)點與在第3和第4布線層上板狀地形成的布線圖案(電容圖案)連接，可以進一步增大電容值。由此可以實現(xiàn)小型或低成本的并聯(lián)共振電路，并且通過將其應用于高頻模塊的濾波電路等，可以實現(xiàn)該模塊的小型化或低成本化。另外，為了進一步實現(xiàn)小型化等，可以使從上層平面地來看第1布線圖案、第2布線圖案以及電容圖案時各自的占有區(qū)域形成任意一個占有區(qū)域包含其它占有區(qū)域的關系。另外，本發(fā)明一個實施方式的RF模塊包括RF功率放大器
(HPA)、輸出匹配電路(12c)、定向耦合器(13)和高次諧波去除濾波器(14)。上述RF功率放大器的輸出放大信號(Pout)被供給上述輸出匹配電路的輸入端子，上述輸出匹配電路的輸出端子的RF 信號經(jīng)由上述定向耦合器的主線路被供給上述高次諧波去除濾波器的輸入端子。來自上述定向耦合器的副線路的檢測信號(Vcpl)被供給上述RF功率放大器(HPA )的增益控制單元(17 )的信號輸入端子。上述高次諧波去除濾波器的輸出端子的RF信號可以傳遞到天線(16 )
(參照圖19)。
利用這樣的結構，RF功率放大器的輸出放大信號(Pout)的高次諧波成分盡管被傳遞到定向耦合器(13)的副線路與增益控制單元 (17)之間的信號布線、定向耦合器(13)的副線路和主線路，但在定向耦合器(13)的主線路與天線(16)之間連接有高次諧波去除濾波器(14)。從而可以避免RF功率放大器輸出的高電平的高次諧波成分經(jīng)由定向耦合器的副線路與增益控制單元之間的信號布線、定向耦合器的副線路和主線路傳遞到天線。
發(fā)明效果
通過使用本發(fā)明一個實施方式的電子裝置和高頻模塊，可以實現(xiàn) 小型化或低成本化。

圖l是在本發(fā)明實施方式l的高頻模塊中示出其結構的一例的框圖。
圖2在本發(fā)明實施方式1的共振電路中示出其結構例，(a)是斜視圖，(b)是表示(a)的各層的平面圖。
圖3說明本發(fā)明實施方式1的共振電路，(a)是圖2的簡單的等價電路圖，(b)是作為其比較例的一般的螺旋電感器的簡單的等價電路圖。
圖4是表示透過地看圖2的主要部分的情況下的結構例的斜視圖。
圖5在本發(fā)明實施方式2的共振電路中示出其結構例，(a)是斜視圖，(b)是表示(a)的各層的平面圖。
圖6是圖5的并聯(lián)共振電路的簡單的等價電路圖。
圖7說明本發(fā)明實施方式2的共振電路，圖7(a)是表示透過地看圖5的主要部分的情況下的結構例的斜視圖，圖7 (b)是表示作為其比較例的結構的斜視圖。
圖8是在本發(fā)明實施方式3的高頻模塊中示出其結構例的電路圖。
圖9是在作為本發(fā)明的前提所研究的高頻模塊中示出其通電電路周邊的結構例的電路圖。
圖10是在本發(fā)明實施方式4的高頻模塊中示出其通電電路周邊的結構例的電路圖。
圖11在本發(fā)明實施方式4的高頻模塊中示出其通電電路周邊的布線基板的結構例，(a)是作為比較對象對應于圖9的結構的布局圖， (b)是對應于圖10的結構的布局圖。
圖12在本發(fā)明實施方式4的高頻模塊中示出對應于圖IO的結構
的布線基板的結構例，(a)是透過地看布線基板整體時的斜視圖，(b) 是放大了其通電電路周邊的斜視圖，(c)是從(b)中省略了第1布線層的斜視圖。
圖13是在圖9的結構(比較例)和圖IO的結構中評價了回傳增益值后的結果，(a)是表示圖9的結構的結果的曲線圖，(b)是表示圖10的結構的結果的曲線圖。
圖14是在圖9的結構(比較例)和圖IO的結構中進行了電流密度分析后的結果。
圖15是在圖9的結構(比較例)和圖IO的結構中進行了電流密度分析后的結果。
圖16是在圖9的結構(比較例)和圖IO的結構中進行了電流密度分析后的結果。
圖17是用于說明圖10的結構例的最佳應用例的概略圖，(a)、 (b)分別表示不同的結構例。
圖18是示出本發(fā)明的發(fā)明人等在作出本發(fā)明之前的開發(fā)期間研究的RF模塊的電路結構的圖。
圖19是示出本發(fā)明實施方式5的RF模塊的電路結構的圖。
圖20是示出本發(fā)明實施方式6的RF模塊的電路結構的圖。
圖21是表示圖20的RF模塊的芯片的周邊布線狀況的圖。
圖22是表示本發(fā)明實施方式7的具體的RF模塊的電路結構的圖。
圖23是表示搭載了圖22所示的RF模塊、高頻模擬信號處理半導體集成電路、基帶信號處理LSI的便攜電話的結構的框圖。
圖24是表示構成圖22所示的RF模塊的天線開關的天線開關微波單片半導體集成電路的電路圖。
符號說明
RF一MDL高頻模塊 PA一CP半導體芯片 PA通電電路
CTL控制電路
MN輸出匹配電路
CPL耦合電路
LPF低通濾波電路
P0天線端子
P1 P4端子
ANT_SW天線開關電路
RX_FIL接收濾波電路
ANT—FIL天線濾波電路
ESD—FIL ESD濾波電路
Pin外部輸入端子
RX外部輸出端子
CSl外部控制輸入端子
ANT外部天線端子
LY布線層
MS布線圖案
Nin信號輸入節(jié)點
Nout信號輸出節(jié)點
LC并聯(lián)共振電路
L電感器
C電容器
VH通路孔導體
DET檢測電路
LN傳送線路
TV熱通路
BC偏置電路
AA占有區(qū)域
HPARF功率放大器
10a初級放大器
10b初級偏置電路 10c第1級間匹配電路 lla次級放大器 llb次級偏置電路 lie次級間匹配電路 12a最末級放大器 12b最末級偏置電路 12c輸出匹配電路 13定向耦合器 14高次諧波去除濾波器 15天線開關 16天線
17增益控制單元
HPAl第1RF功率放大器
22c第1輸出匹配電路
23第1定向耦合器
24第1高次諧波去除濾波器
27第l增益控制單元
HPA2第2RF功率放大器
12c第2輸出匹配電路
13第2定向耦合器
14第2高次諧波去除濾波器
17第2增益控制單元
100 RF模塊
IC_Chip芯片
Sdl第1邊
Sd2第2邊
Sd3第3邊
Sd4第4邊
300天線開關MMIC
具體實施方式
《代表性實施方式》
首先概略說明在本申請中公開的發(fā)明的代表性實施方式。在對代表性實施方式的概略說明中，附加括號參照的附圖的參照符號不過是例示出包含在附加了括號的構成要素的概念中的構成要素。
[1本發(fā)明的代表性實施方式的電子裝置由多布線層基板實現(xiàn)。該多布線層基板包括第1布線層(LY1)、配置在上述第1布線層的下層的第2布線層(LY2)、以及配置在上述第2布線層的下層的第 3布線層(LY3)。這里，該電子裝置具有第l布線圖案(MS21), 在上述第1布線層內(nèi)形成為大致環(huán)狀的線路，并且一端形成第1節(jié)點 (Nin);第2布線圖案(MS22)，在上述第2布線層內(nèi)形成大致環(huán) 狀的線路，并且一端形成第2節(jié)點(Nout);電感器圖案(MS23和 MS24)，跨過上述第3布線層或者從上述第3布線層跨過更下層，形成為單個或多個大致環(huán)狀的線路；第l通路孔導體(VH13a)，將上述第1布線圖案的另一端與上述電感器圖案的一端電連接；以及第2 通路孔導體(VH24a)，將上述第2布線圖案的另一端與上述電感器圖案的另一端電連接，其中上述第l布線層和上述第2布線層形成相互鄰接的布線層(參照圖2)。
這里，在更具體的實施方式的電子裝置中，上述多布線層基板還包括配置在上述第3布線層(LY3 )的下層的第4布線層(LY4 )，在上述第3布線層內(nèi)具備形成為大致環(huán)狀的線路并且形成上述電感器圖案的一部分的第3布線圖案(MS23)，在上述第4布線層內(nèi)具備形成為大致環(huán)狀的線路并且形成上述電感器圖案的另外一部分的第4布線圖案(MS24)。這里，上述第3布線圖案的一端通過上述第l通路孔導體(VH13a)與上述第l布線圖案的另一端連接，上述第3布線圖案的另一端通過上述第3通路孔導體(VH34a)與上述第4布線圖案的一端電連接，上述第4布線圖案的另一端通過上述第2通路孔導體(VH24a)與上述第2布線圖案的另一端電連接(參照圖2)。
另外，在更優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，從上層平面地看上述第1布線圖案、上述第2布線圖案以及上述電感器圖案時各自的占有區(qū)域(AA22 AA24)形成任意一個占有區(qū)域包含其它占有區(qū)域的關系(參照圖4)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述第l布線圖案 (MS21)與上述第2布線圖案(MS22 )的最大線寬大于上述電感器圖案(MS23和MS24)的最大線寬。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述多布線層基板的最下層或最上層成為接地電極(參照圖3)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述的電子裝置包含在帶阻濾波器(LPF—HB、 LPFJLB、 ANT_FIL、 RX—FIL )中(參照圖8)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述的電子裝置包含在形成在上述多布線層基板內(nèi)的高次諧波衰減用帶阻濾波器 (LPF一HB、 LPF—LB、 ANT—FIL、 RX—FIL )中，在上述多布線層基板上安裝包含功率放大電路的第l半導體芯片(PA—CP)和包含天線開關電路(ANT—SW)的第2半導體芯片，上述帶阻濾波器與上述天線開關電路連接(參照圖l和圖8)。
如上所述，本發(fā)明的代表性實施方式的電子裝置使用多布線基板，以至少具有電感成分的形狀形成第1布線層上的第1布線圖案和與該第1布線層鄰接的第2布線層上的第2布線圖案，而且，在與該第l和第2布線層不同的層上形成電感器圖案。并且，該第l布線圖案的一端形成輸入或輸出節(jié)點，另一端利用通路孔導體與上述電感器圖案的一端連接。另一方面，第2布線圖案的一端形成輸出或輸入節(jié) 點，另一端利用通路孔導體與上述電感器圖案的另一端連接。即，該電子裝置作為并聯(lián)共振電路起作用。
這樣，通過在相互鄰接的2個布線層中的一個上設置輸入或輸出節(jié)點，在另一個上設置輸出或輸入節(jié)點，與在不鄰接的布線層上設置的情況相比，可以增加輸入節(jié)點與輸出節(jié)點之間的電容值。從而可以用小面積確保足夠的電容值，因此可以實現(xiàn)小型或低成本的并聯(lián)共振電路，并且通過將其應用于高頻模塊的濾波電路等，可以實現(xiàn)該模塊的小型化或低成本化。另外，為了進一步增大電容值，可以使第l布
線圖案與第2布線圖案的最大線寬大于電感器圖案的最大線寬。另外，
通過將多布線基板的最下層或最上層作為接地電極，可以根據(jù)該接地電極與各布線圖案和電感器圖案之間的距離關系，適當調(diào)整并聯(lián)共振
電路的電感值。
2基于其它觀點的實施方式的電子裝置由多布線層基板實現(xiàn)，該多布線層基板包括第l布線層(LY1)、配置在上述第l布線層的下層的第2布線層(LY2)、配置在上述第2布線層的下層的第3布線層(LY3 )、以及配置在上述第3布線層的下層的第4布線層(LY4 )。并且，該電子裝置具有第l布線圖案(MS31),在上述第l布線層內(nèi)形成為大致環(huán)狀的線路，并且一端形成第1節(jié)點(Nin);第2布線圖案(MS32),在上述第2布線層內(nèi)形成為大致環(huán)狀的線路，并且一端形成第2節(jié)點(Nout);第3布線圖案(MS33)，在上述第3布線層內(nèi)形成面狀；第4布線圖案(MS34),在上述第4布線層內(nèi)形成面狀；第l通路孔導體(VH12b)，將上述第1布線圖案的另一端與上述第2布線圖案的另一端電連接；以及第2通路孔導體和第3通路孔導體。這里，上述第3布線圖案與上述第4布線圖案包含相互對置的面，上述第3布線圖案和上述第4布線圖案中的一個經(jīng)由上述第2 通路孔導體(VH13b或VH24b)與上述第1節(jié)點電連接，上述第3 布線圖案和上述第4布線圖案中的另一個經(jīng)由上述第3通路孔導體
(VH24b或VH13b)與上述第2節(jié)點電連接，上述第1布線層(LY1) 和上述第2布線層(LY2)形成相互鄰接的布線層(參照圖5)。
這里，在更具體的實施方式的電子裝置中，上述第3布線圖案
(MS33)經(jīng)由上述第2通路孔導體(VH13b )與上述第1節(jié)點(Nin ) 電連接，上述第4布線圖案(MS34 )經(jīng)由上述第3通路孔導體(VH24b) 與上述第2節(jié)點(Nout)電連接(參照圖5)。
另外，在更優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，從上層平面地看上述
第1~上述第4布線圖案時各自的占有區(qū)域(AA31 AA34)形成任意一個占有區(qū)域(AA31或AA32)包含其它占有區(qū)域的關系(參照圖 7)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述多布線層基板的最下層成為接地電極(參照圖6)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述的電子裝置包含在帶阻濾波器(LPFJHB、 LPF—LB、 ANT—FIL、 RX_FIL )中(參照圖8)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述的電子裝置包含在形成在上述多布線層基板內(nèi)的高次諧波衰減用帶阻濾波器 (LPFJHB、 LPFJLB、 ANT_FIL、 RX—FIL )中，在上述多布線層基板上安裝包含功率放大電路的第l半導體芯片(PA—CP)和包含天線開關電路(ANT_SW)的第2半導體芯片，上述帶阻濾波器與上述天線開關電路連接(參照圖1和圖8)。
如上所述，基于其它觀點的實施方式的電子裝置使用多布線基板，以具有電感成分的形狀形成第1布線層上的第1布線圖案和與該第l布線層鄰接的第2布線層上的第2布線圖案，而且，在更下層的第3布線層和第4布線層上形成電容圖案。并且，該第l布線圖案的一端形成輸入或輸出節(jié)點，并與上述電容圖案的一端連接，第2布線圖案的一端形成輸出或輸入節(jié)點，并與上述電容圖案的另一端連接。第l布線圖案的另一端與第2布線圖案的另一端、或者經(jīng)由形成在其它層上的電感器圖案與第2布線圖案的另一端連接。即，該電子裝置作為并聯(lián)共振電路起作用。
