專利名稱：開關電源電路的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及適用于用作各種電子設備電源的一種開關電源電路。
眾所周知一種類型的開關電源電路利用開關型變換器，例如逆向(flybAck)變換器或正向變換器。由于這種開關型變換器按照矩形波進行開關操作，所以在抑制開關噪方面存在一定的限制。并且，顯而易見，由于它的工作特性，在改善功率變換效率方面將會受到某些無法避免的限制。
按照上述觀點，本申請人已經提出了利用各種諧振型變換器的多種開關電源電路。當用正弦波進行開關操作時，諧振型變換器能夠容易獲得高功率變換效率，同時實現(xiàn)低噪聲。并且，其還可能獲得另外的優(yōu)點，即該電路能夠由相對少量的組成元件構成。
圖6是表示本申請人根據先前申請的已知發(fā)明構成的一種常規(guī)開關電源電路的電路圖。
在該圖中的電源電路中，全波整流電路由橋式整流器Di和濾波電容器Ci構成，提供作為一種整流濾波電路，用于從工業(yè)用交流電源(交流輸入電壓VAC)獲得DC輸入電壓，其中產生了相應于交流輸入電壓VAC的一倍電平的整流濾波電壓Ei。
作為用于間斷地開、關輸入的整流濾波電壓Ei(DC輸入電壓)的開關變換器，提供有一個電壓諧振型變換器，該電壓諧振型變換器包含由一個晶體管構成的開關元件Q1，可按單端形式進行開關操作。
這里利用的電壓諧振型變換器采用它激的結構，開關元件Q1例如由MOS-FET構成。開關元件Q1的漏極，通過隔離型變換器變壓器PIT的初級繞組N1連到濾波電容器Ci的正端，它的源極連到初級地端。
并聯(lián)諧振電容器Cr連到開關元件Q1的漏極和源極之間。并聯(lián)諧振電容器Cr的電容和隔離型變換器變壓器PIT的初級繞組N1內的漏電感構成初級并聯(lián)諧振電路。由于開關元件Q1的開關操作，由并聯(lián)諧振電路產生諧振，因而開關元件Q1的這種開關操作變?yōu)殡妷褐C振類型。
此外，由實體二極管構成的箝位二極管DD，并聯(lián)到開關元件Q1的漏極和源極之間，因此，在開關元件的關斷期間形成箝位電流的通路。
在這種情況下，開關元件Q1的漏極連接到下面要敘述的開關驅動器10B的振蕩電路41上。以后將要敘述，在控制開關頻率時，利用加到振蕩電路41上的漏極輸出來可變地控制導通時間。
整體設有振蕩電路41和驅動電路42的驅動器10B可驅動開關元件Q1，并且通過可變地控制開關頻率，可以進行恒壓控制。在這種情況下，開關驅動器10B例如可作為單塊集成電路(IC)提供。
通過啟動電阻Rs將開關驅動器10B連接到經整流濾波后的電壓Ei的線路上，例如，在電源啟動時間，通過啟動電阻Rs施加源電壓，因而啟動開關驅動器10B。
開關驅動器10B內的振蕩電路41進行振蕩，因此產生振蕩信號，然后輸出該信號。接著驅動電路42將振蕩信號轉換成驅動電壓，然后將其輸出到開關元件Q1的柵極上。于是，開關元件Q1基于振蕩電路41產生的振蕩信號進行開關操作。因此，根據振蕩電路41產生的振蕩信號，可確定開關元件Q1的開關頻率和一個開關周期內的開/關占空比。
振蕩電路41，根據后面將要敘述的光電耦合器30提供的次級DC(直流)輸出電壓EO的電平進行改變振蕩信號頻率(開關頻率fs)的操作。在改開關頻率fs的操作的同時，振蕩電路41還用來控制振蕩信號波形，按照這種方式可以改變開關元件Q1的導通時間TON(導通角)，同時保持開關元件Q1的關斷時間TOFF恒定。因此，后面將要敘述，由于振蕩電路41的這種工作方式，能夠穩(wěn)定次級直流輸出電壓EO。
