專(zhuān)利名稱(chēng)：一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種電力系統(tǒng)諧波抑制和無(wú)功功率補(bǔ)償?shù)哪K化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器。
目前，電力系統(tǒng)中大量采用并聯(lián)型無(wú)源LC濾波器來(lái)抑制諧波，它由電容器、電抗器、電阻器組成，通過(guò)對(duì)某些次數(shù)的諧波呈現(xiàn)出低阻抗來(lái)達(dá)到濾波的目的，同時(shí)還兼顧系統(tǒng)無(wú)功功率補(bǔ)償?shù)男枰Ｓ捎跓o(wú)源LC濾波器存在以下幾個(gè)方面的問(wèn)題，影響到實(shí)際應(yīng)用①無(wú)源LC濾波器對(duì)諧波電流的濾除效果受電力系統(tǒng)阻抗的影響大；②對(duì)電網(wǎng)頻率偏移和諧波狀況經(jīng)常變化的情況濾波效果不好；③連接在同一電網(wǎng)中的其它非線性負(fù)載產(chǎn)生的諧波電流有可能流入LC無(wú)源濾波器，造成過(guò)負(fù)載；④電網(wǎng)系統(tǒng)阻抗和無(wú)源濾波器在某些頻率下可能會(huì)發(fā)生串聯(lián)或并聯(lián)諧振。
為克服無(wú)源LC濾波器存在的上述缺陷，1976年，美國(guó)L.Gyugi提出了并聯(lián)型有源電力濾波器方案，為電力系統(tǒng)中諧波的消除提供了一種有效的手段。其后又相繼提出了串聯(lián)型有源電力濾波器方案和混合型(或稱(chēng)綜合型)有源電力濾波器方案。由于電力系統(tǒng)中對(duì)大容量諧波負(fù)載進(jìn)行補(bǔ)償?shù)男枰性措娏V波器技術(shù)得到了發(fā)展，其中并聯(lián)型有源電力濾波器已經(jīng)獲得商業(yè)應(yīng)用。日本東芝公司向市場(chǎng)提供容量為150～1000KVA的IGBT電壓源變流器結(jié)構(gòu)的并聯(lián)型有源電力濾波器產(chǎn)品。
目前，有源電力濾波器的總體技術(shù)現(xiàn)狀為①采用開(kāi)關(guān)頻率≤20KHZ的IGBT電壓源變流器結(jié)構(gòu)的并聯(lián)型有源電力濾波器產(chǎn)品，其輸出容量＜2000KVA，進(jìn)一步擴(kuò)容比較困難；②采用開(kāi)關(guān)頻率1～2KHZ的GTO電壓源變流器結(jié)構(gòu)及輸出變壓器多重化技術(shù)研制的并聯(lián)型有源電力濾波器，其輸出容量可達(dá)到100MVA等級(jí)，但是要形成系列化產(chǎn)品有困難，而且GTO電壓源變流器制作工藝比較復(fù)雜；③目前除并聯(lián)型有源電力濾波器外，其他接入電網(wǎng)方式的有源電力濾波器還沒(méi)有走入商用化；④目前還沒(méi)有采用電網(wǎng)電流統(tǒng)一閉環(huán)控制的有源電力濾波器和具有自主均流功能的模塊化有源電力濾波器。
本發(fā)明的目的是要提供一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器。采用模塊并聯(lián)的技術(shù)方案，實(shí)現(xiàn)有源電力濾波器輸出容量的增大，提高有源電力濾波器系統(tǒng)的等效開(kāi)關(guān)頻率，得到更好的諧波抑制效果；另一方面，對(duì)于不同接入電網(wǎng)方式采用統(tǒng)一的電網(wǎng)電流閉環(huán)控制方案，減少有源電力濾波器模塊的種類(lèi)，降低生產(chǎn)成本，易于實(shí)現(xiàn)有源電力濾波模塊生產(chǎn)的標(biāo)準(zhǔn)化、批量化，而且對(duì)電網(wǎng)電流波形的控制更加精確和可靠。