這樣，通過在相互鄰接的2個布線層上形成輸入節(jié)點和輸出節(jié)點，與上述內(nèi)容同樣，可以增加這些節(jié)點間的電容值。另外，通過將該輸入節(jié)點和輸出節(jié)點與在第3和第4布線層上形成的電容圖案連接，可以進一步增大電容值。由此可以實現(xiàn)小型或低成本的并聯(lián)共振電路，并且通過將其應用于高頻模塊的濾波電路等，可以實現(xiàn)該模塊的小型
化或低成本化。另外，為了進一步實現(xiàn)小型化等，可以使從上層平面
地看第l布線圖案、第2布線圖案以及電容圖案時各自的占有區(qū)域形成任意一個占有區(qū)域包含其它占有區(qū)域的關系。另外，通過將多布線基板的最下層作為接地電極，可以使該接地電極與第1和第2布線圖案之間的距離變長，從而可以足夠地確保并聯(lián)共振電路的電感值。
[3基于其它觀點的實施方式的電子裝置具有包括第l布線層和與上述第l布線層不同的第2布線層的多布線層基板；配置在上述多布線層基板上并且包括功率放大電路(PA一HB)的半導體芯片；形成在上述第1布線層(LY2)內(nèi)并且與上述功率放大電路的輸出進行電容性耦合的接地電壓用的第l布線(MS72);以及形成在上述第2 布線層(LY3)內(nèi)并且與上述功率放大電路的輸入進行電容性耦合的接地電壓用的第2布線。
這里，在更優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，在上述多布線層基板的位于上述半導體芯片下部的區(qū)域中，具有各個布線層通過由通路孔導體電連接而被視為一體的接地電壓區(qū)域的熱通路(TV )的形成區(qū)域，上述第1布線在上述第1布線層內(nèi)與上述熱通路的形成區(qū)域連接，上述第2布線在上述第2布線層內(nèi)與上述熱通路的形成區(qū)域連接(參照圖10)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述第l布線和上述第2布線經(jīng)由多個通路孔導體(VHm)電連接(參照圖10)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述第l布線層配置在上述第2布線層的上層(參照圖10)。
另外，在其它優(yōu)選的實施方式的電子裝置中，上述功率放大電路由多級晶體管構成，上述多級晶體管的所有級數(shù)在同一半導體芯片 (PA_CP)上形成(參照圖17)。
如上所述，基于其它觀點的電子裝置具有安裝了包括功率放大電路的半導體芯片的多布線層基板，在其第1布線層內(nèi)形成與功率放大
電路的輸出進行了電容性耦合的接地電壓用的第l布線，在第2布線層內(nèi)形成與功率放大電路的輸入進行了電容性耦合的接地電壓用的第2布線。由此可以減少從功率放大電路的輸出反饋到輸入的回傳電流，從而可以實現(xiàn)電子裝置(高頻模塊)的小型化。另外，由于該回傳電流減少，在一個半導體芯片上形成了功率放大電路內(nèi)的各級晶體管的情況下，也沒有誤動作等問題，從而可以實現(xiàn)高頻模塊的小型化。
41本發(fā)明的代表性實施方式的RF模塊包括RF功率放大器
(HPA)、輸出匹配電路(12c)、定向耦合器(13)和高次諧波去除濾波器(14)。上述RF功率放大器的輸出放大信號(Pout)被供給上述輸出匹配電路的輸入端子，上述輸出匹配電路的輸出端子的RF 信號經(jīng)由上述定向耦合器的主線路被供給上述高次諧波去除濾波器的輸入端子。來自上述定向耦合器的副線路的檢測信號(Vcpl)被供給上述RF功率放大器(HPA )的增益控制單元(17 )的信號輸入端子。上述高次諧波去除濾波器的輸出端子的RF信號可以傳遞到天線(16)
(參照圖19)。
根據(jù)上述實施方式，RF功率放大器的輸出放大信號(Pout)的高次諧波成分盡管被傳遞到定向耦合器(13)的副線路與增益控制單元(17)之間的信號布線、定向耦合器(13)的副線路和主線路，也在定向耦合器(13)的主線路與天線(16)之間連接有高次諧波去除濾波器(14)。從而可以避免RF功率放大器的輸出的高電平的高次諧波成分經(jīng)由定向耦合器的副線路與增益控制單元之間的信號布線、定向耦合器的副線路和主線路傳遞到天線。
優(yōu)選的實施方式的RF模塊還包括天線開關(15)，上述高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述RF信號被供給上述天線開關的一個端子，另一個端子的RF信號可以傳遞到上述天線(16)。
上述優(yōu)選實施方式可以提供高功能RF模塊。
在優(yōu)選實施方式的RF模塊中，上述高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述RF信號經(jīng)由DC截止電容器(Cdc)被供給上述天線開關的上述一個端子。
根據(jù)上述優(yōu)選實施方式，可以容易地進行由上述輸出匹配電路、上述定向耦合器、上述高次諧波去除濾波器構成的信號路徑的相位旋
轉的調(diào)整，并且可以減小上述天線開關中的失真。另外，利用上述高
次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述DC截止電容器，還可以容易地調(diào)整定向耦合器的定向耦合度。
在更優(yōu)選的實施方式的RF模塊中，上述RF功率放大器包括多級放大器(10a、 lla、 12a)和由上述增益控制單元控制并控制上述多級放大器的增益的偏置電路(10b、 llb、 12c)。
在具體實施方式
的RF模塊中，上述輸出匹配電路減少上述RF 功率放大器的生成上述輸出放大信號(Pout)的輸出阻抗與上述天線 (16)的阻抗之差引起的信號反射。
根據(jù)上述具體實施方式
，可以減少由于阻抗不匹配導致的功率效率的降低。
在更具體的實施方式的RF模塊中，上述多級放大器、上述偏置電路和上述增益控制單元形成在半導體集成電路芯片上。
在更具體的實施方式的RF模塊中，上述定向耦合器是在主線路與副線路之間連接了電容元件的微耦合器(microcoupler)。
[5基于其它觀點的實施方式的RF模塊(100)包括笫1RF功率放大器(HPA1)、第l輸出匹配電路(22c)、第l定向耦合器(23)、笫1高次諧波去除濾波器(24)、第2RF功率放大器(HPA2)、第 2輸出匹配電路(12c)、第2定向耦合器(13)和第2高次諧波去除濾波器(14)。
上述第1RF功率放大器構成為放大第1頻帶RF信號(Rfin_LB)，上述第2RF功率放大器構成為放大頻率高于上述第1頻帶RF信號的第2頻帶RF信號(Rfin—HB )。
上述第1RF功率放大器的第1輸出放大信號(Pout_LB )被供給上述第1輸出匹配電路的輸入端子，上述第1輸出匹配電路的輸出端子的第1RF信號經(jīng)由上述第1定向耦合器的主線路被供給上述第1高次諧波去除濾波器的輸入端子。來自上述第l定向耦合器的副線路的第l檢測信號(Vcpl_LB)被供給用于上述第1RF功率放大器的第1 增益控制單元(27)的第l信號輸入端子。上述第1高次諧波去除濾
波器的輸出端子的第1RF信號可以傳遞到天線(16)。
上述第2RF功率放大器的第2輸出放大信號(Pout一HB)被供給上述第2輸出匹配電路的輸入端子，上述第2輸出匹配電路的輸出端子的第2RF信號經(jīng)由上述第2定向耦合器的主線路被供給上述第2高次諧波去除濾波器的輸入端子。來自上述第2定向耦合器的副線路的第2檢測信號(Vcpl_HB )被供給用于上述第2RF功率放大器的第2 增益控制單元(17)的第2信號輸入端子。上述第2高次諧波去除濾波器的輸出端子的第2RF信號可以傳遞到上述天線(參照圖20)。
根據(jù)上述實施方式，可以避免對應于多波段的RF功率放大器的輸出的高電平的高次諧波成分經(jīng)由定向耦合器的副線路與增益控制單元之間的信號布線、定向耦合器的副線路和主線路傳遞到天線。
在優(yōu)選的實施方式的RF模塊中，上述第1高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述第1RF信號被供給天線開關(15)的第l輸入端子，上述第2高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述第2RF信號被供給上述天線開關的第2輸入端子。上述天線開關的輸出端子的 RF信號可以傳遞到上述天線(16)。
在優(yōu)選的實施方式的RF模塊中，上述第1高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述第1RF信號經(jīng)由第lDC截止電容器(Cdc)被供給上述天線開關的上述第l輸入端子。上述第2高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述第2RF信號經(jīng)由第2DC截止電容器(Cdc) 被供給上述天線開關的上述第2輸入端子。
在優(yōu)選的實施方式的RF模塊中，上述第1RF功率放大器、上述第2RF功率放大器、上述第1增益控制單元和上述第2增益控制單元形成在半導體集成電路芯片上。
上述半導體集成電路芯片實質(zhì)上具有4角形的芯片形狀。上述芯片具有相互對置且大致平行的第1邊(Sdl)和第2邊(Sd2 )。上述芯片還具有與上述第1邊和上述第2邊連接并且配置成與上述第1邊和上述第2邊大致成直角的第3邊(Sd3)、以及與上述第3邊對置并且與上述第3邊大致平行的第4邊(Sd4 )。
上述第1RF功率放大器的上述第1輸出放大信號(Pout—LB )從上述芯片的上述第1邊導出，上述第2RF功率放大器的上述第2輸出放大信號(Pout_HB)從上述芯片的上述第2邊導出。來自上述第1 定向耦合器(23)的上述副線路的上述第l檢測信號(Vcpl—LB)從上述芯片的上述第3邊導入用于上述第1RF功率放大器的上述第l增益控制單元(27 )的上述第1信號輸入端子。來自上述第2定向耦合器(13)的上述副線路的上述第2檢測信號(Vcpl_HB)從上述芯片的上述第3邊導入用于上述笫2RF功率放大器的第2增益控制單元 (17)的第2信號輸入端子(參照圖20、圖21)。
根據(jù)上述優(yōu)選實施方式，可以使上述第l輸出放大信號在上述芯片的上述第1邊的導出點與上述第1檢測信號在上述芯片的上述第3 邊的導入點之間的距離較大。可以使上述第2輸出放大信號在上述芯片的上述第2邊的導出點與上述第2檢測信號在上述芯片的上述笫3 邊的導入點之間的距離較大。從而可以降低傳遞到增益控制單元的信號輸入端子的輸出放大信號的高次諧波成分的電平。
在更優(yōu)選的實施方式的RF模塊中，在上述第1輸出放大信號 (PoutJLB )在上述第l邊的導出點與上述第1檢測信號(Vcpl_LB ) 在上述第3邊的導入點之間配置上述第2檢測信號(VcplJHB)在上迷第3邊的導入點。在上述第2輸出放大信號(Pout_HB)在上述第 2邊的導出點與上述第2檢測信號(VcplJHB)在上述第3邊的導入點之間配置上述第l檢測信號(VcplJLB)在上述第3邊的導入點(參照圖20、圖21)。
根據(jù)上述更優(yōu)選的實施方式，可以進一步降低傳遞到增益控制單元的信號輸入端子的輸出放大信號的高次諧波成分的電平。
在其它更優(yōu)選的實施方式的RF模塊中，在上述第l輸出放大信號(PoutJLB)在上述第1邊的導出點與上述第l檢測信號(Vcp^LB) 在上述第3邊的導入點之間，與接地電壓(GND)連接的第l接地布線(402)與上述第3邊連接。在上述第2輸出放大信號(Pout_HB) 在上述第2邊的導出點與上述第2檢測信號(Vcpl_HB)在上述第3
邊的導入點之間，與上述接地電壓(GND)連接的第2接地布線(404) 與上述第3邊連接(參照圖21)。
在更具體的實施方式的RF模塊中，上述第l接地布線(402) 在上述第3邊的附近配置在上述第2檢測信號(Vcpl_HB)的上述導入點與上述第l檢測信號(Vcpl一LB)的上述導入點之間。上述第2 接地布線(404 )在上述第3邊的附近配置在上述第1檢測信號
(Vcpl_LB)的上述導入點與上述第2檢測信號(Vcpl_HB)的上述導入點之間(參照圖21)。
在更具體的實施方式的RF模塊中，上述第1頻帶RF信號
(RfinJLB )是GSM850和GSM900的RF發(fā)送信號，上述第2頻帶 RF信號(RfinJHB )是DCS1800和PCS1900的RF發(fā)送信號(參照圖23)。
在最具體的實施方式的RF模塊中，上述第l定向耦合器和上述第2定向耦合器是在主線路與副線路之間連接了電容元件的微耦合器。
《實施方式的說明》
以下更詳細地說明實施方式。在以下的實施方式中，為了方便，在必要時分割成多個部分或實施方式進行說明，但除非特別指出，它們并非相互無關系，而具有一方是另一方的一部分或全部的變形例、詳細、補充說明等關系。另外，在以下的實施方式中，在言及要素數(shù) 等(個數(shù)、數(shù)值、量、范圍等)時，除了特別指出的情況以及原理上明顯地限定于特定數(shù)的情況等，均不限定于該特定數(shù)，可以在該特定數(shù)以上，也可以在該特定數(shù)以下。
而且，在以下的實施方式中，其構成要素(也包括要素步驟)除了特別指出的情況以及認為原理上明顯必須的情況等，當然不一定是必須的。同樣，在以下的實施方式中，在言及構成要素等的形狀、位置關系等時，除了特別指出的情況以及認為原理上明顯地不是那樣的情況等，實際上包括與該形狀等近似或類似的形狀等。對于上述數(shù)據(jù) 和范圍也同樣如此。
以下根據(jù)附圖詳細說明本發(fā)明的實施方式。在用于說明實施方式的所有圖中，原則上對同一部件附以同一符號，并省略其重復說明。另外，作為本發(fā)明實施方式的電子裝置的一個例子，以下對共振電路和包含該共振電路的高頻模塊的結構及動作進行說明。
(實施方式l)
圖l是在本發(fā)明實施方式l的高頻模塊中示出其結構的一例的框圖。本實施方式1的高頻模塊(高頻功率放大模塊)例如在便攜電話機等移動體通信設備中使用，對應于低波段頻帶和高波段頻帶這兩者。
例如，GSM ( Global System for Mobile Communication ) 850或 GSM900等對應于低波段，GSM1800或GSM1900等對應于高波段。這里，GSM是指數(shù)字便攜電話中使用的無線通信方式的規(guī)格。GSM 中有四個要使用的電波頻帶，將卯0MHz頻帶(880 ~ 960MHz)稱為 GSM900，或簡稱為GSM。另外，將1800MHz頻帶(1710 ~ 1880MHz ) 稱為GSM1800或DCS1800或PCN,將1900MHz頻帶(1850 ~ 1990MHz )稱為 GSM1900或 DCS1900或 PCS ( Personal Communication Service) 。 GSM1900主要在北美使用。在北美另夕卜也使用850MHz頻帶(824 ~ 894MHz)的GSM850。
