專利名稱：電源單元的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及產生具有商用頻率或類似的頻率的單相交流(AC)功率的電源設備。
將小型發(fā)動機與同步發(fā)電機結合在一起的電源設備，例如，傳統(tǒng)地廣泛用于緊急情況，室外作業(yè)，休閑娛樂等等。
在這種傳統(tǒng)的電源設備中，輸出頻率取決于發(fā)動機的旋轉速度。因此，在雙極發(fā)電機的情況下，為了得到50Hz(或60Hz)的AC輸出，發(fā)動機的旋轉速度需要保持在3000rpm(每分鐘轉數(shù))(或3600rpm)，即相對低的旋轉速度，這就降低了電源設備的工作效率，還必須設計發(fā)電機為較大的尺寸，從而導致電源設備總體重量的增加。
為了克服這種不便，所謂的逆變器發(fā)電機已經由本發(fā)明的受讓者提出來了，即在日本專利公開(Kokoku)No7-67229和(Kokai)No4-355672中，它是這樣構成的，即發(fā)動機工作在相對高的旋轉速度下，以從發(fā)電機得到高的AC功率，該AC電源一次轉換成直流電，然后由逆變器將該直流電轉換成具有商用頻率的交變電流。
該傳統(tǒng)的逆變器發(fā)電機需要提供兩個功率轉換塊，即一次將交流功率轉換成直流功率的AC-DC轉換塊，和將直流功率轉換成具有預定頻率的交流功率的DC-AC轉換塊，以及暫時存儲直流功率的電路。因此必須使用大量貴重的功率電路元件。這就使得減小發(fā)電機的尺寸變得困難，和導致制造成本的增加。
為了解決上述的問題，所謂的循環(huán)換流器發(fā)電機在商業(yè)上變?yōu)榭赡?。其中，循環(huán)換流器與發(fā)電機一道使用，以直接將發(fā)電機產生的高頻交流功率(該發(fā)電機工作在相當高的發(fā)動機旋轉速度下，因此產生交流功率的交流頻率高于商用頻率)轉換成具有預定商用頻率的交流功率，而不需要完成交流對直流的轉換。
在傳統(tǒng)的循環(huán)換流器發(fā)電機中，由于由發(fā)電機產生的交流功率直接轉換成具有預定頻率(商用頻率)的交流功率，不需要有一次如上所述的轉換成直流電，為了便捷地減小由于輸入電壓快速的變化引起的輸出電壓上的不適當?shù)牟▌樱@是當循環(huán)換流器發(fā)電機工作在其發(fā)電機具有較小的容量的情況下必然要發(fā)生的，或更具體地說，當電源設備在無負載與有負載狀態(tài)間轉換時，發(fā)生了輸出電壓中的不適當?shù)牟▌樱喲灾?，為了減小輸出電壓調節(jié)，電源設備需要很大的反饋增益。
因此，如果傳統(tǒng)的控制方法，或更具體地說，用簡單的輸出電壓波形的反饋減小輸出電壓調節(jié)的方法，應用到上述的傳統(tǒng)的循環(huán)換流器發(fā)電機上，需要很大的反饋增益，如上所述，它完成穩(wěn)定控制發(fā)電機是困難的。
一種解決上述問題的可能是改進循環(huán)換流器發(fā)電機，使得在輸出電壓的預定數(shù)目的重復周期上檢測輸出電壓的有效值，在檢測的輸出電壓有效值的基礎上進行反饋控制，從而減小反饋增益能夠使發(fā)電機執(zhí)行穩(wěn)定的反饋控制。
