2mm和尸0. 6mm。
[0019] 圖9為變極化多功能微帶陣天線的拓撲結(jié)構(gòu)，天線的物理結(jié)構(gòu)參數(shù)為a=30mm， Z7=30mm，Z=38mm，ZMSOmm和t/i=15mm。
[0020] 圖10為變極化多功能微帶陣天線的口徑相位分布。
[0021] 圖11為微帶陣口徑上所有單元的（a)透射幅度分布W及（b)透射和反射幅度均 值。
[0022] 圖12為變極化多功能微帶陣天線在9GHz處的福射方向圖。其中，（a)xoz面；（b) yoz面。
[0023] 圖13為變極化多功能微帶陣天線的（a)回波損耗化及（b) 0=0。和0=180。處 的福射增益。
[0024] 圖14為變極化多功能微帶陣天線與Vivaldi天線在8、9和IOGHz處E面和H面 內(nèi)的電場分量分布(實部)。
[002引圖15為變極化多功能微帶陣天線在8、9、9. 3和IOGHz處E面和H面內(nèi)的總電場 分布(實部）和福射方向圖。
【具體實施方式】
[0026]W下結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明作進一步描述。
[0027] -、梯度超表面GMS單元及其電磁特性 本發(fā)明中，GMS單元由=層金屬結(jié)構(gòu)和兩層介質(zhì)板構(gòu)成，每層金屬結(jié)構(gòu)通過在方形貼片 上刻蝕不同旋轉(zhuǎn)角度的互補雙開口環(huán)諧振器得到，其中，上、中、下層結(jié)構(gòu)參數(shù)完全相同，只 是CDSRR依次順時針旋轉(zhuǎn)45°，如圖1所示。在實施例中，上/下層介質(zhì)板均采用聚四氣乙 締玻璃布板，介電常數(shù)為f尸4. 5,介質(zhì)板的厚度均為A=L5mm，電正切損耗tanO=0. 001，銅 錐的厚度為0. 036mm。工作時，橫電磁波（TEM波）沿Z軸垂直入射，電場沿X軸極化且與開 口方向同向，運里定義+Z軸入射為前向入射，-Z軸入射為后向入射，分別用上標巧日A表 /J、-O
[0028] 由于GMS單元各層結(jié)構(gòu)中的CDSRR通過依次旋轉(zhuǎn)45°得到，單元的鏡像對稱性被 打破，因此單元具有強手征特性和雙各向異性，在諧振時存在強電磁交叉禪合，手征媒質(zhì)中 的本構(gòu)關(guān)系可W表示為：
其中，X為手征參數(shù)，用于表征同極化與交叉極化的禪合強度，f。和為真空中的 介電常數(shù)和磁導(dǎo)率，C為光速，f和為手征媒質(zhì)的相對介電常數(shù)和相對磁導(dǎo)率，化巧3電 位移和磁感應(yīng)強度大，i?、使％電場強度和磁場強度。在笛卡爾直角坐標系中，通過GMS后透 射電磁波的兩個正交線極化分量誦f和與入射電磁波兩個正交線極化分量胃^和胃 存在如下關(guān)系：
其中，下標x和y表示透射波和入射波的極化形式，而四個傳輸系數(shù)4、，4y，iyy，^"構(gòu) 成的矩陣稱為瓊斯矩陣，表示同極化與同極化，同極化與交叉極化間的轉(zhuǎn)換系數(shù)。對于互易 手征系統(tǒng)有:
同理可得反射情形下反射 電磁波的兩個正交線極化分量_^^和至^與入射電磁波兩個正交線極化分量#^日^|存 在如下關(guān)系：

由于單元的鏡像對稱性被打破，入射波向其正交極化分量的部分轉(zhuǎn)換將引起電磁波的 非對稱效應(yīng)，由非對稱因子A表征，在線極化基下，A參數(shù)為交叉極化波傳輸系數(shù)的絕對 差，可表不為：
顯著的非對稱效應(yīng)將導(dǎo)致某種線極化波下的總傳輸在兩個激勵方向上的非對稱性。運 里定義X軸極化或y軸極化電磁波：
圖2給出了本發(fā)明GMS單元的典型S參數(shù)，單元的結(jié)構(gòu)參數(shù)為：A=A=l〇mm，《=4. 8mm， 馬=3. 18mm和滬0.2mm。從圖2(a)可W看出，后向激勵時GMS單元在8. 4~11. 6細Z范圍內(nèi) :?均大于0. 8,而、?|，:和均較小，表明后向激勵時沿y軸極化的電磁波主要轉(zhuǎn)化為 交叉極化傳輸波，高透射的相對帶寬達到32%，同時還可W看出I之間存在此消彼 長的關(guān)系。前向激勵時GMS單元在8~12GHz范圍內(nèi)均大于0. 88,而;:、粟^^和均較 小，表明前向激勵時沿y軸極化的電磁波主要轉(zhuǎn)化為同極化的反射波，同時了之間 也存在此消彼長的關(guān)系但它們在整個觀測頻率范圍內(nèi)變化均很小。如圖3所示，y極化電磁 波前向激勵時的S參數(shù)與X極化電磁波后向激勵時的S參數(shù)幾乎相同，而y極化電磁波后 向激勵時的S參數(shù)與X極化電磁波前向激勵時的S參數(shù)幾乎相同，只不過所有S參數(shù)的下 標X和y發(fā)生了互換。前向和后向激勵兩種情形下傳輸系數(shù)具有明顯的非對稱效應(yīng)，而反射 系數(shù)并無非對稱傳輸效應(yīng)，所有情形下均有