本發(fā)明的技術(shù)方案包括PWM控制器3、與該P(yáng)WM控制器3分別相聯(lián)的PWM變流器1、電網(wǎng)電壓同步定向控制電路4和過(guò)壓、欠壓、過(guò)流及短路故障檢測(cè)與保護(hù)電路6；模塊并聯(lián)均流電路5連接在PWM控制器3和PWM變流器主電路1之間；PWM變流器1與輸出耦合變壓器2相連接所述PWM變流器1(Pulse Width Modulation Converter)由3相IGBT全橋模塊和與之相連的電解電容Cd1、Cd2和濾波用3相電感LR組成；所述電網(wǎng)電壓同步定向控制電路4三相交流經(jīng)3相/2相坐標(biāo)變換器將電網(wǎng)電壓正序基波矢量定向在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d、q)的d軸上，也即使電網(wǎng)電壓的基波正序分量矢量與d軸重合，其q軸分量eq經(jīng)低通濾波器LPF輸入至比例與積分控制環(huán)節(jié)PI，三相交流中的ea經(jīng)鎖相環(huán)PLL將電網(wǎng)相電壓相位角度由模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，該信號(hào)與比例與積分控制環(huán)節(jié)PI的輸出信號(hào)在加法器中相加后的輸出信號(hào)輸入至3相/2相坐標(biāo)變換器，確定電網(wǎng)電壓同步；所述鎖相環(huán)PLL由低通濾波器、鎖相環(huán)、分頻器和數(shù)據(jù)鎖存器組成，在A相由負(fù)變正過(guò)零點(diǎn)時(shí)作為基準(zhǔn)，將電網(wǎng)相電壓相位角度由模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)；所述模塊并聯(lián)均流電路5中，3相輸出電流經(jīng)平均值電路取得平均值輸入至均流控制電路，該均流控制電路的控制輸出信號(hào)與PWM變流器直流側(cè)電壓參考信號(hào)U*＇dc經(jīng)加法器疊加后作為參與PWM控制的直流側(cè)電壓參考信號(hào)U*dc；所述PWM控制器3由微處理器(CPU)及分別與之相的程序存貯器、數(shù)據(jù)存貯器、模擬/數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換電路、PWM控制輸出光電隔離與耦合電路組成。
由于本發(fā)明從電網(wǎng)電流(isa、isb、isc)的基波有功分量和基波無(wú)功分量提取到需要補(bǔ)償?shù)碾娋W(wǎng)電流諧波分量或無(wú)功分量，控制PWM變流器提供相應(yīng)的補(bǔ)償量，補(bǔ)償電網(wǎng)電流諧波分量或無(wú)功分量，并控制PWM變流器直流側(cè)電壓Udc穩(wěn)定，實(shí)現(xiàn)有源電力濾波器輸出容量的增大，提高有源電力濾波器系統(tǒng)的等效開(kāi)關(guān)頻率，得到更好的諧波抑制效果。
以下通過(guò)附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步描述

圖1為本發(fā)明原理框圖；圖2為PWM變流器原理框圖；圖3為電網(wǎng)電壓同步定向控制鎖相環(huán)原理框圖；圖4是電網(wǎng)電壓同步定向控制結(jié)構(gòu)框圖；圖5為模塊并聯(lián)均流電路原理框圖6為PWM控制器原理框圖；圖7為并聯(lián)接入電網(wǎng)方式示意圖；圖8為并聯(lián)接入電網(wǎng)方式時(shí)電網(wǎng)電流基波分量提取示意圖；圖9為并聯(lián)接入電網(wǎng)方式時(shí)電網(wǎng)電流基波有功分量提取示意圖；圖10為串聯(lián)接入電網(wǎng)方式示意圖；圖11為串聯(lián)接入電網(wǎng)方式時(shí)電網(wǎng)電流基波分量提取示意圖；圖12為混合接入電網(wǎng)方式示意圖；圖13為混合接入電網(wǎng)方式時(shí)電網(wǎng)電流基波分量提取示意圖。
其中，LPF表示低通濾波器，PI表示比例與積分控制環(huán)節(jié)，[C]的含義及表達(dá)式見(jiàn)圖4中說(shuō)明。[C]T是[C]的轉(zhuǎn)置矩陣。