如上所述的改進循環(huán)換流器發(fā)電機能充分地應付當電源設備在無負載與有負載狀態(tài)間轉換時發(fā)生的輸入電壓中的快速變化引起的輸出電壓的波動。然而，由工作在相對高的變化的旋轉速度的發(fā)動機驅動發(fā)電機產生交流功率，和該交流功率直接轉換成具有預定頻率(商用頻率)的交流功率，不需要轉換成直流電。因此，不可能使發(fā)電機充分應付由于發(fā)動機旋轉速度波動引起的輸入電壓波動產生的輸出電壓的波動。即使通過限定輸出電壓的重復周期數(shù)目為1檢測輸出電壓的有效值，這種不便也不能消除，這是由于每個重復周期檢測輸出電壓有效值的時間周期比由于發(fā)動機旋轉速度變化引起的輸出電壓變化中的時間周期顯著地長。更具體地說，假定單缸四行程發(fā)動機以3600rpm轉速驅動發(fā)電機，額定負載連接到電源設備，在發(fā)動機爆發(fā)沖程期間，發(fā)動機旋轉速度從3600rpm變化接近±150rpm。在發(fā)動機旋轉速度變化的這個范圍內，特別是在發(fā)動機的爆發(fā)沖程，其間發(fā)動機的旋轉速度在接近5毫秒時間周期以連續(xù)上升的明顯梯度發(fā)生變化。另一方面，假定循環(huán)換流器發(fā)電機的交流輸出的頻率是商用頻率，即50Hz，檢測每個重復周期輸出電壓的有效值的時間周期是20毫秒。這意味著，當檢測到完成有效反饋的控制系數(shù)時，對于這個控制系數(shù)的發(fā)動機旋轉速度變化已經結束，因此即使基于檢測每個重復周期輸出電壓的有效值的方法不能使電源設備充分地應付由于發(fā)動機旋轉速度的波動引起的輸入電壓中的波動從而發(fā)生在輸出電壓中的波動。
本發(fā)明的一個目的在于提供一種電源設備，它能夠通過減小反饋增益，完成穩(wěn)定的反饋控制，同時充分地應付由于作為電源設備的驅動源的發(fā)動機旋轉速度的波動引起的輸入電壓中的波動而發(fā)生在輸出電壓中的波動。
為了達到上述目的，本發(fā)明提供的電源設備包括發(fā)動機；由所述發(fā)動機驅動，具有三相輸出繞組的三相發(fā)電機；連接到三相發(fā)電機的三相輸出繞組并以反并聯(lián)方式彼此連接以形成用于產生提供給負載的單相交流電流的循環(huán)換流器的一對可變控制橋電路；檢測由一對可變控制橋電路產生的單相交流電壓的有效值的有效電壓值檢測裝置；用于產生控制單相交流電流的參考有效電壓的參考有效電壓發(fā)生裝置；目標波形成裝置，其所形成的目標波用于使通過有效電壓值檢測裝置檢測的單相交流電壓的有效值接近參考有效電壓發(fā)生裝置產生的參考有效電壓；用于基于目標波形成裝置形成的目標波執(zhí)行可變控制橋電路對的轉換控制的控制裝置，使得可變控制橋電路對交替地轉換，以工作單相交流的每半個重復周期；用于在其旋轉周期內檢測發(fā)動機的旋轉速度波動的旋轉波動檢測裝置；反向特征信號產生裝置，它用以產生反向特征信號，該信號具有與旋轉波動檢測裝置檢測的發(fā)動機的旋轉速度中的波動特征相反的特征；和基于反向特征信號產生裝置產生的反向特征信號，校正目標波的幅值的校正裝置。
有效電壓值檢測裝置最好是檢測單相交流電壓預定數(shù)量的重復周期上的有效值。
單相交流電壓的重復周期的預定數(shù)最好是一個重復周期。
電源設備最好包括形成與發(fā)電機輸出頻率同步的同步信號的同步信號形成電路，和該旋轉波動檢測電路，基于從同步信號形成電路傳送的同步信號，檢測發(fā)動機的旋轉速度中的波動。
三相發(fā)電機最好是具有永磁轉子的永磁發(fā)電機。
本發(fā)明的上述的和其它的目的，特點和優(yōu)點，從下面結合附圖所作的詳細的描述可以清楚地看到。


圖1是表示根據(jù)本發(fā)明的實施例的電源設備整個方案的示意性方框圖；圖2A是圖1中的交流發(fā)電機的橫截面示圖；圖2B是交流發(fā)電機的縱截面示圖；圖3是表示圖1中的循環(huán)換流器的結構電路圖；圖4是表示同步信號形成電路18的示例的電路圖；圖5是表示U相位，V相位和W相位間電壓變化的定時圖，每一個出現(xiàn)在圖6A至6D或圖7中，以及光電耦合器的開啟定時和可控硅柵極的打開定時；圖6A是表示當每個可控硅以120度的開啟角開啟時所呈現(xiàn)的正變換的輸出波形的示圖；圖6B