隔離型變換器變壓器PIT傳輸開關元件Q1的開關輸出到次級側。
如圖8所示，隔離型變換器變壓器PIT具有EE-形磁芯，其中例如由鐵氧體構成的E-形磁芯CR1和CR2相互組合在一起，按照這種方式，可使其磁路支臂相對，以及利用對于EE-形磁芯中心磁路支臂的分離式線圈架B以分離狀態(tài)分別卷繞初級繞組N1和次級繞組N2。如該圖所示，中心磁路支臂形成氣隙G，由此按照要求的耦合系數達到粗耦合。
通過將加工成形E-形磁芯CR1和E-形磁芯CR2使每個中心磁路支臂均短于外部磁路支臂，能夠形成氣隙G。通過設定耦合系數，例如K≈0.85以適合達到粗耦合，因此相應地避免了飽和狀態(tài)。
如圖6所示，隔離型變換器變壓器PIT的初級繞組N1的終端連接到開關元件Q1的漏極，而初級繞組N1的始端連接到濾波電容Ci的正端(經整流濾波后的電壓Ei)，因此，當開關元件Q1的開關輸出提供到初級繞組N1時，產生周期相應于開關頻率的交流電壓。
在隔離型變換器變壓器PIT的次級側，在次級繞組N2內生成由初級繞組N1感應的交流電壓。在這種情況下，一個次級并聯(lián)諧振電容C2并連到次級繞組N2上，因而通過組合次級繞組N2的漏電感L2和次級并聯(lián)諧振電容器C2的電容，能夠形成一并聯(lián)諧振電路。并且，利用該并聯(lián)諧振電路在次級繞組N2感應的交流電壓是諧振電壓，即在次級側引起電壓諧振作用。
更具體地說，該電源電路在它的初級側具有并聯(lián)諧振電路，用于將開關操作轉變?yōu)殡妷褐C振型；在次級側還具有另外的并聯(lián)諧振電路，用于產生電壓諧振作用。在本說明書中，如上所述，在其配置中在初級側和次級側裝有諧振電路的開關型變換器，被稱為“復合諧振開關型變換器”。
在上述形成電源電路的次級側，提供由橋式整流器DBR和濾波電容器CO組成的整流濾波電路，用以獲得次級DC輸出電壓EO。也就是，在這種配置中，在次級利用橋式整流器DBR進行全波整流。在這種情況下，當由次級并聯(lián)諧振電路提供諧振電壓時，橋式整流器DBR產生次級直流輸出電壓EO，該電壓基本上等于在次級繞組N2中感應的交流電壓。
在此狀態(tài)，初級側和次級側利用光電耦合器30相對于直流彼此相互隔離，并且將次級直流輸出電壓EO輸入到初級開關驅動器10B中的振蕩電路41。
對于隔離型變換器變壓器PIT的次級側操作而言，初級繞組N1電感L1和次級繞組N2電感L2的互電感M，可根據初級繞組N1和次級繞組N2的極性(繞組的方向)與整流二極管DO(DO1,DO2)連接的關系以及次級繞組N2感應的交流電壓的極性變化變?yōu)?M或-M。
例如，如果該電路等效于圖9A所示的電路，則互電感為+M，而如果該電路等效于如圖9B所示的另一種電路，則互電感為-M。
將上述情況應用到如圖6所示的次級側工作，當在次級繞組N2中獲得的交流電壓例如是正電壓時，則認為在橋式整流電路DBR中整流電流的工作是以+M(正向)模式進行。同時，和上述情況相反，當在次級繞組N2中獲得的交流電壓例如是負電壓時，則認為在橋式整流電路DBR中整流電流的工作是以-M(逆向)模式進行。
因而，每次在繞組N2獲得的交流電壓可正可負，相應的工作模式也轉變?yōu)閷诨ル姼械?M或-M模式。
在該配置中，通過將初級并聯(lián)諧振電路和次級并聯(lián)諧振電路作用的增加的功率提供到負載上，從而也相應地增加了提供到負載的功率，因此提高了最大負載功率的增加率。