圖1所示的高頻模塊RF—MDL由一個多層布線基板實現(xiàn)，在多層布線基板上安裝形成了通電電路(功率放大電路、高頻功率放大電路)等的半導體芯片PA—CP、形成了天線開關電路AN1^SW的半導體芯片。另外，在RF-MDL上，利用SMD (Surface Mount Device, 表面安裝器件)部件或多層布線基板的布線圖案，形成輸出匹配電路 MN_LB、 MNHB、耦合電路(定向耦合器)CPL_LB、 CPLHB以及各種濾波電路LPF—LB、 LPF—HB、 ANT—FIL、 ESD_FIL、 RX_FIL1、 RX一FIL2。
半導體芯片PA—CP具備通電電路PA_LB、 PA—HB和控制電路 CTL。 PA一LB對經(jīng)由未圖示的調(diào)制電路等輸入到外部輸入端子 Pin_LB的GSM850或GSM900這樣的低波段信號進行放大。放大后的信號依次經(jīng)由輸出匹配電路MN_LB、耦合電路CPL一LB以及低通
濾波電路LPF—LB ，傳送到天線開關電路ANT_SW的端子PI 。 MNJLB 例如是對特性阻抗50Q等進行阻抗匹配的電路，CPL一LB檢測通過 MN_LB后的PA—LB的輸出功率值，并將其檢測信號DS—LB輸出到 PA—CP內(nèi)的控制電路CTL。低通濾波電路LPF—LB從通過CPL—LB 后的PAJLB的輸出信號中使高次諧波信號(例如2次諧波(2HD) 和3次諧波(3HD)等)衰減。LPF一LB也可以是使特定頻帶通過的帶通濾波器(BPF)或使特定頻帶衰減的帶除濾波器(BEF)。
另一方面，PA_HB對經(jīng)由未圖示的調(diào)制電路等輸入到外部輸入端子Pin—HB的GSM1800或GSM1900這樣的高波段信號進行放大。放大后的信號依次經(jīng)由輸出匹配電路MN一HB、耦合電路CPL一HB以及低通濾波電路(或者BPF或者BEF) LPF—HB，傳送到ANT—SW 的端子P2。 MN一HB例如是對特性阻抗50Q等進行阻抗匹配的電路， CPL—HB檢測通過MN—HB后的PA—HB的輸出功率值，并將其檢測信號DS—HB輸出到PA_CP內(nèi)的CTL。 LPF—HB從通過CPL—HB后的PA—HB的輸出信號中使高次諧波(例如2次諧波(2HD)和3次諧波(3HD)等)衰減。
半導體芯片PA—CP內(nèi)的控制電路CTL接收針對外部控制輸入端子CS1的、來自未圖示的基帶電路的控制信號和上述檢測信號 DS LB、 DS HB，控制PA LB、 PA HB和ANT SW。來自基帶電路
PA一LB、 PA一HB的輸出功率電平指定信號、根據(jù)收發(fā)處理內(nèi)容生成的針對ANT一SW的開關切換信號等。CTL根據(jù)該輸出功率電平指定信號和檢測信號DS_LB、 DS_HB，控制PA_LB、 PA_HB的增益，并根據(jù)該開關切換信號控制ANT一SW。
ANT_SW根據(jù)上述的來自CTL的控制信號，向天線端子P0連接端子PI ~ P4中的某一個。天線端子PO經(jīng)由天線濾波電路ANT—FIL 和ESD濾波電路ESD一FIL與外部天線端子ANT連接，未圖示的天線連接在該ANT上。ANT_FIL主要進行從ANT—SW生成的高次諧波的衰減和來自天線的接收信號中包含的高次諧波的衰減等。
ESD—FIL主要對來自天線的接收信號進行在ESP (Electro Static Discharge,靜電釋放)方面成為問題的頻帶(例如400MHz頻帶和 500MHz頻帶等)的去除。
另外，ANT_SW的端子P3經(jīng)由接收濾波電路RX—FIL1與外部輸出端子RX_LB連接，ANT_SW的端子P4經(jīng)由接收濾波電路 RX—FIL2與外部輸出端子RX一HB連接。從天線接收的低波段信號被傳送到RX一LB，從天線接收的高波段信號被傳送到RX一HB，這些信號被輸出到未圖示的解調(diào)電路等。RX_FIL1對從天線接收的低波段信號進行高次諧波的衰減，RX_FIL2對從天線接收的高波段信號進行高次諧波的衰減。
這樣的對應多個波段的高頻模塊與對應于一個波段的高頻模塊相比，變得大型化，因此除了半導體芯片的尺寸外，還要求用更小的面積或更低的成本來形成各種濾波電路等。這里，為了實現(xiàn)多層布線基板的小型化(薄膜化)和低成本化，例如最好使用被廣泛使用的、具有4層或5層左右的層疊結構的陶瓷基板等。這種情況下，在該4 層或5層以內(nèi)可以多么小型化地形成圖1的各種濾波電路(LPF一LB、 LPF—HB、 ANT_FIL、 ESD—FIL、 RX—FIL1和RX_FIL2 )和輸出匹配電路(MN—LB、 MN_HB)是很重要的。圖1的各種濾波器或輸出匹配電路內(nèi)常常包含由電感器和電容器構成的并聯(lián)共振電路，如果可以在不使用SMD部件的情況下小型地形成這樣的并聯(lián)共振電路，則對高頻模塊的小型化或低成本化是有益的。
這樣的并聯(lián)共振電路例如可以用圖2所示的結構來實現(xiàn)。圖2在本發(fā)明實施方式l的共振電路中示出其結構例，(a)是斜視圖，(b) 是表示(a)的各層的平面圖。圖2 (a) 、 (b)所示的共振電路例如使用包括第1布線層LY1以及在其下層按順序層疊的第2布線層 LY2 第4布線層LY4的4層的多層布線基板來實現(xiàn)。另外，LY4的背面作為接地電極。
在LY1 LY4上分別形成由通過將線路大致環(huán)狀地形成大約1 周而形成的形狀構成的布線圖案MS21~MS24。 MS21的一端作為信號輸入節(jié)點Nin，另一端經(jīng)由形成在自身環(huán)的中心部的通路孔導體 VH13a與MS23連接。MS23的一端經(jīng)由形成在自身環(huán)的中心部的通路孔導體VH13a與上述的MS21連接，另一端經(jīng)由形成在自身環(huán)的角部的通路孔導體VH34a與MS24連接。
MS24的一端經(jīng)由形成在自身環(huán)的角部的通路孔導體VH34a與上述的MS23連接，另一端經(jīng)由形成在自身環(huán)的旁邊的通路孔導體 VH24a與MS22連接。MS22的一端經(jīng)由形成在自身環(huán)的旁邊的通路孔導體VH24a與上述的MS24連接，另一端作為信號輸出節(jié)點Nout。因此，在從Nin向Nout傳送了信號的情況下，在各布線圖案MS21 MS24中沿逆時針的環(huán)來傳送信號，MS21 ~ MS24作為電感器起作用。 Nin與Nout也可以相反。另夕卜，在MS23和MS24的各線路中設置一部分蛇行的形狀是為了增加線路長度，從而增大電感值。
這里，作為圖2的結構整體，等價地作為由電感器(線團)Lml 和電容器(電容)Cml構成的并聯(lián)共振電路LC1起作用。該并聯(lián)共振電路LC1的主要特征例如在于以下幾點。首先，第一點是，通過布線的引繞，使信號輸入節(jié)點Mn和信號輸出節(jié)點Nout間的電容成分增加。圖3 (a)是圖2的并聯(lián)共振電路LC1的簡單的等價電路圖，圖3 (b)是作為其比較例在專利文獻1的圖8中示出的螺旋電感器 Lcl的簡單的等價電路圖。
在圖3 (a)所示的并聯(lián)共振電路LC1中，第1布線層LY1的信號輸入節(jié)點Nin依次經(jīng)由LY1的電感器L1、第3布線層LY3的電感器L3、第4布線層LY4的電感器L4以及第2布線層LY2的電感器 L2與信號輸出節(jié)點Nout連接。L1~L4分別對應于圖2的布線圖案 MS21 ~MS24。另外，在Nin與Nout之間連接形成LY1與LY2間的層間電容的電容器Cl，在LY2與LY3之間、LY3與LY4之間、LY4 與背面之間也分別連接形成層間電容的電容器C2、 C3、 C4,
另一方面，在圖3(b)所示的螺旋電感器Lcl中，LY1的Nin 依次經(jīng)由LY1的電感器Lll、 LY2的電感器L12、 LY3的電感器L13 以及LY4的電感器L14與Nout連接。另外，在LY1與LY2之間、
LY2與LY3之間、LY3與LY4之間、LY4與背面之間分別連接形成層間電容的電容器Cll、 C12、 C13、 C14。在圖3 (a) 、 (b)中，更嚴格地，例如在圖3 (a)的L3與L4的接點Nl等處插入與通路孔導體相伴的電感器或電阻，并且與其并聯(lián)地插入與LY3和LY4的層間電容相伴的電容器，但在此簡單地用布線表示通路孔導體，相應地也省略了電容器。在圖3 (a) 、 (b)中的其它存在通路孔導體的部位也同樣如此。
從該等價電路可知，在圖3(a)中，通過以相互鄰接的層形成 Nin和Nout，有效率地進行其間的電容耦合(即對應于電容器Cl)，并且通過引繞布線，LY1 LY4的全部的電感成分作為Nin與Nout 之間的電感成分作出貢獻。而在圖3(b)中，電感成分的貢獻與圖3 (a)相同，但由于Nin與Nout之間的電容耦合經(jīng)由多個串聯(lián)連接的電容器(例如Cll與C13)進行，因此Nin與Nout之間的電容耦合變?nèi)?。因此，通過使用圖3 (a)所示的布線的引繞，與圖3(b)相比，可以增加Nin與Nout之間的電容值，從而可以實現(xiàn)小型或低成本的共振電路。
第二點是，MS21與MS22的線路寬度大致相同，MS23與MS24 的線路寬度也大致相同，但MS21與MS22的最大線路寬度形成為比 MS23與MS24的最大線路寬度粗。由此可以跨過MS21 ~ MS24來形成電感成分，并且利用形成為相互夾著層對置的MS21和MS22,可以進一步增大Nin與Nout之間的電容值。
第三點是，通過將MS21和MS22設置在從LY4背面的接地電極離開的層(LY1、 LY2)上，與形成在LY3和LY4等上的情況相比，可以實現(xiàn)大的電感值。一般情況下，由于接地面產(chǎn)生的鏡像電流的影響，設置在接地面上的布線圖案的電感變小，因此離開布線圖案的接地面的距離越大，就可以變得越大。因此，通過形成這樣的結構，每單位面積的電感值被最大化，因此可以使得到期望的電感值所需的面積最小，從而可以使共振電路小型化。另外，由于MS21 MS24各部分的電感值的平衡，通過將MS23和MS24設置在從LY4背面的接地電極離開的層(LY1、 LY2)上、從而4吏基于MS23和MS24的電感值最大化的做法有時能更有效地降低共振電路的共振頻率，或者在不改變共振頻率的情況下使面積小型化，因此在這種情況下，設置了 MS21 ~MS24的層的順序也可以與圖2相反。
第四點是，圖2的各布線圖案MS21 MS24形成為從表面看時投影面積小。換言之，在從表面?zhèn)韧队癕S21 MS24各自的布線圖案的占有面積時，形成對應于某一個布線圖案的占有區(qū)域包含對應于其它布線圖案的占有區(qū)域的關系。圖4是表示透過地看圖2的主要部分的情況下的結構例的斜視圖。
如圖4所示，MS21 MS24的實質(zhì)占有區(qū)域分別是AA21 ~ AA24。然后，在從表面?zhèn)韧队皝砜丛揂A21 ~ AA24時，例如形成在 AA21內(nèi)含有AA22~AA24的關系。這里形成AA21 ~ AA24的占有區(qū) 域相等的關系，A21的全部含有AA22 AA24的全部。占有區(qū)域的大小(即投影面積)(A21xA22)不特別限定，但例如為lmmxlmm左右。由此例如專利文獻3 (利用圖7 (b)后述)中所示，與錯開形成各布線圖案的情況相比，可以利用小面積來實現(xiàn)并聯(lián)共振電路。
這里如上所示為了降低多層基板的成本示出了 4層基板的結構例，但在不脫離其要義的范圍內(nèi)，基板的層數(shù)和通路孔導體的引繞方式可以進行種種變更。例如，也可以變更圖2從第1布線層按照第4 布線層、第3布線層、第2布線層的順序來引繞布線。另外，例如在使用3層基板的情況下，可以在第1布線層和第2布線層上形成MS1 等線路寬度粗的布線圖案，在第3布線層上形成MS3等布線寬度細的布線圖案，并將該第3布線層的布線圖案的一端連接在第l布線層上，將另一端連接在第2布線層上。
另外，在使用5層基板的情況下，例如可以在第l布線層和第2 布線層上形成MS1等線路寬度粗的布線圖案，在第3布線層~第5 布線層上以描繪螺旋的方式形成MS3等布線寬度細的布線圖案，并將第3布線層的布線圖案的一端連接在第l布線層上，將第5布線層的布線圖案的一端連接在第2布線層上。而且，只要多層布線基板的成
本沒有問題，就同樣可以應用于6層以上的多層布線基板。
如上所述，利用本實施方式1可以實現(xiàn)共振電路以及包含該共振電路的高頻模塊的小型化或低成本化。
(實施方式2)
在本實施方式2中說明在圖1的各種濾波電路和輸出匹配電路中使用的、與圖2不同的共振電路的結構例。圖5在本發(fā)明實施方式2 的共振電路中示出其結構例，(a)是斜視圖，(b)是表示(a)的各層的平面圖。圖5 (a) 、 (b)所示的共振電路與圖2同樣，例如使用包括第1布線層LY1 ~第4布線層LY4的4層的多層布線基板來實現(xiàn)，LY4的背面作為接地電極。
在LY1、 LY2上分別形成由通過將線路大致環(huán)狀地形成大約1 周而形成的形狀構成的布線圖案MS31、 MS32。 LY3、 LY4上分別形成由面狀形狀構成的布線圖案(電極圖案)MS33、 MS34。 MS31的一端作為信號輸入節(jié)點Nin，該信號輸入節(jié)點Nin還經(jīng)由形成在自身環(huán)的中心部的通路孔導體VH13b與MS33連接。另一方面，MS31的另一端經(jīng)由形成在自身環(huán)的角部的通路孔導體VH12b與MS32連接。
MS32的一端經(jīng)由形成在自身環(huán)的角部的通路孔導體VH12b與上述的MS31連接，另一端作為信號輸出節(jié)點Nout，同時經(jīng)由形成在自身環(huán)的角部的通路孔導體VH24b與MS34連接。另外，MS33與 MS34形成為相互夾著層對置。因此，在從Nin向Nout傳送了信號的情況下，在MS31和MS32中沿逆時針的環(huán)來傳送信號，MS31和MS32 作為電感器起作用。而且，在Nin和Nout中由MS33和MS34形成電容，因此圖5的結構例整體上等價地作為由電感器Lm2和電容器 Cm2構成的并聯(lián)共振電路LC2起作用。另外，Nin與Nout也可以相反。
圖6是圖5的并聯(lián)共振電路LC2的筒單的等價電路圖。在圖6 中，LY1的Nin依次經(jīng)由LY1的電感器L5、LY2的電感器L6與Nout 連接。L5、 L6分別對應于圖5的布線圖案MS31、 MS32。另外，在 Nin與Nout之間連接對應于圖5的LY3的MS33和LY4的MS34的