是表示當每個可控硅以120度的開啟角開啟時所呈現(xiàn)的負變換的輸出波形的示圖；圖6C是表示當每個可控硅以60度的開啟角開啟時所呈現(xiàn)的正變換的輸出波形的示圖；圖6D是表示當每個可控硅以60度的開啟角開啟時所呈現(xiàn)的負變換的輸出波形的示圖；圖7是為表示控制可控硅的開啟角產生的參考鋸齒波的示圖；圖8是當開啟角控制在120度至-60度范圍內時，用于解釋要解決的問題的示圖；和圖9A至9D是用于解釋為除去發(fā)動機旋轉速度波動引起的輸出電壓中的波動的本實施例所用的方法的示圖。
下面將參照說明書附圖描述本發(fā)明。
圖1表示出本發(fā)明的實施例的電源設備的整個方案。
在這個圖中，數(shù)字1和2表示單獨繞在交流發(fā)電機的定子上的輸出繞組，也就是數(shù)字1表示三相主輸出繞組(此后稱為“三相主線圈”)，數(shù)字2表示三相輔助輸出繞組(此后稱為“三相副線圈”)。
圖2A和圖2B分別表示交流發(fā)電機結構的縱向剖和橫向剖的截面圖。該三相主線圈1是在區(qū)域A1內形成的21個磁極的線圈，三相副線圈2是在區(qū)域A2內形成的三個磁極的線圈。轉子B是由8對永磁磁極形成，由沒有示出的內燃機驅動旋轉。轉子R還用作發(fā)動機的飛輪。
再次參照圖1，三相主線圈1有三個輸出端子U,V和W，它們分別連接到循環(huán)換流器CC的正和負換流器BC1和BC2的各自的輸入端子U,V和W。
圖3示出了圖1中出現(xiàn)的循環(huán)換流器CC的結構。如圖中所示，該循環(huán)換流器CC包含12個可控硅SCRK±(K=1,2,3,,,,,6)，用6個可控硅SCR+構成傳送正電流的橋電路BC1(此后稱為正換流器)，用剩下的6個可控硅SCR-構成傳送負電流的另一個橋電路BC2(此后稱為負換流器)。
當連接到循環(huán)換流器CC的具有24個磁極(它們中的三個用作產生控制可控硅SCRK±各自的柵極的同步信號)的三相發(fā)電機被發(fā)動機驅動時，發(fā)動機的曲軸的每一次旋轉三相交流的8個周期提供給循環(huán)換流器CC。如果發(fā)動機的旋轉速度設定在1200rpm-4500rpm范圍內(相當于20Hz-75Hz的范圍)從發(fā)電機輸出的三相交流輸出的頻率是160Hz至600Hz，它是發(fā)動機的旋轉速度的8倍。
再次參照圖1，三相主線圈1的三個輸出端子U,V和W，如前所述，連接到循環(huán)換流器CC的正和負換流器BC1和BC2每一個的分別的輸入端子U,V和W。循環(huán)換流器CC的輸出端連接到LC濾波器3，以除去循環(huán)換流器CC輸出的電流中的諧波分量。LC濾波器3的輸出端連接到輸出電壓檢測電路5，用以檢測從LC濾波器3傳送來的除去諧波分量的輸出電流的電壓。該輸出電壓檢測電路5具有連接到LC濾波器3的正輸入端和連接到電源設備的控制系統(tǒng)的地GND的負輸入端，從而從輸出電壓檢測電路5的正和負輸入端得到單相輸出。
輸出電壓檢測電路5具有連接到計算從電路5輸出的電壓每個重復周期的有效值的有效電壓值計算電路8的輸出端。電路8具有連接到比較器9的負輸入端的輸出端。連接到比較器9的正輸入端的是參考有效電壓值發(fā)生電路10，該電路10用以產生由電源設備產生的參考電壓的有效值(參考有效電壓值)比較器9具有連接到控制函數(shù)計算電路11的輸出端，該電路11根據(jù)比較器9的比較結果計算控制函數(shù)，諸如線性函數(shù)。
控制函數(shù)計算電路11有一個連接到控制目標波形成電路14輸出的目標波幅值的幅值控制電路12的一個輸入端的輸出端。該幅值控制電路12有另一個連接到比較器20的輸出端的輸入端，該比較器輸出從參考正弦波形成電路13輸出的具有50Hz或60Hz商用頻率的正弦波與輸出電壓檢測電路5輸出的檢測電壓之間的差(或對應該差的值)。幅值控制電路12響應從控制函數(shù)計算電路11輸出的控制函數(shù)和從比較器20輸出的差，輸出控制目標波的幅值的幅值控制信號。