isa、isb、isc是電網(wǎng)電流；id、iq是電網(wǎng)電流的d、q軸分量；id、iq是電網(wǎng)電流基波正序分量的d、q軸分量；U*dc是PWM變流器的直流側(cè)電壓參考信號(hào)；Udc是PWM變流器的直流側(cè)電壓檢測(cè)信號(hào)；isfa、isfb、isfc是電網(wǎng)電流的基波正序分量；ida、idb、idc是電網(wǎng)電流的基波正序有功分量；iqa、iqb、iqc是電網(wǎng)電流的基波正序無(wú)功分量。
如圖1，包括PWM控制器3、與該P(yáng)WM控制器3分別相聯(lián)的PWM變流器主電路1、電網(wǎng)電壓同步定向控制電路4和過(guò)壓、欠壓、過(guò)流及短路故障檢測(cè)與保護(hù)電路6；模塊并聯(lián)均流電路5連接在PWM控制器3和PWM變流器主電路1之間；PWM變流器1與輸出耦合變壓器2相連接。PWM即為脈寬調(diào)制的英文縮寫(xiě)。
所述PWM變流器1(Pulse Width Modulation Converter)由3相IGBT全橋模塊和與之相連的電解電容Cd1、Cd2和濾波用3相電感LR組成，電解電容Cd1、Cd2的串聯(lián)電路兩端的電壓即為PWM變流器直流側(cè)電壓其結(jié)構(gòu)示意圖見(jiàn)圖2。電解電容器(Cd1、Cd2)，一方面用于穩(wěn)定直流側(cè)電壓Udc，另一方面用于有功功率平衡，補(bǔ)償變流器自身的損耗。PWM變流器在PWM控制器的控制下提供電網(wǎng)所需要的諧波電流或諧波電壓，從而實(shí)現(xiàn)諧波抑制或無(wú)功功率補(bǔ)償。
所述電網(wǎng)電壓同步定向控制電路4三相交流經(jīng)3相/2相坐標(biāo)變換器將電網(wǎng)電壓正序基波矢量定向在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d、q)的d軸上，也即使電網(wǎng)電壓的基波正序分量矢量與d軸重合，其q軸分量eq經(jīng)低通濾波器LPF輸入至比例與積分控制環(huán)節(jié)PI，三相交流中的ea經(jīng)鎖相環(huán)PLL將電網(wǎng)相電壓相位角度由模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，該信號(hào)與比例與積分控制環(huán)節(jié)PI的輸出信號(hào)在加法器中相加后的輸出信號(hào)輸入至3相/2相坐標(biāo)變換器，確定電網(wǎng)電壓同步；所述鎖相環(huán)PLL由低通濾波器、鎖相環(huán)、分頻器和數(shù)據(jù)鎖存器組成，在A相由負(fù)變正過(guò)零點(diǎn)時(shí)作為基準(zhǔn)，將電網(wǎng)相電壓相位角度由模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)電網(wǎng)A相電壓ea經(jīng)過(guò)低通濾波器、鎖相環(huán)(74HC4046A)、分頻器(74HC4040)和數(shù)據(jù)鎖存器(74HC373)而得到ea的8位數(shù)字相位角度(Q7,Q6,…,Q0)，也即二進(jìn)制數(shù)值00000000～11111111代表ea的相位角度0°～360°，圖3說(shuō)明了ea的同步鎖相框圖。圖4是電網(wǎng)電壓同步定向控制結(jié)構(gòu)框圖，目的在于將電網(wǎng)電壓正序基波矢量定向在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d、q)的d軸上，也即使電網(wǎng)電壓的基波正序分量矢量與d軸重合。電網(wǎng)電壓同步定向控制對(duì)該有源電力濾波器有兩個(gè)作用①采用電網(wǎng)電壓基波正序分量矢量與d軸重合，實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)電流中諧波分量、基波有功分量和基波無(wú)功分量的精確提取，保證電網(wǎng)電流被補(bǔ)償后是3相對(duì)稱(chēng)分布的正弦基波；②采用電網(wǎng)電壓基波正序分量矢量與d軸重合，為并聯(lián)運(yùn)行的該有源電力濾波器模塊提供共同的、穩(wěn)定的和正確的電壓矢量相位基準(zhǔn)，使各并聯(lián)運(yùn)行的該有源電力濾波器模塊輸出的電流之間相位差很小，有利于該有源電力濾波器模塊的并聯(lián)均流運(yùn)行。