電容器C7，在LY1與LY2之間、LY2與LY3之間、LY4與背面之間分別連接形成層間電容的電容器C5、 C6、 C8。與上述的圖3的等價電路同樣，省略通路孔導體的相關顯示。
在這樣的結構中，本實施方式2的共振電路的主要特征例如在于以下幾點。首先，第一點是，與實施方式l同樣，除了通過以相互鄰接的層形成Nin和Nout來增大電容值(對應于圖6的C5)夕卜，還利用MS33和MS34進一步增大電容值(在圖6中對應于與C5并聯(lián)連接的C7)。另外，第二點、第三點也象實施方式1中說明的那樣，將電感器(MS31和MS32)設置在離開接地面的層上、以及構成為投影面積小。
關于該第三點的投影面積，使用圖7進行說明。圖7(a)是表示透過地看圖5的主要部分的情況下的結構例的斜視圖，圖7 (b)是表示作為其比較例的結構的斜視圖。圖7 (b)所示的作為比較例的共振電路LCc2反映了前述的專利文獻3的結構例。如圖7(a)所示，圖 5中的MS31 MS34的實質(zhì)占有區(qū)域分別是AA31 AA34。然后，在從表面?zhèn)韧队皝砜丛揂A31~AA34時，例如形成在AA31內(nèi)含有 AA32 ~ AA34的關系。占有區(qū)域的大小(即投影面積)(A31xA32) 不特別限定，但例如為lmmxlmm左右。
而在比較例中，如圖7(b)所示，電感器圖案的實質(zhì)占有區(qū)域為AA41、 AA42，電容器圖案的實質(zhì)占有區(qū)域為AA43、 AA44。因此，在從表面?zhèn)韧队皝砜丛揂A41 ~ AA44時，形成例如在AA41內(nèi)不含有 AA43的關系。這種情況下，雖然投影面積增大，但通過使用圖7(a) (圖5)的結構，可以實現(xiàn)并聯(lián)共振電路的小型化。
但是，作為圖2的結構例和圖5的結構例的比較，如果各自利用相同面積和相同層數(shù)來形成，則圖5的結構例與圖2的結構例相比，用MS31和MS32這兩層來實現(xiàn)電感成分，因此電感值小。并且，由于MS33和MS34形成在基于AA33和AA34的狹窄的投影面積內(nèi)，因此電容值也小。因此，基于圖5的結構例的共振頻率大于基于圖2 的結構例的共振頻率，因此圖5的結構例例如可以用于圖1的對應于
高波段的濾波電路等中。
另外，在圖5的結構例中，與圖2的結構例的情況相同，在不脫離其要義的范圍內(nèi)，基板的層數(shù)和通路孔導體的引繞方式可以進行種種變更。例如，在使用5層基板的情況下，通過第l布線層—第3布線層—第2布線層的引繞，以描繪螺旋的方式形成MS31等布線圖案，在第4布線層和第5布線層上形成MS33等面狀的布線圖案。然后，將第l布線層的布線圖案的一端連接在第4布線層上，將第2布線層的布線圖案的一端連接在第5布線層上。在圖5的結構例的情況下，無論基板的層數(shù)怎樣，通過將形成電感器的布線圖案設置在比形成電容的面狀的布線圖案更遠離接地電極的層上，就可以使每單位面積的電感值最大化，使得到期望的電感值所需的面積最小化，從而可以使共振電路小型化。
如上所述，利用本實施方式2可以實現(xiàn)共振電路以及包含該共振電路的高頻模塊的小型化或低成本化。
(實施方式3)
本實施方式3說明在圖l的高頻模塊中應用圖2的并聯(lián)共振電路 LC1或圖5的并聯(lián)共振電路LC2的情況下的詳細結構例。圖8是在本發(fā)明實施方式3的高頻模塊中示出其結構例的電路圖。在圖8所示的高頻模塊中，如圖1所示，低波段用的通電電路PA_LB的輸出經(jīng)由輸出匹配電路MN—LB、耦合電路CPL—LB、低通濾波電路LPF—LB 以及電容器Csl3，傳送到天線開關電路ANT—SW。這里，形成在半導體芯片上的PA一LB的輸出經(jīng)由焊接線等與形成在布線基板上的 MN—LB連接。另外，Csl3是直流截止用的電容器，例如由SMD部件形成。
PA—LB例如形成通過從屬連接3個功率晶體管而形成的3級結構的放大電路。MNJLB例如形成包括傳送線路LN1 LN3、設置在 LN1 ~ LN3各自的輸出與接地電壓GND之間的電容器Csl ~ Cs3的3 級結構的低通濾波器型的匹配電路。Csl Cs3例如是SMD部件。 LN1 ~ LN3從PAJLB的輸出側開始依次串聯(lián)連接。Csl的一端與LN1的輸出連接，另一端經(jīng)由電感器Lil與GND連接。Cs2、 Cs3同樣，分別是一端與LN2、 LN3連接，另一端經(jīng)由電感器Li2、 Li3與GND 連接。Lil ~ Li3例如是相當于通路孔導體等的寄生電感器。
CPL一LB包含分別形成為電磁耦合的主線路和副線路，主線路的一端與LN3的輸出連接，另一端與LPF一LB連接。副線路的一端與終端電阻(例如5011)連接，另一端經(jīng)由焊接線等連接在與PA一LB形成在同一個半導體芯片上的功率檢測電路DET一LB上。
LPF_LB由設置在上述的CPL—LB的主線路的一端與電容器 Csl3的一端之間的并聯(lián)共振電路和分別連接在該并聯(lián)共振電路的兩端與GND之間的2個串聯(lián)共振電路構成。并聯(lián)共振電路由電感器Li9 和電容器Cs9構成。串聯(lián)共振電路中的一個由從上述的CPL一LB的主線路的一端開始依次連接的電容器Cs8和電感器Li8構成，串聯(lián)共振電路中的另一個由從上述的Csl3的一端開始依次連接的電容器CslO 和電感器LilO構成。Cs8 Csl0例如由SMD部件形成，Li8 Lil0 由布線基板的內(nèi)置電路(通路孔導體或傳送線路)形成。該LPF一LB 針對從PA—LB輸出的低波段信號，例如使其2次諧波(2HD) 、 3次諧波(3HD )和7次諧波(7HD )衰減。
另一方面，與該低波段側的結構相同，在高波段側，高波段用的通電電路PA一HB的輸出經(jīng)由輸出匹配電路MN_HB、耦合電路 CPL一HB、低通濾波電路LPFJHB以及電容器Csl4，傳送到天線開關電路ANT—SW。這里，PA—HB的輸出經(jīng)由焊接線等與MN—HB連接。另外，Csl4是直流截止用的電容器，例如由SMD部件形成。
PA一HB與PA一LB同樣，例如形成通過從屬連接3個功率晶體管而形成的3級結構的放大電路。MN—HB例如形成包括傳送線路LN4 LN7、設置在LN4 LN7各自的輸出與GND之間的電容器Cs4 ~ Cs7 的4級結構的低通濾波器型的匹配電路。Cs4 ~ Cs7例如是SMD部件。 LN4 ~ LN7從PA_HB的輸出側開始依次串聯(lián)連接。Cs4的一端與LN4 的輸出連接，另一端經(jīng)由電感器Li4與GND連接。Cs5、 Cs6、 Cs7 同樣，分別是一端與LN5、 LN6、 LN7連接，另一端經(jīng)由電感器Li5、
Li6、 Li7與GND連接。Li4 ~ Li7例如是相當于通路孔導體等的寄生電感器。
CPL一HB包含分別形成為電磁耦合的主線路和副線路，主線路的一端與LN7的輸出連接，另一端與LPF_HB連接。副線路的一端與終端電阻(例如50Q)連接，另一端經(jīng)由焊接線等連接在與PAJHB (以及PA—LB )形成在同一個半導體芯片上的功率檢測電路DET一HB 上。
LPF—HB由設置在上述的CPL一HB的主線路的一端與電容器 Csl4的一端之間的并聯(lián)共振電路和連接在該并聯(lián)共振電路的一端 (Csl4側)與GND之間的串聯(lián)共振電路構成。并聯(lián)共振電路由電感器Lill和電容器Csll構成。串聯(lián)共振電路由從上述的Csl4的一端開始依次連接的電容器Csl2和電感器Lil2構成。Csll、 Csl2例如由 SMD部件形成，Lill、 Lil2由布線基板的內(nèi)置電路形成。該LPF—HB 針對從PA—HB輸出的高波段信號，例如使其2次諧波(2HD) 、 3 次i皆波(3HD)衰減。
天線開關電路ANT—SW的天線端子P0依次經(jīng)由天線濾波電路 ANT—FIL、 ESD濾波電路ESD—FIL和電容器Csl6與外部天線端子 ANT連接。Csl6(在此為8.2pF)是直流截止用的電容器，例如由SMD 部件形成。另外，在ANT與GND之間連接例如由SMD部件構成的阻抗調(diào)整用的電感器Ls (在此為15nH)。
ANT—FIL具備連接在P0與Csl6的一端之間的并聯(lián)共振電路和連接在P0與GND之間的阻抗調(diào)整用的電容器Csl5。 Csl5 (在此為 0.5pF )例如由SMD部件形成。另一方面，并聯(lián)共振電路由電感器Lil3 和電容器Cil構成，這里使用在實施方式2中示出的圖5的并聯(lián)共振電路LC2。該并聯(lián)共振電路用lmmxlmm的電路面積實現(xiàn)，Lil3的電感值例如是3.5nH， Cil的電容值例如是0.25pF。由此，使形成高波段信號的3次諧波(3HD )的5.4GHz前后的信號衰減。該ANT_FIL 主要進行通過ANT^SW產(chǎn)生的高波段信號的3HD的衰減和針對從天線接收的高波段信號的3HD的衰減。
ESD—FIL具有從Csl6的一端向GND依次串聯(lián)連接的電容器 Csl5和電感器Li14。 Csl5例如由SMD部件形成，具有13pF的電容值。Lil4由布線基板的內(nèi)置電路形成，具有12nH的電感值。ESD一FIL 主要針對從天線接收的信號，使成為ESD對策方面的問題的400MHz 前后的信號衰減。
ANT一SW的端子P3依次經(jīng)由直流截止用的電容器Csl7和接收濾波電路RX—FIL1與外部輸出端子RX—LB連接。Csl7(在此為7.4pF ) 例如由SMD部件形成。
RX_FIL1連接在Csl7的一端與RX—LB之間，具備由電感器Lil5 和電容器Ci2構成的并聯(lián)共振電路。這里，在該并聯(lián)共振電路中使用在實施方式l中示出的圖2的并聯(lián)共振電路LC1。該并聯(lián)共振電路用 lmmxlmm的電路面積實現(xiàn)，Lil5的電感值例如是5.6nH， Ci2的電容值例如是0.6pF。由此，使形成低波段信號的3次諧波(3HD)的 2.7GHz前后的信號衰減。即，該RX一FIL1進行針對從天線接收的低波段信號的3HD的衰減。
ANT—SW的端子P4依次經(jīng)由接收濾波電路RX—FIL2和直流截止用的電容器Csl9與外部輸出端子RX一HB連接。Csl9(在此為8pF ) 例如由SMD部件形成。RX—FIL2具有從P4向GND依次串聯(lián)連接的電容器Csl8和電感器Li16。 Csl8例如由SMD部件形成，具有10pF 的電容值。Lil6由布線基板的內(nèi)置電路形成，具有9nH的電感值。 RX—FIL2這里利用ANT—FIL 4吏高波段信號的3HD衰減，因此與 RX—FIL1不同，具備ESD對策用的濾波電路。該RX—FIL2使成為 ESD對策方面的問題的400MHz前后的信號衰減。
如上所述，在圖8的高頻模塊中，為了針對低波段信號和高波段信號使3次諧波(3HD)衰減，使用圖2和圖5所示的、不使用SMD 部件并且可以用小面積實現(xiàn)的并聯(lián)共振電路LC1、 LC2。由此可以實現(xiàn)高頻模塊的小型化或低成本化。雖然在此對應于高波段信號使用圖 5的結構，對應于低波段信號使用與圖5的結構相比可以實現(xiàn)更低的共振頻率的圖2的結構，但只要可以實現(xiàn)必要的電路常數(shù)，不特別限
定于該組合。
另外，這里雖然將圖2和圖5的并聯(lián)共振電路LC1、 LC2用于3 次諧波(3HD)的衰減，但當然也可以用于2次諧波(2HD)的衰減或以外的n (n^:4)次諧波的衰減。即，例如在圖8的電路中也可以應用于LPF一LB或LPB—HB等。在本實施方式3中僅應用于3次諧波 (3HD )的衰減是因為，用于3HD衰減的濾波電路針對與布線基板的制造偏差相伴的特性變動具有足夠的余量。即，實際上，在產(chǎn)生布線基板的制造偏差的情況下，雖然有時利用SMD部件的參數(shù)來校正其影響，但其必要性低。
另外，對應于圖8中的電感器Lil5和電容器Ci2的圖2的并聯(lián) 共振電路LC1如上所述可以用圖3(a)的等價電路來表示。在算出這種情況下的各電路元件的參數(shù)值時，L1、L2、L3、L4分別具有0.8nH、 0.8nH、 2.0nH、 2.0nH左右作為概算值。另外，Cl、 C2、 C3、 C4分別具有0.4pF、 O.lpF、 O.lpF、 O.lpF左右作為概算值。由此可知，利用圖2的MS21和MS22可以實現(xiàn)足夠的電感成分(Ll、 L2 )和足夠的電容成分(Cl)。
另一方面，對應于圖8中的電感器Lil3和電容器Cil的圖5的并聯(lián)共振電路LC2如上所述可以用圖6的等價電路來表示。在算出這種情況下的各電路元件的參數(shù)值時，L5、 L6分別具有1.7nH、 1.7nH 左右作為概算值。另外，C5、 C6、 C7、 C8分別具有0.05pF、 0.05pF、 0.15pF、 0.15pF左右作為概算值。
這樣，圖5的并聯(lián)共振電路LC2與圖2的并聯(lián)共振電路LC1相比，電感值和電容值小，但可以實現(xiàn)使高次諧波衰減所需的足夠的常數(shù)。另外，從上述的等價電路可知，圖5的LC2與圖2的LC1相比，作為構成要素的參數(shù)(電路元件)數(shù)少，因此認為對上述的布線基板等的偏差的影響小。
如上所述，利用本實施方式3可以實現(xiàn)共振電路以及包含該共振電路的高頻模塊的小型化或低成本化。 (實施方式4)
本實施方式4示出解決在使圖l的高頻模塊小型化時可能產(chǎn)生的回傳通道的問題的方式。首先，使用圖9來說明回傳通道的問題。圖 9是在作為本發(fā)明的前提所研究的高頻模塊中示出其通電電路周邊的結構例的電路圖。
圖9所示的高頻模塊RF一MDLcl是從實施方式3中所示的圖8 的電路例中抽出高波段信號用的通電電路PA_HB及其輸出匹配電路 MN一HB的部分而形成。以后省略與圖8重復的部分的說明。圖9的高頻模塊RF一MDLcl作為其布線基板的結構，通常在形成有PA一HB 的半導體芯片的正下方的各布線層(LY2 LY4)上形成接地電極圖案，通過分別用通路孔導體連接該各個接地電極圖案或背面的接地電極，形成最穩(wěn)定的接地電壓GND的區(qū)域。該區(qū)域一般被稱為熱通路 TV的形成區(qū)域。
另一方面，例如在與PA一HB的輸出連接的輸出匹配電路 MN—HBcl中，PA—HB的輸出功率經(jīng)由電容器Cs4 ~ Cs7(特別是Cs4 ) 和電感器Li4 Li7 (特別是Li4)流入LY3的接地電極圖案。該接地電極圖案由LY3連接到熱通路TV的形成區(qū)域，進而經(jīng)由通路孔導體還與背面的接地電極連接。另外，Cs4 Cs7例如作為SMD部件安裝在第1布線層LY1上，Li4 ~ Li7相當于連接該LY1和LY3的通路孔導體。