。根據(jù)上述分析，為實現(xiàn)透射和反射之間的轉(zhuǎn)換，本發(fā)明選取X極化前向激勵作為GMS單元 和多功能微帶陣設(shè)計的基本條件。
[002引如圖4所示，進線明顯存在立個反射零點，反射零點附近相位均發(fā)生180°相 位跳變，對應(yīng)于=個諧振，而在=個反射零點處出現(xiàn)=個透射峰。從相位曲線可W看出 ^旨與之間的相位差保持在±90°，運是一個非常好的電磁特性，運也是本發(fā)明反射 和透射功能可W集成在一塊板子上的前提。
[0030] 圖5給出了GMS單元的透射曲線，當CDSRR外半徑固定且其寬度《-樂2從0. 3mm 不斷增加（CDSRR的內(nèi)半徑樂2不斷減小）時。可W看出當樂2不斷增加時單元的工作頻率 不斷向高頻發(fā)生偏移，而且透射谷的幅值在不斷減小，帶寬在不斷增加。帶寬增加是由于 窄槽具有很高的品質(zhì)因數(shù)，可根據(jù)B油inet原理通過細金屬條的高品質(zhì)因數(shù)進行類比。 0. 3mm<rQ. 62mm時，8. 25GHz處交叉極化透射曲線的幅度均大于0. 7,相位覆蓋范圍達 300.6°。運種掃描方案存在兩個缺點：一是在滿足透射幅度情況下不太容易實現(xiàn)360°相 位覆蓋；二是單元帶寬隨r增大不斷減小，單元帶寬不穩(wěn)定使得整個GMS的帶寬受限。
[0031] 為綜合考慮透射幅度、帶寬和相位覆蓋范圍，運里進一步給出了一種新掃描方案， 即固定CDSRR的寬度（同時調(diào)諧《、馬）。由于該情形下r不變，各單元的帶寬變化較小。為對 比分析并形成最佳幅度，我們給出了兩種情形，第一種情形為》^0. 6mm，觀測頻段為9GHz， 第二種情形為2mm，觀測頻段為10. 26GHz。如圖6所示，當《在3. 6~4. 8mm范圍內(nèi)變 化時，前者的相位覆蓋范圍為359. 5°而后者的相位覆蓋范圍為329.3°，前者的相位變化 較后者更加睹峭。從幅度曲線可W看出《ys隨樂1的變化呈現(xiàn)兩個透射峰且透射峰之間存在 一個透射谷，前者的谷值要小于后者的谷值，同時前者的透射均滿足>〇.、56而后者 滿足>0.4。因此，為實現(xiàn)高效傳輸和大相位覆蓋范圍，本發(fā)明選擇 6mm〇
[0032] 如圖7 (a)所示，隨著缺口端]不斷增大GMS單元的工作頻率稍向高頻發(fā)生偏移， 相位積累在細微的減小，同時第一個透射峰的效率在不斷提高而第二透射峰的效率在逐漸 降低。由于后者效率的影響，透射谷的效率也在不斷惡化，而反射曲線與透射曲線變化相 反。綜上，誠I小透射通帶內(nèi)波紋起伏越小，通帶內(nèi)效率越高。因此，為實現(xiàn)交叉極化的高 效傳輸，本發(fā)明選擇滬0. 2mm。如圖7 (b)所示，可W看出當CDSRR的尺寸《很小且接近 于為=3. 6mm時，9GHz處GMS單元的相位隨單元周期的增大略有減小，而當為很大且接近于 為=4. 8mm時，相位隨單元周期的增大明顯增大，因此單元周期越小相位變化越劇烈，相位曲 線越睹峭，能實現(xiàn)的相位覆蓋范圍越大。因此，為實現(xiàn)交叉極化的大相位覆蓋，本發(fā)明選擇 A二巧二10臟。
[003引如圖8 (a)所示，隨著觀察頻率的不斷增大，GMS單元的透射曲線逐漸向《小的方 向移動，因此8GHz處只能觀察到左邊的透射峰，9GHz處能完全觀察到兩個透射峰而IOGHz 處只能觀察到右邊的透射峰。如圖8 (b)所示，8~IOGHz范圍內(nèi)GMS單元隨樂 1變化的相位 曲線基本一致，相位差在一定誤差允許范圍內(nèi)均可認為是線性變化，具有較寬的工作帶寬。 而低于8GHz和高于IOGHz時，GMS單元的相位趨于一致，為漸近行為，GMS沒有相位糾正能 力。
[0034] 二、微帶陣天線設(shè)計與功能 本發(fā)明利用GMS單元的良好電磁特性，來設(shè)計變極化多功能透射陣天線。如圖9所示， 本發(fā)明設(shè)計的微帶陣天線由饋源和微帶陣兩部分組成，饋源放置于微帶陣的焦點巧止，用 于對微帶陣上所有單元的激勵。
[0035] 本發(fā)明實現(xiàn)變極化多功能微帶陣天線的機理如下：GMS能在不同頻率實現(xiàn)交叉極 化透射和同極化反射，同時交叉極化透射相位和同極化反射相位相差±90°，因此只需要 實現(xiàn)透射相位在很寬的帶寬范圍內(nèi)滿足拋物線相位分布即可實現(xiàn)微帶陣在反射、雙向福射 W及透射的切換，同時極化狀態(tài)可W實現(xiàn)同極