圖4中的3相/2相坐標(biāo)變換器中從(A、B、C)3相坐標(biāo)系變換到(d,q)2相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系時(shí)的變換矩陣[C]表達(dá)式如下[C]=Sin(ωt+φ)-Cos(ωt+φ)Cos(ωt+φ)Sin(ωt+φ)·2/3·1-1/2-1/203/2-3/2]]>其中ωt+φ是圖4中的電網(wǎng)電壓同步定向角度。ed和eq是電網(wǎng)-電壓的d、q軸分量，edeq=[C]·eaebec]]>圖5為模塊并聯(lián)均流電路原理框圖，3相輸出電流經(jīng)平均值電路取得平均值輸入至均流控制電路，該均流控制電路的控制輸出信號(hào)與PWM變流器直流側(cè)電壓參考信號(hào)U*＇dc經(jīng)加法器疊加后作為參與PWM控制的直流側(cè)電壓參考信號(hào)U*dc；實(shí)現(xiàn)輸出電流均衡，使輸出電流(iLA、iLB、iLC)相互偏差較小；3相輸出電流經(jīng)采樣與取平均值電路后得到代表3相輸出電流的直流量it送入U(xiǎn)nitrode公司生產(chǎn)的均流芯片(如UC3907、UC2907、UC3902及UC2902等)，該均流芯片采用最大電流自動(dòng)跟蹤原理，與均流片相聯(lián)接的均流母線上的電壓信號(hào)代表所有該并聯(lián)模塊輸出電流中的最大值信號(hào)，均流芯片的控制輸出信號(hào)ΔU與PWM變流器直流側(cè)電壓參考信號(hào)U*＇dc疊加后得到U*dc作為新的直流側(cè)電壓參考信號(hào)參與PWM控制。通過(guò)PWM控制器調(diào)節(jié)各自模塊的輸出電流去跟蹤輸出電流的最大值，達(dá)到自主均流的目標(biāo)。
所述PWM控制器3由微處理器(CPU)及分別與之相連的程序存貯器、數(shù)據(jù)存貯器、模擬/數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換電路、PWM控制輸出光電隔離與耦合電路組成。
PWM控制器3通過(guò)檢測(cè)電網(wǎng)電流(isa、isb、isc)的基波有功分量和基波無(wú)功分量提取到需要補(bǔ)償?shù)碾娋W(wǎng)電流諧波分量或無(wú)功分量，控制PWM變流器提供相應(yīng)的補(bǔ)償量，補(bǔ)償電網(wǎng)電流諧波分量或無(wú)功分量，并控制PWM變流器直流側(cè)電壓Udc穩(wěn)定，電網(wǎng)電流的統(tǒng)一閉環(huán)控制由CPU用軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)。微處理器(CPU)也可以由數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)代替。
圖7～圖9是本發(fā)明的有源電力濾波器并聯(lián)接入電網(wǎng)時(shí)的例子。
此時(shí)，電網(wǎng)電流的諧波分量為isha=isa-isfaishb=isb-isfbisHC=isc-isfc電網(wǎng)電流的諧波分量和基波無(wú)功分量之和為isha+iqa=isa-idaishb+iqb=isb-idbisHC+iqc=isc-idc本發(fā)明的有源電力濾波器在并聯(lián)接入電網(wǎng)時(shí)，PWM控制器通過(guò)檢測(cè)電網(wǎng)電流的諧波分量(諧波分量與基波無(wú)功分量之和)，并輸出相應(yīng)的PWM控制信號(hào)給PWM變流器使之提供電網(wǎng)非線性負(fù)載所需的諧波電流(諧波電流與基波無(wú)功電流之和)，使負(fù)載所需的諧波電流(諧波電流以與基波無(wú)功電流之和)由該有源電力濾波器全部提供，從而控制電網(wǎng)電流中的諧波分量(諧波分量和基波無(wú)功電流分量)趨于零，達(dá)到電網(wǎng)電流諧波抑制(諧波抑制與無(wú)功功率補(bǔ)償)的目標(biāo)。