在圖8的電路例中雖然沒有圖示，但PAJHB中包含的、分別從屬連接的3級功率晶體管的各輸出節(jié)點上連接有例如圖9所示的偏置電路BC。 BC—般經(jīng)由被稱為扼流線圏等的高頻切斷用電感器，將偏置電壓Vcc供給功率晶體管的各輸出(即向下一級的輸入)，并且在該Vcc與接地電壓GND之間設置被稱為去耦電容器等的高頻接地用電容器。在圖9中，該扼流線圏相當于傳送線路LN61 LN65或電感器Ls2，去耦電容器相當于電容器Cdl Cd3。
在此，Cdl Cd3例如作為SMD部件安裝在LY1上，其一端與 Vcc連接，另一端經(jīng)由連接LY1和LY3之間的通路孔導體(電感器) VH1 VH3與LY3的接地電極圖案連接。因此，如圖9的箭頭所示，
形成如下的路徑PA_LB的輸出電流經(jīng)由電容性耦合(Cs4 Cs7(特別是Cs4))流入LY3的接地電極圖案，進而，從該接地電極圖案經(jīng) 由電容性耦合(Cdl ~ Cd3 )反饋到功率晶體管的輸入。該路徑被稱為回傳通道RP。
在圖9的電路例中示出了經(jīng)由偏置電路BC的回傳通道RP，其它雖然沒有圖示，但例如還存在經(jīng)由插入到功率晶體管的各級間的匹配電路的回傳通道等。即，例如在用焊接線暫且將第一級的功率晶體管的輸出拉出到布線基板上、并在布線基板上進行阻抗匹配后，有時會再次經(jīng)由焊接線返回到第二級的功率晶體管的輸入，這種情況下的布線基板上的匹配電路也能形成回傳通道?；貍魍ǖ廊缟纤鲆鹫?蕩現(xiàn)象等，成為誤動作等的原因。但是，在圖9中，例如只要足夠地確保輸出匹配電路MN—HBcl和偏置電路BC等的距離，就可以減少這樣的問題，但反過來小型化變得困難。
因此，為了在實現(xiàn)小型化的同時解決回傳通道的問題，例如可以使用圖10的結構。圖10是在本發(fā)明實施方式4的高頻模塊中示出其通電電路周邊的結構例的電路圖。圖10所示的高頻模塊RF一MDLa 與圖9的結構例相比，其特征在于，增加了在LY2中連接電感器(通路孔導體)Li4、 Li5和熱通路TV的形成區(qū)域的布線圖案MS72,并且增加了連接該MS72和LY3的接地電極圖案的多個通路孔導體(電感器)VHm。另外，MS72中使用線狀的布線圖案。
根據(jù)該結構，以對應于TV形成區(qū)域的GND為基準，通路孔導體Li4、 Li5與MS72的接點電位VA高于Li4、 Li5與LY3的接地電極圖案的接點電位VB，因此在LY2中大量電流沿著從MS72向TV 的方向流動。此時，由于偏置電路BC與LY3的接地電極圖案連接，因此流向該LY2的電流不直接流動。另外，若干電流還經(jīng)由通路孔導體Li4、 Li5流向LY3的接地電極圖案，但由于LY3的接地電極圖案通過多個VHm與MS72連接，因此該電流還容易向TV形成區(qū)域的方向流動。因此，電流幾乎不流向與LY3的接地電極圖案連接的偏置電路BC側，從而可以解決回傳通道的問題。而且，通過由多個VHm
連接MS72和LY3的接地電極圖案，可以減小MS72的電感成分的影響，從而防止輸出匹配電路MN的特性產(chǎn)生偏差的情況。
圖11在本發(fā)明實施方式4的高頻模塊中示出其通電電路周邊的布線基板的結構例，(a)是作為比較對象對應于圖9的結構的布局圖，
(b)是對應于圖IO的結構的布局圖。圖12在本發(fā)明實施方式4的高頻模塊中示出對應于圖10的結構的布線基板的結構例，(a)是透過地看布線基板整體時的斜視圖，(b)是放大了其通電電路周邊的斜視圖，(c)是從(b)中省略了第l布線層的斜視圖。
在圖11 (a) 、 (b)中，分別示出對應于第1布線層LY1、第2 布線層LY2、第3布線層LY3的布局圖案的一部分。如圖11 ( a )所示，輸出匹配電路MN和偏置電路BC被配置在幾乎同樣的位置上。圖9的結構(比較例)如圖11 (a)所示，在LY2中沒有從MN與熱通路TV的形成區(qū)域連接的布線圖案，在LY3的接地電極圖案中，經(jīng) 由通路孔導體的MN的GND與經(jīng)由通路孔導體的BC的GND分別連接。而圖10的結構(本實施方式)如圖11 (b)和圖12 (a) ~ (c) 所示，在LY2中設置從MN與TV的形成區(qū)域連接的布線圖案MS72, 該MS72還經(jīng)由多個通路孔導體VHm與LY3的接地電極圖案連接。
圖13是在圖9的結構(比較例)和圖IO的結構中評價了回傳增益值后的結果，U)是表示圖9的結構的結果的曲線圖，(b)是表示圖10的結構的結果的曲線圖。如圖13所示，圖9的高頻模塊 RF_MDLcl在1.5MHz前后具有15dB左右的回傳增益，由此產(chǎn)生振蕩現(xiàn)象。而圖10的高頻模塊RF—MDLa在較寬的頻帶(0~4GHz) 范圍內(nèi)沒有超過0dB的回傳增益，從而不產(chǎn)生振蕩現(xiàn)象。
圖14~圖16是在圖9的結構(比較例)和圖IO的結構中進行了電流密度分析后的結果，圖14表示第1布線層LY1中的分析結果，圖15表示第2布線層LY2中的分析結果，圖16表示第3布線層LY3 中的分析結果。另外，圖14~圖16分別個別地分析了在從第3級的通電電路PA輸出了功率的情況下，流向第l級(1st)的功率晶體管
(Tr)的輸入的回傳電流、流向第2級(2nd)的Tr的輸入的回傳電流和流向第3級(3rd)的Tr的輸入的回傳電流。
首先，在圖14所示的LY1的分析結果中，左側示出作為比較例的圖9的高頻模塊RF一MDLcl的結果，右側示出作為本實施方式的圖 10的高頻模塊RF_MDLa的結果。從該圖可知，圖10的高頻模塊 RF一MDLa與圖9的高頻模塊RF_MDLcl相比，尤其大大減少了流向 1st Tr的回傳電流和流向3rd Tr的回傳電流。其次，在圖15所示的 LY2的分析結果中可知，在圖10的高頻模塊RF一MDLa中，大量電流經(jīng)由上述的布線圖案MS72向TV的形成區(qū)域側流動。圖9的高頻模塊RF一MDLcl由于不具備這樣的布線圖案，因此不存在相當于圖 15的結果。
最后，在圖16所示的LY3的分析結果中，左側示出作為比較例的圖9的高頻模塊RF_MDLcl的結果，右側示出作為本實施方式的圖 10的高頻模塊RF_MDLa的結果。從該圖可知，圖10的高頻模塊 RF一MDLa與圖9的高頻模塊RF_MDLcl相比，尤其大大減少了流向 lstTr的回傳電流和流向3rdTr的回傳電流。從以上可知，通過使用圖10的高頻模塊RF—MDLa,可以大幅度地減少流向輸入的回傳電流。
圖17是用于說明圖IO的結構例的最佳應用例的概略圖，(a)、 (b )分別表示不同的結構例。例如，如圖17( b )的高頻模塊RF_MDLc2 所示，有時利用另外的半導體芯片向構成通電電路的3級結構的功率晶體管(Tr)形成和安裝第3級(最末級)。即，在一個半導體芯片 PA一CPcl上形成對應于低波段和高波段的第1級和第2級Tr，在另外的半導體芯片PA—CPc2上形成對應于低波段的第3級Tr，再在另外的半導體芯片PA一CPc3上形成對應于高波段的第3級Tr。
這種情況下，將這3個半導體芯片PA_CPcl~PA—CPc3分別安裝到RF一MDLc2上。這樣，從第3級Tr的輸出到第1級或第2級 Tr的輸入之間的距離離開，因此可以容易地避免上述的回傳通道的問題。但是，該結構存在高頻模塊RF一MDLc2大型化、成本也增大等缺點。
因此，為了實現(xiàn)小型化或低成本化，最好象圖17 (a)的高頻模塊RF—MDL那樣，在一個半導體芯片PA—CP上形成3級Tr。但是，這樣會使從第3級Tr的輸出到第1級或第2級Tr的輸入之間的距離變短，從而回傳通道的問題變得更明顯。這種情況下，使用圖10的結構例可以解決回傳通道的問題，并且可以實現(xiàn)高頻模塊的小型化或低成本化。
如上所述，利用本實施方式4可以抑制回傳通道的問題，由此可以實現(xiàn)高頻模塊的小型化或低成本化。 (實施方式5) <RF模塊>
圖19是表示本發(fā)明實施方式5的RF模塊的電路結構的圖。圖 19的RF模塊與圖18的RF模塊的基本差別在于輸出匹配電路12c、定向耦合器(CPL ) 13和高次諧波去除濾波器(LPF ) 14的連接順序。
因此，本發(fā)明實施方式5的圖19的RF模塊具有以下優(yōu)點。即，在圖19中假定RF功率放大器HPA的輸出放大信號Pout的高次諧波成分被傳遞到定向耦合器13的副線路與增益控制單元17之間的信號布線、定向耦合器13的副線路和主線路。盡管這樣假定，但在定向耦合器13的主線路與天線16之間連接高次諧波去除濾波器14。從而可以避免RF功率放大器HPA的輸出的高電平的高次諧波成分經(jīng)由定向耦合器13的副線路與增益控制單元17之間的信號布線、定向耦合器 13的副線路和主線路傳遞到天線16。
圖19的RF模塊包括RF功率放大器HPA、最末級的輸出匹配電路12c、定向耦合器(CPL) 13、高次諧波去除濾波器(LPF) 14、天線開關(ANT一SW) 15。天線開關15在RF模塊外部與便攜電話的天線(ANT) 16連接。
RF模塊內(nèi)的單片半導體集成電路>
RF功率放大器HPA由單片半導體集成電路的芯片構成，包括初級放大器10a、初級偏置電路10b、第l級間匹配電路10c、次級放大器1la、次級偏置電路11b、第2級間匹配電路llc、最末級放大器12a、最末級偏置電路12b和增益控制單元17。向初級放大器10a的初級
RF輸入端子供給RF放大信號RFin，初級放大器10a的初級RF放大輸出信號經(jīng)由第1級間匹配電路10c供給次級放大器lla的次級RF 輸入端子。次級放大器lla的次級RF放大輸出信號經(jīng)由第2級間匹配電路lie供給最末級放大器12a的最末級RF輸入端子。
在單片半導體集成電路的硅芯片上形成構成初級放大器10a、次級放大器lla、最末級放大器12a的LD( Lateral Diffused,橫向擴散) 構造MOS的功率MOSFET。第1級間匹配電路10c減少由于初級放大器10a的比較高的輸出阻抗與次級放大器lla的比較低的輸出阻抗之差導致的信號反射。第2級間匹配電路11c減少由于次級放大器lla 的比較低的輸出阻抗與最末級放大器12a的更低的輸出阻抗之差導致的信號反射。第1級間匹配電路10c和第2級間匹配電路11c由形成在硅芯片上的螺旋電感器或MIM (金屬.絕緣膜*金屬)層疊電容等單片無源元件構成。
<RF模塊內(nèi)的分立元件>
RF功率放大器HPA的最末級放大器12a的最末級RF放大輸出信號Pout經(jīng)由單片半導體集成電路的芯片外部的最末級的輸出匹配電路12c與定向耦合器(CPL) 13的主線路的一端連接。輸出匹配電路12c減少由于最末級放大器12a的極低的輸出阻抗(幾ft左右)與定向耦合器13、天線16的比較高的輸入阻抗(50Q左右)之差導致的信號反射。輸出匹配電路12c由形成在RF模塊的多層布線基板上的微波傳送線TRL1、 TRL2、 TRL3、電容C1、 C2、 C3、電感器L1、 L2、 L3等分立無源元件構成。定向耦合器(CPL) 13的主線路和副線路由形成在RF模塊的多層布線基板上的多層布線構成。
定向耦合器(CPL) 13的主線路的另一端的RF信號供給高次諧波去除濾波器(LPF) 14的RF信號輸入端子。高次諧波去除濾波器 (LPF) 14以極小的衰減率將供給RF信號輸入端子的RF信號的基本頻率成分傳遞到RF信號輸出端子，但2倍高次諧波、3倍高次諧波、4倍高次諧波等高次諧波成分以很大的衰減率衰減。因此，高次諧波去除濾波器14作為低通濾波器(LPF)動作。高次諧波去除濾波器14的電感器L5和電容C5的并聯(lián)連接的并聯(lián)共振頻率f5被設定為大致等于2倍高次諧波。由于并聯(lián)共振頻率f5下的電感器L5和電容 C5的并聯(lián)連接的高阻抗，2倍高次諧波以大的衰減率被衰減。高次諧波去除濾波器14的電感器L4和電容C4的串聯(lián)連接的串聯(lián)共振頻率 f4被設定為大致等于3倍高次諧波。由于串聯(lián)共振頻率f4下的電感器 L4和電容C4的串聯(lián)連接的低阻抗，3倍高次諧波以大的衰減率被衰減。高次諧波去除濾波器14的電感器L6和電容C6的串聯(lián)連接的串聯(lián)共振頻率f6被設定為大致等于4倍高次諧波。由于串聯(lián)共振頻率f6 下的電感器L6和電容C6的串聯(lián)連接的低阻抗，4倍高次諧波以大的衰減率被衰減。
高次諧波去除濾波器14的RF信號輸出端子的RF信號供給天線開關15的一端，天線開關15的另一端與天線16的一端連接。高次諧波去除濾波器14的輸出端子的RF信號經(jīng)由DC截止電容器Cdc供給天線開關15的一個端子。RF功率放大器HPA的最末級放大器12a 的最末級RF放大輸出信號Pout與RF信號成分一起還包含DC電壓成分。高次諧波去除濾波器14的DC截止電容器Cdc避免最末級RF 放大輸出信號Pout的DC電壓成分被傳遞到天線開關15和天線16。通過本發(fā)明的發(fā)明人等的研究知道，利用配置在高次諧波去除濾波器 14的輸出端子與天線開關15之間的DC截止電容器Cdc，可以容易地調(diào)整由輸出匹配電路12c、定向耦合器13和高次諧波去除濾波器14 構成的信號路徑的相位旋轉，從而還減少了天線開關15中的失真。
另外，定向耦合器13的副線路的一端和另一端分別與終端電阻 Rt和RF功率放大器HPA的增益控制單元17的檢測電壓輸入端子連接。經(jīng)由RF模擬信號處理半導體集成電路向增益控制單元17供給來自基帶信號處理單元的增益控制信號Vramp和來自定向耦合器13的檢測電壓Vcpl。另外，增益控制信號Vramp的電平與基站和便攜電話之間的距離成比例，從RF功率放大器HPA供給天線16的RF發(fā) 送信號RFout的電平可以由增益控制信號Vramp的電平控制。增益控制單元17通過控制RF功率放大器HPA的增益，來進行APC動作，
以使來自定向耦合器13的檢測電壓Vcpl的電平跟隨增益控制信號 Vramp的電平。該APC通過基于增益控制單元17所控制的初級偏置電路10b、次級偏置電路llb、最末級偏置電路12b的初級放大器10a、初級放大器10a、最末級放大器12a的增益控制來執(zhí)行。
(實施方式6)
<可發(fā)送多波段的RF模塊>
圖20是表示本發(fā)明實施方式6的RF模塊的電路結構的圖。該 RF模塊可以發(fā)送GSM850、 GSM900、 DCS1800、 PCS1900的多波段。因此，第1頻帶RF信號Rfin_LB由第1RF功率放大器HPA1放大，第2頻帶RF信號Rfin_HB由第2RF功率放大器HPA2放大。第1 頻帶RF信號Rfin_LB是GSM850和GSM900的RF發(fā)送信號，第2 頻帶RF信號Rfin—HB是DCS1800和PCS1900的RF發(fā)送信號。