幅值控制電路12具有一個連接到響應來自電路12的幅值控制信號產生目標波的目標波形成電路14的輸出端。該目標波形成電路14具有一個連接到比較器21的正輸入端的輸出端。另一方面，根據(jù)來自同步信號形成電路18的同步信號，檢測發(fā)動機的旋轉速度中的波動的旋轉波動檢測電路22具有連接到增益調節(jié)電路23的輸出端。該增益調節(jié)電路23調節(jié)由旋轉波動檢測電路22輸出的電平，也就是產生反向特性信號，該信號是調節(jié)由旋轉波動檢測電路22輸出的幅值形成的，導致的反向特性信號具有與發(fā)動機旋轉速度中的波動的特性相反特性，用于目標波幅值變化中，和給比較器1的負輸入端輸入反向特性信號。該比較器21有連接到開啟角控制裝置15的輸出端，以控制構成循環(huán)換流器CC的可控硅SCRK±的每一個柵極的開啟角，該輸出端還連接到比較器16的正輸入端。
開啟角控制裝置15包括控制正換流器BC1(此后稱“正柵”)的可控硅SCRK+的柵極的開啟角的正柵控制裝置15a，和控制負換流器BC2(此后稱“負柵”)的可控硅SCRK-的柵極的開啟角的負柵控制裝置15b。
該正和負柵控制裝置15a和15b每一個有6個比較器(未示出)，它們的每一個比較目標波與同步信號(參考鋸齒波)，見后述，當兩個波一致時，開啟對應的柵。
比較器16有連接到輸出電壓檢測電路5的輸出端的負輸入端和連接到正柵控制裝置15a和負柵控制裝置15b的輸出端。比較器16比較輸出電壓檢測電路5輸出的電壓與目標波，而且選擇地輸出高(H)電平信號和低(L)電平信號，這取決開比較的結果。
當H電平信號從比較器16輸出時，該正柵控制裝置15a使能，而負柵控制裝置15b則使不能。另一方面，當L電平信號從比較器16輸出時，正柵控制裝置15a使不能，而負柵控制裝置15b使能。
三相副線圈2的輸出端連接到同步信號形成電路18。
圖4示出了同步信號形成電路18的結構，如圖所示，電路18是由6個光電耦合器PCK(K=1,2,3,,,,6)和6個二極管DK(K=1,2,,,,,6)構成。
從三相副線圈2得到的三相交變電流的分量(即U相位電流，V相位電流和W相位電流)提供給由分別的6個光電耦合器PCK的初級光發(fā)射二極管(LED’s)和6個二極管DK構成的三相全波橋式整流器FR。由三相全波整流器三相交流全波整流的直流分量通過初級光發(fā)射二極管變換成光，然后光由未示出的與光電耦合器PCK的初級光發(fā)射二極管關連的次級光電傳感器轉換成電流，簡言之，對應由三相全波整流器FR三相交流全波整流的電流從次級光電傳感器輸出。該電流用以形成用于控制可控硅SCRK±的每一個的柵極的相位控制角(開啟角)α的具有例如鋸齒波形的同步信號，下文將詳細描述。
圖5示出了圖3或4所示的三相交流電的U,V和W相各個對間的線到線電壓變化和光電耦合器PCK的“開啟”的定時。
假設，線到線電壓(U-V,U-W,V-W,V-U,W-U和W-V)如圖5中所示變化，從三相全波整流器FR輸出的全波整流的波形具有從主線圈得到的每個線到線電壓波形的六分之一的重復周期。例如，當U-V電壓在60至120度相位角范圍內，該U-V電壓是所有的線到線電壓的最高值，光電耦合器PC1和PC5成對地開啟(其它的光電耦合器關斷)。從而在對應U-V電壓的電壓處三相全波整流器電路FR輸出電流。也就是，在對應所有線到線電壓的最大值的電壓處三相全波整流器電路FR輸出電流，使得輸出電壓的重復周期對應60度相位角，因此，等于主線圈的三相輸出電壓的重復周期的六分之一，主線圈對應360度的相位角。