由于情況改善不容易達到飽和狀態(tài)的，能夠實現(xiàn)與負載條件一致，這是因為如以前參考圖8解釋的那樣，利用在隔離型變換器變壓器PIT形成的氣隙G，按照所要求的耦合系數，能夠達到粗耦合。例如，在隔離型變換器變壓器PIT不存在氣隙G的情況下，當隔離型變換器變壓器PIT在逆向工作期間處于飽和狀態(tài)時則工作不穩(wěn)定的概率很高，因此正確進行前述的全波整流變得相當困難。
按照下述方式可使圖6所述的電路穩(wěn)定工作。
如上所述，通過光電耦合器30將次級直流輸出電壓E0提供到初級開關驅動器10B中的振蕩電路41。接著，在振蕩電路41中，按照這樣提供的次級直流輸出電壓E0的電平變化來改變振蕩信號頻率，然后輸出振蕩信號。由于這種操作改變了開關元件Q1的開關頻率，初級電壓諧振型變換器和隔離型變換器變壓器PIT的諧振阻抗也被改變，從而改變了傳輸到隔離型變換器變壓器PIT次級側的能量。結果，在要求的電平控制下可保持次級直流輸出電壓E0為恒定，因此提供了穩(wěn)定的電源。
在如圖所示6的電源電路中，如前所述，通過可變地控制開關元件Q1的導通時間TON，同時保持固定的關斷時間TOFF，可在振蕩電路41中改變開關頻率。尤其，在該電源電路中，以可變地控制變化頻率的方式進行穩(wěn)定電壓控制，因而能夠對開關(switching)輸出實現(xiàn)諧振阻抗的控制，同時，在開關周期內對于開關元件的導通角(PWM控制)進行另一控制。利用一組控制電路能夠實現(xiàn)上述的復合控制操作。在本說明書中，這樣的復合控制被稱為“復合控制系統(tǒng)”。
圖7表示按照本申請人以前提出內容中的另一種常規(guī)電源電路配置。在該圖中，凡對應于圖6中所示的元件均采用了相同的標號或符號進行表示，并省略重復說明。
在如圖7所示的電源電路的初級側，提供自激勵結構作為電壓諧振變換電路，在此處利用一個晶體管的開關元件Q1進行單端工作。在這種情況，利用高耐壓雙極晶體管(BIT結型晶體管)作為開關元件Q1。
開關元件Q1的基極通過基極電流限制電阻RB和啟動電阻RS連接到濾波電容器Ci的正端(經整流濾波后的電壓Ei)，從而起動時可從整流器濾波線路獲得基極電流。用于自激振蕩驅動的串聯(lián)諧振電路由驅動線圈NB，諧振電容器CB，和基極電流限制電阻RB構成的串聯(lián)電路組成，該電路連接在開關元件Q1的基極和初級側的地點之間。
利用插入在開關元件Q1基極和濾波電容器Ci負端(初級地端)之間的箝位二極管DD，在開關元件Q1的關斷時間，可形成箝位電流流通通道。此時開關元件Q1的集電極連接到隔離型變換器變壓器PIT初級繞組N1的一端，而它的發(fā)射極接地。
將并聯(lián)諧振電容器Cr以并聯(lián)方式連接到開關元件Q1的集電極和發(fā)射極之間。在這種情況下，并聯(lián)諧振電容器Cr本身的電容和隔離型變換器變壓器PIT初級繞組N1的漏電感L1構成了電壓諧振轉換器的初級并聯(lián)諧振電路。
在該圖所示的正交控制變壓器PRT是一種飽和電抗器，其中卷繞諧振電流檢測線圈ND，驅動線圈NB和控制線圈NC。提供這種正交控制變壓器PRT，用于驅動開關元件Q1和實現(xiàn)恒壓控制。
在這種正交控制變壓器PRT的結構中，雖然沒有圖示，擁有4個磁路支臂的雙U形磁芯形成了一個實體的磁芯，其中各磁路支臂的端部相互連接。諧振電流檢測線圈ND和驅動線圈NB圍繞實體磁芯的二個預定磁路支臂以相同的方向卷繞，而控制線圈NC則與諧振電流檢測線圈ND及驅動線圈NB相互垂直地卷繞。