另外，GSM850的RF發(fā)送信號的頻率是824 MHz~894MHz， GSM900的RF發(fā)送信號的頻率是880 MHz ~ 915MHz。 DCS1800的 RF發(fā)送信號的頻率是1710 MHz ~ 1780MHz, PCS1900的RF發(fā)送信號的頻率是1850 MHz ~ 1910MHz。
在圖20的RF模塊100中，笫1RF功率放大器HPA1和第2RF 功率放大器HPA2形成在半導體集成電路芯片IC—Chip之上。在芯片 IC—Chip周邊的RF模塊100的布線基板上形成第l輸出匹配電路22c、第1定向耦合器23、第1高次諧波去除濾波器24、第2輸出匹配電路 12c、第2定向耦合器13、第2高次諧波去除濾波器14和天線開關15。
芯片IC—Chip實質(zhì)上具有4角形的芯片形狀。芯片IC一Chip具有相互對置且大致平行的第1邊Sdl和第2邊Sd2。芯片IC_Chip還具有與第1邊Sdl和第2邊Sd2連接并且配置成與第1邊Sdl和第2 邊Sd2大致成直角的第3邊Sd3、以及與第3邊Sd3對置并且與第3 邊Sd3大致平行的第4邊Sd4。
第1RF功率放大器HPA1的第1輸出放大信號Pout_LB從芯片 IC—Chip的第l邊Sdl導出，第2RF功率放大器HPA2的第2輸出放大信號Pout—HB從芯片IC_Chip的第2邊Sd2導出。
來自第1定向耦合器23的副線路的第1檢測信號Vcpl一LB從芯片IC_Chip的第3邊Sd3導入用于第1RF功率放大器HPA1的第1 增益控制單元27的第l信號輸入端子。來自第2定向耦合器13的副線路的第2檢測信號Vcpl_HB從芯片IC_Chip的第3邊Sd3導入用于第2RF功率放大器的第2增益控制單元17的第2信號輸入端子。
可以使第l輸出放大信號PoutJLB在芯片IC—Chip的第l邊Sdl 的導出點與第1檢測信號Vcpl_LB在芯片IC—Chip的第3邊Sd3的導入點之間的距離較大?？梢允沟?輸出放大信號Pout一HB在芯片 IC—Chip的第2邊Sd2的導出點與第2檢測信號Vcpl_HB在芯片 IC_Chip的第3邊Sd3的導入點之間的距離較大。從而可以降低傳遞到增益控制單元27、 17的信號輸入端子Vcpl_LB、 VcplJHB的輸出放大信號Pout—LB、 Pout_HB的高次諧波成分的電平。
且，如圖20所示，可以在第1輸出放大信號Pout—LB在第1 邊Sdl的導出點與第1檢測信號Vcpl一LB在第3邊Sd3的導入點之間配置第2檢測信號VcplJHB在第3邊Sd3的導入點。同樣，可以在第2輸出放大信號Pout—HB在第2邊Sd2的導出點與第2檢測信號 Vcpl_HB在第3邊Sd3的導入點之間配置第1檢測信號Vcpl_LB在第3邊Sd3的導入點。從而可以進一步降低傳遞到增益控制單元27、 17的信號輸入端子Vcpl—LB、 Vcpl—HB的輸出放大信號Pout_LB、 Pout一HB的高次諧波成分的電平。
<芯片周邊的RF模塊的布線〉
圖21是表示圖20的RF模塊100的芯片IC—Chip的周邊布線的狀況的圖。圖21 (A)是表示該狀況的平面圖，圖21 (B)是表示該狀況的斜視圖。
如圖21 ( A)所示，在第1輸出放大信號Pout—LB在第1邊Sdl 的導出點與第1檢測信號Vcpl一LB在第3邊Sd3的導入點之間，與接地電壓GND連接的第1接地焊接線402與第3邊Sd3連接。從第1 邊Sdl的第l輸出放大信號Pout—LB的導出點到與第l增益控制單元 27的第1檢測信號Vcpl_LB的導入點連接的焊接線401，存在虛線所
示的第1輸出放大信號Pout—LB的高次諧波耦合信號路徑 HD—LB_SP。第1接地焊接線402可以有效地減少經(jīng)由耦合信號路徑 HD—LB—SP的、從第1輸出放大信號Pout一LB的導出點向第1檢測信號Vcpl一LB的導入點的信號串擾。另外，在第2輸出放大信號 Pout_HB在第2邊Sd2的導出點與第2檢測信號Vcpl—HB在第3邊 Sd3的導入點之間，與接地電壓GND連接的第2接地焊接線404與第 3邊Sd3連接。從笫2邊Sd2的第2輸出放大信號Pout—HB的導出點到與第2增益控制單元17的第2檢測信號Vcpl一HB的導入點連接的焊接線405，存在虛線所示的第2輸出放大信號Pout一HB的高次諧波耦合信號路徑HD_HB_SP。第2接地焊接線404可以有效地減少經(jīng)由耦合信號路徑HD—HB_SP的、從第2輸出放大信號Pout—HB的導出點向第2檢測信號Vcpl_HB的導入點的信號串擾。
另外，在圖21 (A)中，芯片IC_Chip的第3邊Sd3左側的6 個正方形表示與焊接線400...406連接的芯片IC—Chip上的焊盤。另外，芯片IC一Chip的第3邊Sd3右側的6個正方形表示與焊接線 400...406連接的RF模塊100的布線基板表面的布線區(qū)域。
圖21 (B)的斜視圖立體地示出第2接地焊接線404有效地減少經(jīng)由耦合信號路徑HDJHB—SP的、從第2邊Sd2的第2輸出放大信號Pout—HB的導出點向第3邊Sd3的第2檢測信號Vcpl—HB的導入點的信號串擾。焊接線400...406在芯片IC一Chip的4個邊的周邊具有比較高、長的布線距離。與第1增益控制單元27的第1檢測信號 Vcpl一LB的導入點連接的焊接線401左右的接地焊接線400、 402有效地減少有害的信號串擾。同樣，與第2增益控制單元17的第2檢測信號Vcpl一HB的導入點連接的焊接線405左右的接地焊接線404、406 也有效地減少有害的信號串擾。 (實施方式7)
<可發(fā)送多波段的具體的RF模塊〉
圖22是表示本發(fā)明實施方式7的具體的RF模塊的電路結構的圖。圖22所示的具體的RF模塊與圖20所示的RF模塊的基本差別
在于天線開關15。
在圖22所示的具體的RF模塊中，天線開關15執(zhí)行切換 GSM850、 GSM900、 DCS1800、 PCS1900的多波段的TDMA (時分多址接入)方式的發(fā)送時隙和接收時隙的功能。即，天線開關15在發(fā) 送時隙中，選擇第1RF發(fā)送信號Tx_LB和第2RF發(fā)送信號Tx—HB 中的某一個，并供給天線16。第lRF發(fā)送信號Tx一LB是基于第1RF 功率放大器HPA1的第1輸出放大信號Pout_LB的、GSM850和 GSM900的RF發(fā)送信號，第2RF發(fā)送信號Tx—LH是基于第2RF功率放大器HPA2的第2輸出放大信號Pout_HB的、DCS1800和 PCS1卯0的RF發(fā)送信號。
另外，天線開關15在接收時隙中，將天線16接收的RF接收信號傳遞到選擇了第1RF接收信號端子R、LB和第2RF接收信號端子 Rx一LH的信號端子。第1RF接收信號端子Rx一LB的RF接收信號是 GSM850和GSM900的RF接收信號，第2RF接收信號端子Rx—LH 的RF接收信號是DCS1800和PCS1900的RF接收信號。
另外，在圖22所示的具體的RF模塊中，天線開關15的共用輸入輸出端子上連接有低通濾波器LPF—ANT、陷波濾波器Trap12、電容C13和電感器L13。低通濾波器LPF—ANT由電容CIO、 Cll、電感器Lll構成，以使DCS1800和PCS1900的高波段的3倍高次諧波衰減。陷波濾波器Trapl2由電容C12、電感器L12構成，以便吸收從RF信號中比較低的頻率到直流附近的外部浪涌電壓。
在天線開關15與第1RF接收信號端子Rx_LB之間連接低通濾波器LPF—Rx_LB。低通濾波器LPF_Rx—LB由電容C20、 C21、 C22、電感器L21構成，以使GSM850和GSM900的低波段的3倍高次諧波衰減。
在天線開關15與第2RF接收信號端子Rx_HB之間連接陷波濾波器Trap31。陷波濾波器Trap31由電容C31、電感器L31構成，以便吸收從RF信號中比較低的頻率到直流附近的外部浪涌電壓。
<<更攜電話>
圖23是表示搭載了圖22所示的RF模塊(100 )、高頻模擬信號處理半導體集成電路(RF_IC)、基帶信號處理LSI (BB—LSI)的便攜電話的結構的框圖。
該圖所示的RF模塊(RF_ML ) 100包括天線開關15、半導體芯片IC—Chip、第1輸出匹配電路22c、第1定向耦合器23、第1高次諧波去除濾波器24、第2輸出匹配電路12c、第2定向耦合器13、第 2高次諧波去除濾波器14。天線開關15由天線開關微波單片半導體集成電路(ANT—SW) 15構成，半導體芯片IC_Chip包括RF功率放大器HPA1、 HPA2。
在便攜電話的收發(fā)用天線ANT16上連接有RF模塊(RF_ML ) 100的天線開關MMIC ( ANT—SW) 15的共用輸入輸出端子I/O。來自基帶信號處理LSI ( BB_LSI)的控制信號B.B_Cnt經(jīng)由高頻模擬信號處理半導體集成電路(RF—IC)(以下稱為RFIC)，供給RF模塊 (RF—ML) 100。從收發(fā)用天線16流向共用輸入輸出端子I/O的高頻信號流形成便攜電話的接收動作RX，從共用輸入輸出端子I/O流向收發(fā)用天線16的高頻信號流形成便攜電話的發(fā)送動作TX。
RFIC (RF—IC)進行來自基帶信號處理LSI (BB_LSI)的發(fā)送基帶信號Tx一BBS向高頻發(fā)送信號的頻率向上轉換。另外，RFIC (RF一IC )反過來進行由收發(fā)用天線ANT接收的高頻接收信號向接收基帶信號Rx一BBS的頻率向下轉換。接收基帶信號R、BBS供給基帶信號處理LSI (BB_LSI)。
RF模塊(RF—ML) 100的天線開關MMIC ( ANT—SW ) 15在共用輸入輸出端子I/0與發(fā)送端子Txl、 Tx2、接收端子Rxl、 Rx2中的任意一個端子間確立信號路徑，進行接收動作RX和發(fā)送動作TX 中的某一個。該天線開關MMIC (ANT_SW) 15通過將為了進行接收動作RX和發(fā)送動作TX中的某一個而確立的信號路徑以外的信號路徑的阻抗設定成極高的值，得到必要的隔離。
另外，基帶信號處理LSI (BB一LSI)與未圖示的外部非易失性存儲器和未圖示的應用處理器連接。應用處理器與未圖示的液晶顯示
裝置和未圖示的鍵輸入裝置連接，可以執(zhí)行通用程序和包含游戲在內(nèi) 的各種應用程序。便攜電話等可移動設備的引導程序(啟動初始化程序)、操作系統(tǒng)程序(OS)、用于基帶信號處理LSI內(nèi)部的數(shù)字信號處理器(DSP)所進行的與GSM方式等的接收基帶信號有關的相位解調(diào)和與發(fā)送基帶信號有關的相位調(diào)制的程序、各種應用程序可以存儲在外部非易失性存儲器中。
假設應當對來自基帶信號處理LSI (BB_LSI)的發(fā)送基帶信號 Tx_BBS進行頻率向上轉換，轉換成GSM850或GSM900的發(fā)送頻率波段的情況。另外，GSM850的RF發(fā)送信號的頻率是824 MHz~ 894MHz, GSM900的RF發(fā)送信號的頻率是880 MHz ~ 915MHz。這種情況下，RFIC的發(fā)送信號處理單元Tx—SPU進行從發(fā)送基帶信號 Tx一BBS到該發(fā)送頻率波段的頻率向上轉換，生成高頻發(fā)送信號 RF—Txl。該發(fā)送頻率波段的高頻發(fā)送信號RF一Txl由RF模塊RF一ML 的RF高輸出功率放大器HPA1進行功率放大，經(jīng)由低通濾波器12c 供給天線開關MMIC ( ANT—SW ) 15的發(fā)送端子Txl。供給發(fā)送端子 Txl的GSM850或GSM900的高頻發(fā)送信號RFJTxl可以經(jīng)由共用輸入輸出端子1/0從收發(fā)用天線(ANT) 16發(fā)送。
由收發(fā)用天線(ANT ) 16接收的GSM850或GSM900的高頻接收信號RF_Rxl供給天線開關MMIC (ANT_SW) 15的共用輸入輸出端子I/O。另外，GSM850的RF接收信號的頻率是869 MHz~ 894MHz, GSM900的RF接收信號的頻率是925MHz 960MHz。從天線開關15的接收端子Rxl得到的該接收頻率波段的高頻接收信號 RF_Rxl經(jīng)由表面彈性波濾波器SAW1,由RFIC的低噪聲放大器 LNA1放大，然后被供給接收信號處理單元Rx一SPU。接收信號處理單元Rx一SPU進行從GSM的高頻接收信號GSM一Rx向接收基帶信號 Rx一BBS的頻率向下轉換。
在GSM850或GSM900的收發(fā)模式下，天線開關15響應控制信號B.B一Cnt，時間分割地進行基于共用輸入輸出端子I/O與發(fā)送端子 Txl的連接的高頻發(fā)送信號RF Txl的發(fā)送和基于共用輸入輸出端子I/O與接收端子Rxl的連接的高頻接收信號RF一Rxl的接收。
假設應當對來自基帶信號處理LSI (BB_LSI)的發(fā)送基帶信號 Tx一BBS進行頻率向上轉換，轉換成DCS1800或PCS1900的發(fā)送頻率波段的情況。另外，DCS1800的RF發(fā)送信號的頻率是1710 MHz ~ 1780MHz， PCS1900的RF發(fā)送信號的頻率是1850 MHz ~ 1910MHz。這種情況下，RFIC的發(fā)送信號處理單元Tx_SPU對發(fā)送基帶信號 Tx一BBS進行向該發(fā)送頻率波段的頻率向上轉換，生成該發(fā)送頻率波段的高頻發(fā)送信號RF一Tx2。該發(fā)送頻率波段的高頻發(fā)送信號RFJTx2 由RF模塊100的RF高輸出功率放大器HPA2進行功率放大，經(jīng)由低通濾波器22c供給天線15的發(fā)送端子Tx2。供給發(fā)送端子Tx2的 DCS1800或PCS1900的高頻發(fā)送信號RF一Tx2可以經(jīng)由共用輸入輸出端子I/0從收發(fā)用天線(ANT) 16發(fā)送。
由收發(fā)用天線(ANT ) 16接收的DCS1800或PCS1900的高頻接收信號RF—Rx2供給天線開關15的共用輸入輸出端子I/O。另外， DCS1800的RF接收信號的頻率是1805 MHz ~ 180MHz， PCS1900的 RF接收信號的頻率是1930MHz 1990MHz。從天線開關15的接收端子Rx2得到的DCS1800或PCS1900的高頻接收信號RF—Rx2經(jīng)由表面彈性波濾波器SAW2，由RFIC的低噪聲放大器LNA2放大，然后被供給接收信號處理單元Rx—SPU。接收信號處理單元Rx一SPU進行從DCS1800或PCS1900的高頻接收信號RF一Rx2向接收基帶信號 Rx_BBS的頻率向下轉換。
在DCS1800或PCS1900的收發(fā)模式下，天線開關15響應控制信號B.B—Cnt,時間分割地進行基于共用輸入輸出端子I/O與發(fā)送端子Tx2的連接的高頻發(fā)送信號RF一Tx2的發(fā)送和基于共用輸入輸出端子I/O與接收端子Rx2的連接的高頻接收信號RF一Rx2的接收。