圖5還示出了每個可控硅SCRK±的柵極開啟(打開)的可控定時范圍，它設定為對應的線到線電壓的120度到0度的相位角范圍，具有每個柵的開啟定時的兩個示例，每個柵用陰影部分表示(即開啟角為120度和60度)，以后將描述。
根據(jù)這個定時，正向換流器SC1的柵極被開啟從這里輸出電流，并且每個反向換流器BC2的柵極被開啟以吸取電流。
無須要說，該柵極不需要在可控范圍的選擇部分保持連續(xù)開啟，但是在由陰影部分(即對應120度和60度的一個開啟角)表示定時的預定脈中的應用可以使與上述相同的操作被執(zhí)行。
圖6A至6D示出了當正和負換流器BC1和BC2的可控硅SCRK±在分別的開啟角120度和60度開啟時得到的循環(huán)換流器的輸出波形的示例。
圖6A示出了當在120度開啟角α正換流器BC1的每個可控硅SCRK+開啟時，得到的循環(huán)換流器CC的輸出波形，圖6B示出了當在120度開啟角α負換流器BC2的每個可控硅SCRK-開啟時，得到的輸出波形。另一方面，圖6C示出了當在60度開啟角α正換流器BC1的每個可控硅SCRK+開啟時，得到的輸出波形，圖6D示出了當在60度開啟角α負換流器BC2的每個可控硅SCRK-開啟時，得到的循環(huán)換流器CC的輸出波形。
當在120度開啟角α正換流器BC1的每一個可控硅SCRK+開啟時，如圖6A所示，循環(huán)換流器CC的輸出波形表現(xiàn)出全波整流波形。當在60度開啟角α正換流器BC1的每一個可控硅SCRK+開啟時，如圖6C所示，輸出波形包含大量的諧波成分，這些諧波成分可以由連接到循環(huán)換流器CC的輸出端的低通濾波器除掉，所以以平均電壓輸出電流。如前所述，假定提供給循環(huán)換流器的電源是具有24個磁極的三相發(fā)電機，發(fā)動機的旋轉速度設定在3600rpm，諧波分量的基波頻率由下列方程給出60Hz(=3600rpm)×8(-諧波)×3(相位)×2(半波(=1全波))=2.28KHz另外，通過在0度至120度的范圍內改變正向換流器BC1的每個可控硅的開啟角α，循環(huán)換流器CC可以產生所希望的正電壓，它具有在0至正全波整流的電壓范圍內的平均電壓。通過用相同的方法改變負換流器BC2的每個可控硅的開啟角α，循環(huán)換流器CC可以產生所希望的負電壓，它具有在0至負全波整流的電壓范圍內的平均電壓。
接下來將描述控制開啟角α的方法。
圖7示出了為控制循環(huán)換流器的可控硅的開啟角α所產生的參考鋸齒波。在圖中所示的參考鋸齒波根據(jù)分別檢測到的，即從圖4中所示的光電耦合器PCK的第二傳感器取出的電流產生的。
控制正換流器BC1的可控硅SCRK+的參考鋸齒波，例如，是一個在120度至-60度相位角范圍內變化電壓，以及假設在相位角0度是0V的波形。每個參考鋸齒波與相鄰的參考鋸齒波具有60度的相位差，它們分別順序對應可控硅SCRK+，即SCR1+,SCR6+,SCR2+,SCR4+,SCR3+，和SCR5+的。
另一方面，控制負換流器BC2的可控硅SCRK-的參考鋸齒波，例如，是一個與可控硅SCRK+的鋸齒波相對于水平0電壓線是對稱的波形，即與可控硅SCRK+的鋸齒波有180度的相位差。與正換流器BC1類似，每個參考鋸齒波與相鄰的參考鋸齒波具有60度的相位差，它們分別順序對應可控硅SCR1-,SCR6-,SCR2-,SCR2-,SCR3-，和SCR5-。
因此12個鋸齒波提供控制正和負換流器BC1和BC2的可控硅SCRK±的各參考鋸齒波。這些鋸齒波用12個信道中提供的未示出的比較器與目標波比較，而且每個鋸齒波與目標波的交點確定對應每個可控硅SCRK±的開啟角。
由于使用正弦波作為目標波，從而正弦地變化開啟角α，它可以從循環(huán)換流器CC中得到正弦輸出的波形。