圖8和圖9中均有一個(gè)Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)，用于穩(wěn)定PWM變流器的直流側(cè)電壓。
圖10和圖11是該有源電力濾波器串聯(lián)接入電網(wǎng)時(shí)的實(shí)施例。其中，TF是串聯(lián)耦合變壓器，目的在于使PWM變流器的電壓和電流容量取值合理。其余符號(hào)含義與圖8和圖9一致。
此時(shí)，電網(wǎng)電流的諧波分量為isha=isa-isfaishb=isb-isfbisHC=isc-isfc該有源電力濾波器在串聯(lián)接入電網(wǎng)時(shí)，PWM控制器通過(guò)檢測(cè)電網(wǎng)電流的諧波分量，輸出相應(yīng)的PWM控制信號(hào)給PWM變流器，使提供與電網(wǎng)電壓諧波分量方向相反的諧波電壓，使負(fù)載側(cè)不出現(xiàn)電網(wǎng)的諧波電壓，同時(shí)使負(fù)載側(cè)的諧波電流只向并聯(lián)型LC濾波器，而不流向電網(wǎng)。從而控制電網(wǎng)電流諧波分量趨于零，達(dá)到電網(wǎng)電流諧波抑制的目標(biāo)。圖11中的Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)，也是用于穩(wěn)定PWM變流器的直流側(cè)電壓。
圖12和圖13有源電力濾波器混合接入電網(wǎng)時(shí)的實(shí)施例。其中的符合含義與圖7～圖11中一致。TF串聯(lián)耦合變壓器的作用與圖10中一致。
此時(shí)，電網(wǎng)電流的諧波分量為isha=isa-isfaishb=isb-isfbisHC=isc-isfc該有源電力濾波在混合接入電網(wǎng)時(shí)，PWM控制器通過(guò)檢測(cè)電網(wǎng)電流的諧波分量，輸出相應(yīng)的PWM控制信號(hào)給PWM變流器，使提供與電網(wǎng)諧波分量方向相反的諧波電壓，使負(fù)載側(cè)不出現(xiàn)電網(wǎng)的諧波電壓，同時(shí)使負(fù)載側(cè)的諧波電流只流向無(wú)源LC濾波器，而不流向電網(wǎng)。從而控制電網(wǎng)電流諧波分量趨于零，達(dá)到電網(wǎng)電流諧波抑制的目標(biāo)。圖13中的Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)，也是用于穩(wěn)定PWM變流器的直流側(cè)電壓。
該有源電力濾波器在各種不同的接入電網(wǎng)連接方式下，采用統(tǒng)一的電網(wǎng)電流環(huán)控制方案，各自控制方案之間的差別很小，主要在于PWM變流器的直流側(cè)電壓穩(wěn)定控制環(huán)節(jié)的位置稍有差別。這有利于在同一種該有源電力濾波器模塊的基礎(chǔ)上實(shí)現(xiàn)不同接入電網(wǎng)方式的統(tǒng)一控制方案，對(duì)電網(wǎng)電流波形的控制更加精確和可靠。
關(guān)于電網(wǎng)電流的統(tǒng)一閉環(huán)控制方案1、對(duì)于不同的接入電網(wǎng)方式均采用電網(wǎng)電流的閉環(huán)控制方案，直接控制電網(wǎng)電流中的諧波分量或無(wú)功分量趨于零；2、對(duì)于不同的接入電網(wǎng)方式，檢測(cè)電網(wǎng)電流提取其諧波分量或無(wú)功分量采用電流控制使電網(wǎng)電流諧波分量或無(wú)功分量趨于零；PWM控制器對(duì)提取出的電網(wǎng)電流諧波分量或無(wú)功分量采用相同的電流控制PWM控制方案，即對(duì)PWM變流器，PWM控制器采用相同的開(kāi)關(guān)函數(shù)(Sa、Sb、Sc)。