<天線開關MMIO
圖24是表示構成圖22所示的RF模塊的天線開關15的天線開關微波單片半導體集成電路(MMIC) 300的電路圖。
圖24所示的天線開關MMIC (300)在共用輸入輸出端子I/O
(301)與發(fā)送端子Txl ( 306 ) 、 Tx2 ( 307 )、接收端子Rxl ( 308 )、 Rx2 (309) 、 Rx3 (308，) 、 Rx4 (309，)中的任意一個端子間確立信號路徑，進行接收動作RX和發(fā)送動作TX中的某一個。該天線開關 MMIC (300)通過將為了進行接收動作RX和發(fā)送動作TX中的某一個而確立的信號路徑以外的信號路徑的阻抗設定成極高的值，得到必要的隔離。在天線開關領域中，共用輸入輸出端子1/0 (301)被稱為單刀(Single Pole)。另外，發(fā)送端子Txl (306) 、 Tx2 (307)、接收端子Rxl (308) 、 Rx2 (309) 、 Rx3 (308') 、 Rx4 (309，)共計6 個端子被稱為6擲(6throw)。因此，圖23的天線開關MMIC(300) 是單刀6擲(SP6T; Single Pole 6 throw )型開關。
天線開關MMIC ( 300 )包括6個高頻開關302、 303、 304、 305、 304，、 305'。
第l發(fā)送開關302通過連接共用輸入輸出端子1/0 (301)與第1 發(fā)送端子Txl (306)之間，確立從第1發(fā)送端子Txl (306)到共用輸入輸出端子I/0 (301)的第l發(fā)送信號的路徑。第2發(fā)送開關303 通過連接共用輸入輸出端子I/O (301)與第2發(fā)送端子Tx2 (307) 之間，確立從第2發(fā)送端子Tx2(307)到共用輸入輸出端子I/0(301) 的第2發(fā)送信號的路徑。
第1接收開關304通過連接共用輸入輸出端子I/0 (301)與第1 接收端子Rxl (308)之間，確立從共用輸入輸出端子I/O (301)到第1接收端子Rxl ( 308 )的第1接收信號的路徑。第2接收開關305 通過連接共用輸入輸出端子I/O (301)與第2接收端子Rx2 (309) 之間，確立從共用輸入輸出端子I/O ( 301)到第2接收端子Rx2 ( 309 ) 的第2接收信號的路徑。第3接收開關304，通過連接共用輸入輸出端子1/0 (301)與第3接收端子Rxl (308，)之間，確立從共用輸入輸出端子I/0 (301)到第3接收端子Rxl (308，)的第3接收信號的路徑。第4接收開關305'通過連接共用輸入輸出端子I/0 (301)與第4 接收端子Rx2 (309，)之間，確立從共用輸入輸出端子I/O (301)到第4接收端子Rx2 ( 309')的第4接收信號的路徑。
另外，在圖24中，作為SP6T型開關的天線開關將第1接收開關304與第3接收開關304'并聯(lián)連接，并將第2接收開關305與第4 接收開關305'并聯(lián)連接，因此SP6T型開關實質(zhì)上形成SP4T型開關。通過開關的并聯(lián)連接，可以降低接收模式下的信號損失。
另外，作為構成6個高頻開關302、 303、 304、 305、 304'、 305，的高頻開關Qtxl、 Qtx2、 Qrxl、 Qrx2、 Qrx3、 Qrx4，使用具有低導通電阻的異質(zhì)結結構的HEMT (High Electron Mobility Transister，高電子移動率晶體管)。
而且，第1發(fā)送開關302包括第1DC升壓電路DC_BC1，第2 發(fā)送開關303包括第2DC升壓電路DC—BC2。
第l發(fā)送開關302的第1DC升壓電路DC—BC1響應從第1RF功率放大器HPA1供給發(fā)送端子Txl (306)的高電平的第1RF發(fā)送信號，使供給第1發(fā)送控制端子310的大致3伏的DC控制電壓升壓。通過升壓，由第1DC升壓電路DC—BC1生成的大致5伏的高電平的升壓輸出電壓被供給第1發(fā)送開關302的FETQtxl的柵極。
結果，可以顯著降低第1發(fā)送開關302的FETQtxl的導通電阻 Ron,從而可以降低發(fā)送動作時RF發(fā)送信號的信號損失。另外，由于大致5伏的高電平的升壓輸出電壓，共用輸入輸出端子1/0 (301) 的電壓也成為大致4伏的高電平。其它開關303、 304、 305、 304，、 305，的FETQtx2、 Qrxl、 Qrx2、 Qrx3、 Qrx4的柵極成為大致0伏的低電壓。這些FETQtx2、 Qrxl、 Qrx2、 Qrx3、 Qrx4的柵極*源極間電容成為極小的值，從而可以顯著地降低天線開關MMIC (300)的高次諧波失真。
第2發(fā)送開關303的第2DC升壓電路DC—BC2響應從第2RF功率放大器HPA2供給發(fā)送端子Tx2 (307)的高電平的第2RF發(fā)送信號，使供給第2發(fā)送控制端子311的大致3伏的DC控制電壓升壓。通過升壓，由第2DC升壓電路DC—BC2生成的大致5伏的高電平的升壓輸出電壓被供給第2發(fā)送開關303的FETQtx2的柵極。
結果，可以顯著降低第2發(fā)送開關303的FETQtx2的導通電阻
Ron,從而可以降低發(fā)送動作時RF發(fā)送信號的信號損失。另外，由于大致5伏的高電平的升壓輸出電壓，共用輸入輸出端子1/0 (301) 的電壓也成為大致4伏的高電平。其它開關302、 304、 305、 304，、 305，的FETQtxl、 Qrxl、 Qrx2、 Qrx3、 Qrx4的柵極成為大致0伏的低電壓。這些FETQtxl、 Qrxl、 Qrx2、 Qrx3、 Qrx4的柵極.源極間電容成為極小的值，從而可以顯著地降低天線開關MMIC (300)的高次諧波失真。
以上根據(jù)實施方式具體說明了本發(fā)明的發(fā)明人作出的發(fā)明，但本發(fā)明不限于此，在不脫離其要義的范圍內(nèi)，當然可以進行各種變更。
例如，構成第1、第2RF功率放大器HPA1、 HPA2的初級放大器10a、 20a、次級放大器lla、 21a、最末級放大器12a、 22a的功率晶體管不限于LD結構的硅功率MOSFET。也可以將該功率晶體管置換成GaAs或InP等的化合物半導體的MESFET或HEMT的N溝道場效應晶體管，還可以置換成使用GaAs、 InGaAs或硅鍺的NPN型 HBT (異質(zhì)結雙極晶體管)。
另夕卜，輸出匹配電路12c、22c的微波傳送線TRL1、TRL2、TRL3、電容C1、 C2、 C3、電感器L1、 L2、 L3等不限于RF模塊內(nèi)的分立元件。.這些部件可以集成在GaAs半導體基板、玻璃絕緣基板、低溫煅燒陶瓷絕緣基板、環(huán)氧絕緣基板等之上。即，可以使用在絕緣基板等上集成了電容或電感器后形成的集成無源器件(Integrated Passive Device )。
另外，在圖24的天線開關MMIC(300)的高頻開關中，可以將 FETQtxl、 Qtx2、 Qrxl、 Qrx2、 Qrx3、 Qrx4從HEMT晶體管置換成N溝道耗盡型絕緣柵極MOS晶體管。此時，向共用輸入輸出端子 I/O供給大致4伏的偏置電壓。在便攜電話系統(tǒng)使用大致3伏的單一電壓電源的情況下，在圖24的天線開關MMIC (300)的內(nèi)部包含將 3伏的單一電壓電源升壓到大致4伏的偏置電壓的充電泵電路等升壓電路。
另外，在圖20或圖22的RF模塊100中，可以將第l定向耦合器23和第2定向耦合器13分別置換成微耦合器。微耦合器是在主線路與副線路之間連接電容元件而形成。在微耦合器中，經(jīng)由電容元件的主線路與副線路間的電容耦合被附加到通常的電磁耦合中，因此可以使主線路與副線路的布線距離短于通常的1/4波長(k/4)。結果，通過使第1定向耦合器23和第2定向耦合器13為微耦合器，可以使圖20或圖22的RF模塊100小型化。
產(chǎn)業(yè)上的可利用性
本發(fā)明一個實施方式的電子裝置和高頻模塊是特別適用于便攜電話機等中使用的對應于多波段的高頻功率放大模塊的有益技術，不限于此，例如還可以廣泛應用于例如包括各種共振器或包含它們的無線通信設備等在內(nèi)的各種設備。
權利要求
1.一種電子裝置，其特征在于形成在多布線層基板上，該多布線層基板包括第1布線層、配置在上述第1布線層的下層的第2布線層、以及配置在上述第2布線層的下層的第3布線層，并且，上述電子裝置具有第1布線圖案，形成為使得上述第1布線層包括一定寬度以上的線寬的大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸入或輸出信號的第1節(jié)點；第2布線圖案，形成為使得上述第2布線層包括一定寬度以上的線寬的大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸出或輸入信號的第2節(jié)點；第3布線圖案，形成為使得上述第3布線層包括比上述一定寬度窄的線寬的大致環(huán)狀的線路，或者形成為使得跨過上述第3布線層以及更下層的布線層而包括比上述一定寬度窄的線寬的多個大致環(huán)狀的線路；第1通路孔導體，將上述第1布線圖案的另一端與上述第3布線圖案的一端電連接；以及第2通路孔導體，將上述第2布線圖案的另一端與上述第3布線圖案的另一端電連接，其中，上述第1布線圖案、上述第2布線圖案以及上述第3布線圖案相互重疊地形成，上述第1布線圖案與上述第2布線圖案的重疊面積大于上述第2布線圖案與上述第3布線圖案的重疊面積。
2. 如權利要求l所述的電子裝置，其特征在于上述第1布線圖案的上述一端、上述第2布線圖案的上述一端以及上述第3布線圖案的上述另一端分別設置在布線圖案的外周部；上述第l布線圖案的上述另一端以及上述第3布線圖案的上述一端分別設置在布線圖案的環(huán)內(nèi)部。
3. 如權利要求l所述的電子裝置，其特征在于上述多布線層基板在上述第3布線圖案下具有下層布線層，或者在上述第1布線層上具有上層布線層；上述下層布線層或者上述上層布線層成為與接地電位連接的接地電極。
4. 如權利要求l所述的電子裝置，其特征在于上述多布線層基板還包括配置在上述第3布線層的下層的第4布線層；上述第3布線圖案包括在上述第3布線層上形成的大致環(huán)狀的第 1線路和在上述第4布線層上形成的大致環(huán)狀的第2線路；上述第1線路的一端是上述第3布線圖案的一端；上述第2線路的另一端是上述第3布線圖案的另一端；上述第1線路的另一端通過第3通路孔導體與上述第2線路的一端電連接。
5. 如權利要求1~4中任意一項所述的電子裝置，其特征在于上述電子裝置構成共振電路；包括由上述第l布線圖案和上述第2布線圖案構成的電容元件；包括由上述第3布線圖案構成的電感器。
6. —種RF模塊，其特征在于，具有電子裝置、第l半導體芯片和第2半導體芯片，其中，上述電子裝置形成在多布線層基板上，該多布線層基板包括第l 布線層、配置在上述第l布線層的下層的第2布線層、以及配置在上述第2布線層的下層的第3布線層，并且，上述電子裝置具有第1布線圖案，形成為使得上述第1布線層包括一定寬度以上的線寬的大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸入或輸出信號的第1節(jié)點；第2布線圖案，形成為使得上述第2布線層包括一定寬度以上的線寬的大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸出或輸入信號的第2節(jié)點；第3布線圖案，形成為使得上述第3布線層包括比上述一定寬度窄的線寬的大致環(huán)狀的線路，或者形成為使得跨過上述第3布線層以及更下層的布線層而包括比上述一定寬度窄的線寬的多個大致環(huán)狀的線路；第l通路孔導體，將上述第l布線圖案的另一端與上述第3布線圖案的一端電連接；以及第2通路孔導體，將上述第2布線圖案的另一端與上述第3布線圖案的另一端電連接，其中，上述第1布線圖案、上述第2布線圖案以及上述第3布線圖案相互重疊地形成，上述第l布線圖案與上述第2布線圖案的重疊面積大于上述第2布線圖案與上述第3布線圖案的重疊面積，上述第l半導體芯片包括放大所輸入的信號并輸出的功率放大電路，并且安裝在上述多布線層基板上，上述第2半導體芯片包括接收上述功率放大電路的輸出的天線開關電路，安裝在上述多布線層基板上，并且與上述電子裝置的上述第 1節(jié)點或上述第2節(jié)點中的任意一個連接。
7. —種電子裝置，其特征在于形成在多布線層基板上，該多布線層基板包括第1布線層、配置在上述第1布線層的下層的第2布線層、配置在上述第2布線層的下層的笫3布線層、以及配置在上述第3布線層的下層的第4布線層，并且，上述電子裝置具有第l布線圖案，形成為使得上述第l布線層包括大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸入或輸出信號的第1節(jié)點；第2布線圖案，形成為使得上述第2布線層包括大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸入或輸出信號的第2節(jié)點；第3布線圖案，板狀地形成有上述第3布線層；和第4布線圖案，板狀地形成有上述第4布線層，其中，上述第l布線圖案的另一端與上述第2布線圖案的另一端經(jīng)由笫l通路孔導體電連接；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案相互對置地配置；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案中的一個圖案經(jīng)由第2通路孔導體與上述第1節(jié)點電連接；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案中的另一個圖案經(jīng)由第3 通路孔導體與上述第2節(jié)點電連接；上述第1布線圖案、上述第2布線圖案、上述第3布線圖案以及上述第4布線圖案相互重疊地形成，上述第3布線圖案與上述第4布線圖案的重疊面積大于上述第2布線圖案與上述第3布線圖案的重疊面積。
8. 如權利要求7所述的電子裝置，其特征在于上述第3布線圖案以及上述第4布線圖案配置在上述第1布線圖案或上述第2布線圖案的外周的內(nèi)側。
9. 如權利要求7所述的電子裝置，其特征在于上述多布線層基板在上述第4布線層下具有第5布線層，或者在上述第1布線層上具有第6布線層；上述第5布線層或者上述第6布線層成為與接地電位連接的接地電極。