在圖7中，開啟角的可控范圍從圖5中所示的120度至0度的范圍擴展到120度至-60度的范圍。該開啟角的可控范圍擴展的原因如下在120度至0度的開啟角控制范圍的傳統(tǒng)的循環(huán)換流器CC中，如果當容性負載連接到它的輸出端和同時正電位出現(xiàn)在負載端，循環(huán)換流器CC的輸出電壓被控制減小，這里出現(xiàn)了每個可控硅SCRK±的開啟角與輸出電壓間的不連續(xù)的關系，它將不可能穩(wěn)定輸出電壓。也就是，當正電位出現(xiàn)在負載端時，減小輸出電壓，需要在負載端吸收正電荷。在傳統(tǒng)的循環(huán)換流器中，由于開啟角α控制在限定的范圍120度至0度間，它不可能使正換流器BC1在負載端吸收正電荷，因此負換流器BC2不得不吸收它。當負換流器BC2吸收正電荷時，由于從負換流器BC2輸出的電壓如上所述能從負的全波整流電壓變化到0V，在負載端正的電荷突然降到0V，引起輸出電壓的不連續(xù)。如果開啟角的可控范圍擴展到120度至-60度，就可能由負換流器BC2吸收正電荷，使得實現(xiàn)輸出正電壓，從而沒有不連續(xù)出現(xiàn)在輸出電壓上，使得能夠保障控制的穩(wěn)定。
然而，如果如圖8所示，可控范圍擴展到負端，正和負換流器BC1和BC2的輸出范圍彼此重疊，所以在目標波r和每個鋸齒波間出現(xiàn)兩個交叉點TO1和TO2，因此不可能判斷應當選擇正和負轉換器BC1和BC2的那一個以開啟對應可控硅SCRK±中的一個的柵極。為了解決這個問題，在本實施例中根據(jù)比較器16的比較結果，選擇正和負轉換器BC1和BC2中的一個。
再來參照圖1，同步信號形成電路18的輸出端連接到正柵控制裝置15a和負柵控制裝置15b。同步信號形成電路18與正和負柵控制裝置15a和15b間的連接線各自由6個信號線形成，它們連接到柵極控制裝置15a和15b的每一個的6個比較器中分別對應的一個，在圖7中所示的定時，分別提供它們以具有參照圖7描述的延伸鋸齒波部分的鋸齒波。
正柵控制裝置15a的6個比較器的輸出端連接到分別對應正轉換器BC1的可控硅SCRK+的一個的柵極，同時負柵控制裝置15b的6個比較器的輸出端連接到分別對應負轉換器BC2的可控硅SCRK-的一個的柵極。
雖然在本實施例中，同步信號形成電路18構成的使得響應從三相副線圈2輸出的三相輸出形成同步信號(參考鋸齒波)，這不是限定的，而是單相副線圈也可以使用以替代三相副線圈2，以響應單相輸出形成同步信號。
接下來將描述如上結構的電源設備的工作。
隨著轉子R由發(fā)動機的旋轉所驅動，如上所述，在三相主線圈1的三相輸出端子間產生電壓。于是，作為每個可控硅SCRK±的每個柵由開啟角控制裝置15開啟，該循環(huán)換流器CC輸出電流，濾波器3從電流中除去諧波分量。輸出電壓檢測電路5檢測該電流的電壓。有效電壓值計算電路8根據(jù)檢測的電壓，計算它的每個重復周期的電壓有效值，和產生表示計算的有效值的信號。
比較器9比較每個重復周期的有效值與從參考有效值電壓值產生電路10輸出的參考有效電壓值，控制函數(shù)計算電路11根據(jù)比較結果計算控制函數(shù)(線性函數(shù))，以輸出計算的函數(shù)。更具體地說，控制函數(shù)計算電路11計算線性函數(shù)，使得線性函數(shù)的比例系數(shù)(比例性常數(shù))隨著來自參考有效電壓值產生電路10的參考有效電壓值與來自有效電壓值計算電路8的每個重復周期的有效值間的差變大而增加。
比較器20輸出從參考正弦波形成電路13輸出的參考正弦波與由輸出電壓檢測電路5檢測的輸出電壓間的差到幅值控制電路12。