3、對(duì)于不同的接入電網(wǎng)方式，電網(wǎng)電流的統(tǒng)一閉環(huán)控制方案之間只有PWM變流器直流側(cè)電壓Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)的疊加位置有所不同對(duì)于并聯(lián)接入電網(wǎng)方式，Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)疊加在電網(wǎng)電流基波分量(基波有功分量)提取通路的d軸通路上；對(duì)于串聯(lián)接入電網(wǎng)方式，Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)疊加在電網(wǎng)電流基波分量提取通路的q軸通路上；對(duì)于混合接入電網(wǎng)方式，Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)疊加在電網(wǎng)電流基波分量提取通路的d軸通路上。
本發(fā)明的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器可以方便地并聯(lián)使用，擴(kuò)大輸出容量，便于模塊化、標(biāo)準(zhǔn)化，使擴(kuò)容快捷、可靠，降低生產(chǎn)成本；對(duì)于不同的接入方式，可以采用統(tǒng)一的電網(wǎng)電流閉環(huán)控制技術(shù)，有利于減少有源電力濾波器的種類(lèi)。
另外，當(dāng)電網(wǎng)發(fā)生過(guò)壓，欠壓及該有源電力濾波器模塊發(fā)生過(guò)壓、欠壓、過(guò)流及短路等故障時(shí)，利用電網(wǎng)電壓、電網(wǎng)電流、PWM變流器直流側(cè)電壓、該有源電力濾波器輸出電壓與電流信號(hào)，產(chǎn)生故障信號(hào)送入CPU或DSP中，由CPU或DSP發(fā)出故障指示，并進(jìn)行相應(yīng)的保護(hù)動(dòng)作。
權(quán)利要求
1.一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于包括PWM控制器(3)、與該P(yáng)WM控制器(3)分別相聯(lián)的PWM變流器主電路(1)、電網(wǎng)電壓同步定向控制電路(4)和過(guò)壓、欠壓、過(guò)流及短路故障檢測(cè)與保護(hù)電路(6)；模塊并聯(lián)均流電路(5)連接在PWM控制器(3)和PWM變流器主電路(1)之間；PWM變流器(1)與輸出耦合變壓器(2)相連接。
2.如權(quán)利要求1的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述PWM變流器(1)由3相IGBT全橋模塊和與之相連的電解電容Cd1、Cd2和濾波用3相電感LR組成。
3.如權(quán)利要求1的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述電網(wǎng)電壓同步定向控制電路(4)包括3相/2相坐標(biāo)變換器、低通濾波器LPF、比例與積分控制環(huán)節(jié)PI和加法器，所述3相/2相坐標(biāo)變換器將三相交流電網(wǎng)電壓正序基波矢量定向在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系(d、q)d軸上、也即使電網(wǎng)電壓的基波正序分量矢量與d軸重合，其q軸分量eq經(jīng)低通濾波器LPF輸入至比例與積分控制環(huán)節(jié)PI，三相交流中的A相電壓ea經(jīng)鎖相環(huán)PLL將電網(wǎng)相電壓相位角度由模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)，該信號(hào)與比例與積分控制環(huán)節(jié)PI的輸出信號(hào)在加法器中相加后的輸出信號(hào)輸入至3相/2相坐標(biāo)變換器，確定電網(wǎng)電壓同步。
4.如權(quán)利要求1或3的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述鎖相環(huán)PLL由低通濾波器、鎖相環(huán)、分頻器和數(shù)據(jù)鎖存器組成，在A相由負(fù)變正過(guò)零點(diǎn)時(shí)作為基準(zhǔn)，將電網(wǎng)相電壓相位角度由模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號(hào)。