10. 如權利要求7所述的電子裝置，其特征在于上述第3布線圖案經(jīng)由上述第2通路孔導體與上述第1節(jié)點電連接；上述第4布線圖案經(jīng)由上述第3通路孔導體與上述第2節(jié)點電連接。
11. 如權利要求10所述的電子裝置，其特征在于上述第1布線圖案的上述一端和上述另一端、上述第2布線圖案的上述一端和上述另一端、上述第l通路孔導體、上述第3通路孔導體設置在上述第3布線圖案的外周的外側。
12. 如權利要求7~11中任意一項所述的電子裝置，其特征在于上述電子裝置構成共振電路；包括由上述第1布線圖案和上述第2布線圖案構成的電感器；包括由上述第3布線圖案和上述第4布線圖案構成的電容元件。
13. —種RF模塊，其特征在于，具有電子裝置、第l半導體芯片和第2半導體芯片，其中，上述電子裝置形成在多布線層基板上，該多布線層基板包括第l 布線層、配置在上述第l布線層的下層的第2布線層、配置在上述第 2布線層的下層的第3布線層、以及配置在上述第3布線層的下層的第4布線層，并且，上述電子裝置具有第l布線圖案，形成為使得上述第l布線層包括大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸入或輸出信號的第1節(jié)點；第2布線圖案，形成為使得上述第2布線層包括大致環(huán)狀的線路，并且在一端具有輸入或輸出信號的第2節(jié)點；第3布線圖案，板狀地形成有上述第3布線層；和第4布線圖案，板狀地形成有上述第4布線層，其中，上述第l布線圖案的另一端與上述第2布線圖案的另一端經(jīng)由第1通路孔導體電連接；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案相互對置地配置；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案中的一個圖案經(jīng)由第2通路孔導體與上述第i節(jié)點電連接；上述第3布線圖案與上述第4布線圖案中的另一個圖案經(jīng)由第3 通路孔導體與上述第2節(jié)點電連接；上述第1布線圖案、上述第2布線圖案、上述第3布線圖案以及上述第4布線圖案相互重疊地形成，上述第3布線圖案與上述第4布線圖案的重疊面積大于上述第2布線圖案與上述第3布線圖案的重疊面積，上述第l半導體芯片包括放大所輸入的信號并輸出的功率放大電路，并且安裝在上述多布線層基板上，上述第2半導體芯片包括接收上述功率放大電路的輸出的天線開關電路，安裝在上述多布線層基板上，并且與上述電子裝置的上述第 1節(jié)點或上述第2節(jié)點中的任意一個連接。
14. 一種RF模塊，其特征在于形成在多布線層基板上，該多布線層基板包括第1布線層、配置在上述第l布線層的下層的第2布線層、配置在上述第2布線層的下層的第3布線層、以及配置在上述第3布線層的下層的第4布線層，并且，上述RF模塊具有第l共振電路，具有形成在上述第l布線層上并且在一端具有輸入或輸出信號的第1節(jié)點的布線圖案1、形成在上述第2布線層上并且在一端具有輸出或輸入信號的第2節(jié)點的布線圖案2、以及跨過上述第3布線層或者上述第3布線層以及更下層的布線層形成的布線圖案3;第2共振電路，具有形成在上述第1布線層上并且在一端具有輸入或輸出信號的第3節(jié)點的布線圖案4、形成在上述第2布線層上并且在一端具有輸出或輸入信號的第4節(jié)點的布線圖案5、形成在上述第3布線層上的布線圖案6、以及形成在上述第4布線層上的布線圖案7;第l半導體芯片，包括放大所輸入的信號并輸出的功率放大電路，并且安裝在上述多布線層基板上；以及第2半導體芯片，包括接收上述功率放大電路的輸出的天線開關電路，安裝在上述多布線層基板上，并且與上述第l共振電路的上述第1節(jié)點或上述第2節(jié)點中的任意一個、以及上述第2共振電路的上述第3節(jié)點或上述第4節(jié)點中的任意一個連接，其中，由上述第l共振電路的上述布線圖案l和上述布線圖案2 形成的電容的電容值大于由上述第2共振電路的上述布線圖案6和上述布線圖案7形成的電容的電容值；向上述第1共振電路輸入第1頻率的信號，向上述第2共振電路輸入頻率高于上述第1頻率的第2頻率的信號。
15.如權利要求14所述的RF模塊，其特征在于上述布線圖案1與上述布線圖案2、上述布線圖案6與上述布線圖案7相互重疊地形成；上述第1共振電路的上述布線圖案1與上述布線圖案2的重疊面積大于上述第2共振電路的上述布線圖案6與上述布線圖案7的重疊面積。
16. —種RF模塊，其特征在于形成在多布線層基板上，該多布線層基板包括第l布線層、配置在上述第l布線層的下層的第2布線層、配置在上述第2布線層的下層的第3布線層、以及配置在上述第3布線層的下層的笫4布線層，并且，上述RF模塊具有第l共振電路，具有形成在上述第l布線層上并且在一端具有輸入或輸出信號的第1節(jié)點的布線圖案1、形成在上述第2布線層上并且在一端具有輸出或輸入信號的第2節(jié)點的布線圖案2、以及跨過上述第3布線層或者上述第3布線層以及更下層的布線層形成的布線圖案3，其中，上述布線圖案1的另一端與上述布線圖案3的一端電連接，上述布線圖案3的另一端與上述布線圖案2的另一端電連接；第2共振電路，具有形成在上述第1布線層上并且在一端具有輸入或輸出信號的第3節(jié)點的布線圖案4、形成在上述第2布線層上并且在一端具有輸出或輸入信號的第4節(jié)點的布線圖案5、板狀地形成在上述第3布線層上的布線圖案6、以及板狀地形成在上述第4布線層上的布線圖案7，其中，上述布線圖案4的另一端與上述布線圖案5的另一端電連接，上述布線圖案6與上述布線圖案4的一端的上述第3節(jié)點電連接，上述布線圖案7與上述布線圖案5的一端的上述第4節(jié)點電連接；第l半導體芯片，包括放大所輸入的信號并輸出的功率放大電路，并且安裝在上述多布線層基板上；以及第2半導體芯片，包括接收上述功率放大電路的輸出的天線開關電路，安裝在上述多布線層基板上，并且與上述第l共振電路的上述第l節(jié)點或上述第2節(jié)點中的任意一個、以及上述第2共振電路的上述第3節(jié)點或上述第4節(jié)點中的任意一個連接，其中，由上述第l共振電路的上述布線圖案l和上述布線圖案2 形成的電容的電容值大于由上述第2共振電路的上述布線圖案6和上述布線圖案7形成的電容的電容值；向上述第1共振電路輸入第1頻率的信號，向上述第2共振電路輸入頻率高于上述第1頻率的第2頻率的信號。
17. 如權利要求16所述的RF模塊，其特征在于上述布線圖案1與上述布線圖案2、上述布線圖案6與上述布線圖案7相互重疊地形成；上述第1共振電路的上述布線圖案1與上述布線圖案2的重疊面積大于上述第2共振電路的上述布線圖案6與上述布線圖案7的重疊面積。
18. —種電子裝置，其特征在于在形成在包括第1布線層的多布線層基板上的共振電路中，包括形成為使得布線層包括大致環(huán)狀的線路的布線圖案，上述布線圖案形成為蛇行。
19. 一種RF模塊，其特征在于包括RF功率放大器、輸出匹配電路、定向耦合器、高次諧波去除濾波器；上述RF功率放大器的輸出放大信號被供給上述輸出匹配電路的輸入端子；上述輸出匹配電路的輸出端子的RF信號經(jīng)由上述定向耦合器的主線路被供給上述高次諧波去除濾波器的輸入端子；來自上述定向耦合器的副線路的檢測信號被供給上述RF功率放大器的增益控制單元的信號輸入端子；上述高次諧波去除濾波器的輸出端子的RF信號可以傳遞到天線。
20. 如權利要求19所述的RF模塊，其特征在于還包括天線開關，上述高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述RF信號被供給該天線開關的一個端子，另一個端子的RF信號可以傳遞到上述天線。
21. 如權利要求20所述的RF模塊，其特征在于上述高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述RF信號經(jīng)由DC截止電容器被供給上述天線開關的上述一個端子。
22. 如權利要求19所述的RF模塊，其特征在于上述RF功率放大器包括多級放大器和由上述增益控制單元控制并控制上述多級放大器的增益的偏置電路。
23. 如權利要求19所述的RF模塊，其特征在于上述輸出匹配電路減少上述RF功率放大器的生成上述輸出放大信號的輸出阻抗與上述天線的阻抗之差引起的信號反射。
24. 如權利要求22所述的RF模塊，其特征在于上述多級放大器、上述偏置電路和上述增益控制單元形成在半導體集成電路芯片上。
25. 如權利要求19所述的RF模塊，其特征在于上述定向耦合器是在主線路與副線路之間連接了電容元件的微耦合器。
26. —種RF模塊，其特征在于包括第1RF功率放大器、第l輸出匹配電路、第l定向耦合器、第1高次諧波去除濾波器、第2RF功率放大器、第2輸出匹配電路、第2定向耦合器和第2高次諧波去除濾波器；上述第1RF功率放大器構成為放大第1頻帶RF信號，上述第 2RF功率放大器構成為放大頻率高于上述第1頻帶RF信號的第2頻帶RF信號；上述第1RF功率放大器的第1輸出放大信號被供給上述第1輸出匹配電路的輸入端子，上述第1輸出匹配電路的輸出端子的第1RF 信號經(jīng)由上述第1定向耦合器的主線路被供給上述第1高次諧波去除濾波器的輸入端子，來自上述第l定向耦合器的副線路的第l檢測信號被供給用于上述第1RF功率放大器的第l增益控制單元的第l信號輸入端子，上述第1高次諧波去除濾波器的輸出端子的第1RF信號可以傳遞到天線；上述第2RF功率放大器的第2輸出放大信號被供給上述第2輸出匹配電路的輸入端子，上述第2輸出匹配電路的輸出端子的第2RF 信號經(jīng)由上述第2定向耦合器的主線路被供給上述第2高次諧波去除濾波器的輸入端子，來自上述第2定向耦合器的副線路的第2檢測信號被供給用于上述第2RF功率放大器的第2增益控制單元的第2信號輸入端子，上述第2高次諧波去除濾波器的輸出端子的第2RF信號可以傳遞到上述天線。
27. 如權利要求26所述的RF模塊，其特征在于上述第1高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述第1RF信號被供給天線開關的第1輸入端子，上述第2高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述第2RF信號被供給上述天線開關的第2輸入端子，上述天線開關的輸出端子的RF信號可以傳遞到上述天線。
28. 如權利要求27所述的RF模塊，其特征在于上述第1高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述第1RF信號經(jīng)由笫1DC截止電容器被供給上述天線開關的上述第l輸入端子，上述第2高次諧波去除濾波器的上述輸出端子的上述第2RF信號經(jīng)由第2DC截止電容器被供給上述天線開關的上述第2輸入端子。
29. 如權利要求26所述的RF模塊，其特征在于上述第1RF功率放大器、上述第2RF功率放大器、上述第1增益控制單元和上述第2增益控制單元形成在半導體集成電路芯片上；上述半導體集成電路芯片實質(zhì)上具有4角形的芯片形狀；大述芯片具有相互對置且大致平行的第l邊和第2邊、與上述第 1邊和上述第2邊連接并且配置成與上迷第1邊和上述第2邊大致成直角的第3邊、以及與上述第3邊對置并且與上述第3邊大致平行的第4邊；上述第1RF功率放大器的上述第1輸出放大信號從上述芯片的上述第1邊導出，上述第2RF功率放大器的上述第2輸出放大信號從上述芯片的上述第2邊導出；來自上述第l定向耦合器的上述副線路的上述第l檢測信號從上述芯片的上述第3邊導入用于上述第1RF功率放大器的上述第l增益控制單元的上述第l信號輸入端子，來自上述第2定向耦合器的上述副線路的上述第2檢測信號從上述芯片的上述第3邊導入用于上述第 2RF功率放大器的上述第2增益控制單元的上述第2信號輸入端子。
30. 如權利要求29所述的RF模塊，其特征在于在上述第l輸出放大信號在上述第l邊的導出點與上述第l檢測信號在上述第3邊的導入點之間配置上述第2檢測信號在上述第3邊的導入點，在上述第2輸出放大信號在上述第2邊的導出點與上述第 2檢測信號在上述第3邊的導入點之間配置上述第1檢測信號在上述第3邊的導入點。
31. 如權利要求29所述的RF模塊，其特征在于在上述第l輸出放大信號在上述第l邊的導出點與上述第l檢測信號在上述第3邊的導入點之間，與接地電壓連接的第l接地布線與上述第3邊連接，在上述第2輸出放大信號在上述第2邊的導出點與上述第2檢測信號在上述第3邊的導入點之間，與上述接地電壓連接的第2接地布線與上述第3邊連接。
32. 如權利要求30所述的RF模塊，其特征在于在上述第l輸出放大信號在上述第l邊的導出點與上述第l檢測信號在上述第3邊的導入點之間，與接地電壓連接的第l接地布線與上述第3邊連接，在上述第2輸出放大信號在上述第2邊的導出點與上述第2檢測信號在上述第3邊的導入點之間，與上述接地電壓連接的第2接地布線與上述第3邊連接。
33. 如權利要求32所述的RF模塊，其特征在于上述第1接地布線在上述第3邊的附近配置在上述第2檢測信號的上述導入點與上述第l檢測信號的上述導入點之間，上述第2接地布線在上述第3邊的附近配置在上述第1檢測信號的上述導入點與上述第2檢測信號的上述導入點之間。
34. 如權利要求28所述的RF模塊，其特征在于上述第1頻帶RF信號是GSM850和GSM900的RF發(fā)送信號，上述第2頻帶RF信號是DCS1800和PCS1900的RF發(fā)送信號。 35.如權利要求28所述的RF模塊，其特征在于上述第1定向耦合器和上述第2定向耦合器分別由在主線路與副線路之間連接了電容元件的微耦合器構成。
全文摘要
本發(fā)明提供一種電子裝置以及RF模塊，以實現(xiàn)電子裝置的小型化或低成本化。通過層疊分別至少具有電感成分的布線圖案MS21～MS24來實現(xiàn)并聯(lián)共振電路。此時，以相互鄰接的MS21、MS22中的一個為信號輸入節(jié)點Nin，以另一個為信號輸出節(jié)點Nout。然后，例如將Nin依次經(jīng)由MS21、MS23、MS24、MS22的電感成分與Nout連接。通過使Nin與Nout的布線層相互鄰接，與不鄰接的情況相比，可以增大Nin與Nout之間的電容值。另外，通過較粗地形成MS21與MS22的布線寬度，可以進一步增大該電容值。從而能夠用小面積來實現(xiàn)大的電容值，從而可以實現(xiàn)電子裝置的小型化等。
文檔編號H01P1/20GK101197461SQ20071019891
公開日2008年6月11日申請日期2007年12月7日優(yōu)先權日2006年12月8日
發(fā)明者岡部寬, 土田茂, 高橋渉申請人:株式會社瑞薩科技

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