基于如上所述的從比較器20輸出的差，和由控制函數(shù)計算電路11計算的控制函數(shù)，幅值控制電路12產生控制將從目標波形成電路14輸出的目標波(50或50Hz正弦波)幅值的控制信號，目標波形形成電路14基于控制信號形成目標波，和輸出它到比較器21。
當從目標波形成電路14輸出的目標波包含由于發(fā)動機轉速中出現(xiàn)波動產生的分量時，基于從增益調節(jié)電路23來的輸入到它的負輸入端的反向特性信號，比較器21從目標波中除去該分量。于是比較器16比較除去了由于波動產生的分量的目標波與從輸出電壓檢測電路5來的檢測電壓。當前者在電壓方面高于后者時，從比較器16輸出高電平(H)信號，以啟動正柵控制裝置15a，反之當前者在電壓方面低于后者時，從比較器16輸出低電平(L)信號，以啟動負柵控制裝置15b。
正柵控制裝置15a和負柵控制裝置15b中選定的一個的比較器的每一個比較來自目標波形成電路14的目標波與對應來自同步信號形成電路18的鋸齒波，當該目標波該鋸齒波一致或相交時，一個單個具有預定波長的脈沖從該柵控制裝置15輸出給對應的一個可控硅SCRK±的柵極以控制它的開啟角。
圖9A至9D是解釋本實施例用的除去由于發(fā)動機旋轉速度波動引起的輸出電壓中的波動(脈動)的方法的原理的圖。圖9A示出了由于發(fā)動機的爆發(fā)沖程引起的發(fā)動機旋轉速度中的波動的示例。圖9B示出了從圖1中的三相主線圈1的一個預定相位得到的輸出電壓中的波動的示例，它是由于圖9A中所示的發(fā)動機旋轉速度波動引起的，而圖9C示出了圖1中的輸出電壓檢測電路5檢測到的單相輸出電壓中的波動的示例，它是由于圖9A中所示的發(fā)動機旋轉速度波動引起的。圖9D示出了由增益調節(jié)電路23產生的反向特性信號的特性示例，基于它目標波被校正，以應付圖9A中所示的發(fā)動機旋轉速度中的波動。
如圖9A所示，在t1至t2時間周期期間完成的發(fā)動機爆發(fā)沖程引起±150rpm范圍的旋轉速度中的變化，它相對3600rpm額定旋轉速度有急劇的梯度增加。這個變化引起從三相主線圈1得的輸出電流如圖9B所示的脈動，結果，如圖9C所示，輸出電壓也出現(xiàn)脈動。
因此，根據(jù)圖9D所示的反向特性信號的特性，它與發(fā)動機旋轉速度中的波動變化的特征相反，改變目標波的幅值，可能除去圖9B所示的輸出電壓中的脈動和除去圖9C中所示單相電壓輸出中的脈動。
為此目的，增益調節(jié)電路23給比較器21的負輸入端提供通過調節(jié)由旋轉波動檢測電路22輸出的幅值產生的反向特征信號，以導致具有與發(fā)動機旋轉速度波動特性相反的特性的信號，如前面參照參照圖1所述。
如前所述，根據(jù)本實施例，根據(jù)有效值的反饋控制(主要由圖1中塊8至11完成有反饋控制)應用在控制輸入電壓或輸出電壓中的緩慢波動，同時根據(jù)波形的反饋控制(基本由圖1中的塊5,13和20完成的反饋控制)應用在控制輸出電壓中的快速波動。另外，為了控制由于發(fā)動機旋轉速度中的波動引起的輸出電壓中的波動，本方法這樣應用，其中目標波的幅值根據(jù)具有與發(fā)動機旋轉速度中的波動相反的特性的反向特性信號變化。因此，可能通過減小反饋增益完成更穩(wěn)定的反饋控制，同時更充分地應付由于發(fā)動機旋轉速度中的波動引起的輸入電壓中的波動而發(fā)生的輸出電壓中的波動。
另外，用循環(huán)換流器CC可以控制三相發(fā)電機的輸出頻率為一個預定的頻率，與三相發(fā)電機輸出頻率無關，也就是說，電源設備的輸出頻率不依賴于驅動源例如發(fā)動機的旋轉速度，類似于前面所述的現(xiàn)有技術的逆變器發(fā)電機。因此，可能從通過驅動源以相當高的旋轉速度驅動的發(fā)電機得到高的輸出，從而發(fā)電機可以減小尺寸和重量。