5.如權(quán)利要求1的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述模塊并聯(lián)均流電路(5)中，3相輸出電流經(jīng)平均值電路取得平均值輸入至均流控制電路，該均流控制電路的控制輸出信號(hào)與PWM變流器直流側(cè)電壓參考信號(hào)U*＇dc經(jīng)加法器疊加后作為參與PWM控制的直流側(cè)電壓參考信號(hào)U*dc；
6.如權(quán)利要求1的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述PWM控制器(3)由微處理器(CPU)及分別與之相的程序存貯器、數(shù)據(jù)存貯器、模擬/數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換電路、PWM控制輸出光電隔離與耦合電路組成。
7.如權(quán)利要求1或3的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述電網(wǎng)電壓同步定向控制電路(4)的3相/2相坐標(biāo)變換器進(jìn)行變換edeq=[C]·eaebec]]>[C]=Sin(ωt+φ)-Cos(ωt+φ)Cos(ωt+φ)Sin(ωt+φ)·2/31-1/2-1/203/2-3/2]]>其中ωt+φ是電網(wǎng)電壓同步定向角度，ed和eq是電網(wǎng)-電壓的d、q軸分量。
8.如權(quán)利要求1的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述PWM控制器(3)對(duì)提取出的電網(wǎng)電流諧波分量或無(wú)功分量采用相同的電流控制PWM控制方案，即對(duì)PWM變流器(1)，PWM控制器(3)采用相同的開(kāi)關(guān)函數(shù)(Sa、Sb、Sc)。
9.如權(quán)利要求1或2的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述PWM變流器(1)直流側(cè)電壓Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)疊加在電網(wǎng)電流基波分量(基波有功分量)提取通路的d軸通路上。
10.如權(quán)利要求1或2的一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器，其特征在于所述PWM變流器(1)直流側(cè)電壓Udc閉環(huán)控制環(huán)節(jié)疊加在電網(wǎng)電流基波分量提取通路的q軸通路上。
11.一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器的使用方法，其特征在于采用并聯(lián)接入電網(wǎng)方式。
12.一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器的使用方法，其特征在于采用串聯(lián)接入電網(wǎng)方式。
13.一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器的使用方法，其特征在于采用混合接入電網(wǎng)方式。
全文摘要
一種模塊化可并聯(lián)擴(kuò)容、統(tǒng)一控制的有源電力濾波器,包括PWM控制器及與該P(yáng)WM控制器分別相聯(lián)的PWM變流器、電網(wǎng)電壓同步定向控制電路和過(guò)壓、欠壓、過(guò)流及短路故障檢測(cè)與保護(hù)電路;模塊并聯(lián)均流電路連接在PWM控制器和PWM變流器主電路之間;PWM變流器與輸出耦合變壓器相連接,使有源電力濾波器輸出容量增大,可實(shí)現(xiàn)模塊并聯(lián),生產(chǎn)成本低;控制電網(wǎng)電流中的諧波分量趨于零,達(dá)到電網(wǎng)電流諧波抑制的目標(biāo)。
文檔編號(hào)H02J3/01GK1319929SQ0011366
公開(kāi)日2001年10月31日 申請(qǐng)日期2000年9月4日 優(yōu)先權(quán)日2000年9月4日
發(fā)明者肖強(qiáng)暉 申請(qǐng)人:肖強(qiáng)暉