另外，根據(jù)本實施例，可能直接轉換交流發(fā)電機的高頻輸出為具有預定的低頻率的交流輸出，諸如單相商用頻率。從而電源電路元件部分的數(shù)量可以大大地減少，從而可以大大地減少制造成本。
還有，當多磁極的永磁發(fā)電機用作發(fā)電機時，給循環(huán)換流器輸出的電壓根據(jù)電源設備是否處在無載狀態(tài)還是有載狀態(tài)而大大地變化。然而，本發(fā)明的電源設備可能有效地控制輸出電壓中的波動。進一步，永磁發(fā)電機的使用簡化了同步信號的形成。
還有發(fā)電機的轉子R可以用作發(fā)動機的飛輪。這允許整個電源設備設計進一步小型化。
雖然在上述的實施例中，計算每個重復周期的有效值能夠使電源設備盡可能快地應付輸出電壓中的波動，但不限定于此，如果頂級優(yōu)先級給出了更穩(wěn)定的控制而不是快速反應性，可以在多個重復周期計算有效電壓值。
權利要求
1．一種電源設備包括發(fā)動機；由所述發(fā)動機驅動的具有三相輸出繞組的三相發(fā)電機；一對可變控制橋電路，連接到所述三相發(fā)電機的三相輸出繞組，并且以反并聯(lián)方式彼此連接形成產生提供給負載的單相交流電流的循環(huán)換流器；用于檢測由所述可變控制橋電路對產生的所述單相交流電流的電壓有效值的有效電壓值檢測裝置；用于產生參考有效電壓以控制所述單相交流的參考有效電壓產生裝置；目標波形成裝置，其所形成的目標波用于使由所述有效電壓值產生裝置檢測的所述單相交流電流的所述電壓的所述有效值接近所述參考有效電壓值；用于根據(jù)所述由目標波形成裝置形成的目標波對所述可變控制橋電路對執(zhí)行轉換控制的控制裝置，使得所述可變控制橋電路對交替轉換以操作所述單相交流電流的每半個重復周期；用于在旋轉周期檢測所說發(fā)動機的旋轉速度的波動的旋轉波動檢測裝置；產生具有與由用旋轉波動檢測裝置檢測的所述發(fā)動機的所述旋轉速度中的所述波動的特性相反的特性的反向特性信號的反向特性信號產生裝置；和用于根據(jù)由反向特性信號產生裝置產生的反向特性信號校正目標波的幅值的校正裝置。
2．根據(jù)權利要求1的電源設備，其中所述有效電壓值檢測裝置檢測所述單相交流電壓的預定數(shù)量重復周期上的有效值。
3．根據(jù)權利要求2的電源設備，其中所述單相交流電壓的所述預定數(shù)量重復周期數(shù)是1個重復周期。
4．根據(jù)權利要求1的電源設備，包括形成與發(fā)電機的輸出頻率同步的同步信號的同步信號形成電路，和其中所述旋轉波動檢測電路根據(jù)由同步信號形成電路輸出的同步信號檢測發(fā)動機的旋轉速度中的波動。
5．根據(jù)權利要求1的電源設備，其中所述三相發(fā)電機是具有永磁轉子的永磁發(fā)電機。
6．根據(jù)權利要求2的電源設備，其中所述三相發(fā)電機是具有永磁轉子的永磁發(fā)電機。
全文摘要
可以通過減小反饋增益執(zhí)行穩(wěn)定的反饋控制的電源設備,可對付由于發(fā)動機旋轉速度的波動引起的輸出電壓的波動?？勺兛刂茦螂娐愤B接到發(fā)電機的三相輸出繞組產生提供給負載的單相交流電。檢測電路檢測交流電壓的有效值。參考有效電壓值產生電路產生參考有效電壓。目標波形成電路形成目標波。開啟角控制裝置執(zhí)行可變控制橋電路的轉換控制。旋轉波動檢測電路檢測旋轉速度的波動。增益調節(jié)電路產生反向特性信號。比較器根據(jù)反向特性信號校正目標波的幅值。
文檔編號H02M5/45GK1319938SQ01110820
公開日2001年10月31日 申請日期2001年2月1日 優(yōu)先權日2000年2月1日
發(fā)明者淺井孝一, 清水元壽, 江口博之 申請人:本田技研工業(yè)株式會社