在這種情況下，正交控制變壓器PRT的諧振電流檢測線圈ND以串聯(lián)方式插入到濾波電容器Ci的正端和隔離型變換器變壓器PIT初級繞組N1之間，從而將開關元件Q1的開關輸出通過初級繞組N1傳輸到諧振電流檢測線圈ND。在正交控制變壓器PRT中，在諧振電流檢測線圈ND中獲得的開關輸出通過變壓器耦合在驅動線圈NB中進行感應，因而在驅動線圈NB中產生了作為驅動電壓的交流電壓。這一驅動電壓以驅動電流方式，通過基極電流限制電阻RB從構成自激振蕩驅動電路的串聯(lián)諧振電路(NB,CB)傳輸到開關元件Q1的基極。因此，開關元件Q1按照由串聯(lián)諧振電路的諧振頻率確定的開關頻率進行它的開關操作。
在圖7所示電路中的隔離型變換器變壓器PIT在結構上是和以前在圖8所示的變壓器相同，因而它的初級側和次級側處于粗耦合狀態(tài)。
在圖7所示電路中的隔離型變換器變壓器PIT的次級側，將次級并聯(lián)諧振電容器C2并連到次級繞組N2上，從而構成了次級并聯(lián)諧振電路，從而也在該電源電路中獲得了復合諧振開關變換器的結構。
在該電源電路的次級側，對次級繞組N2提供由單個二極管DO和濾波電容器CO構成的半波整流電路，其中只在正向工作期間利用半波整流可獲得次級直流輸出電壓E0。在這種情況下，次級直流輸出電壓E0被分路并且被輸入到控制電路1中，其中直流輸出電壓E0用作檢測電壓。
在控制電路1中，在控制線圈NC中控制電流(直流)的電平基于次級直流輸出電壓E0電平的變化而發(fā)生改變，因此實現(xiàn)可變地控制卷繞在正交控制變壓器PRT上的驅動線圈NB的電感LB。因此可在開關元件Q1驅動線圈NB的內含電感LB形成的自激振蕩驅動電路內改變串聯(lián)諧振電路的諧振條件。上述內容是為了改變開關元件Q1開關頻率的操作，從而使次級直流輸出電壓穩(wěn)定。在這樣裝有正交控制變壓器PRT的恒壓控制結構中，初級開關變換器形成為電壓諧振型，因而實現(xiàn)了復合的控制操作，該操作可對開關頻率進行各種控制，與此同時可在開關周期內對開關元件的導通角進行控制(PWM控制)。


圖10A-圖10F表示如圖6和7所示的電源電路中的初級電壓諧振型變換器工作波形圖。圖10A-圖10C表示在交流輸入電壓VAC=100伏和最大負載功率PomAs=200瓦的條件下進行工作；圖10D-圖10F表示在交流輸入電壓VAC=100伏和最小負載功率Pomin=0瓦的條件下進行工作。
響應開關元件Q1的開關操作，在開關元件Q1的關斷時間TOFF期間，產生初級并聯(lián)諧振電路的諧振作用。因此，在并聯(lián)諧振電容器Cr的二端獲得的并聯(lián)諧振電壓V1是如圖10A和10D所示，其中在時間TOFF期間產生一個正弦諧振波脈沖。
由于在TOFF時間期間產生了上述并聯(lián)諧振作用，在并聯(lián)諧振電容器Cr中的并聯(lián)諧振電流Icr變成如圖10C和10F所示的那樣，其中，在TOFF時間期間基本上正弦波的電流Icr流動是從正方向轉變到負方向。
通過比較圖10A和圖10D明顯看出，這樣控制開關頻率fs以便其隨負載功率Po的減少而提高，并且通過改變開關元件Q1的導通時間TON，同時保持固定的關斷時間TOFF，可改變開關頻率fs(開關周期)。也就是在該圖中表示了和上述復合控制系統(tǒng)相一致的工作。
在如圖6和7所示的電壓諧振型變換器的裝置中，并聯(lián)諧振電壓V1的電平隨著負載功率的變化而改變。例如，當最大負載功率PomAs=200瓦時，其變成550伏(峰值)，或當最小負載功率Pomin=0瓦時，其變成300伏(峰值)。也就是，并聯(lián)諧振電壓V1隨著負載功率的增加而趨于升高。
如圖10B和圖10E所示，在開關元件Q1的漏極或集電極中流動的開關輸出電流IQ1，在時間TOFF期間為0值，或在時間TON期間如波形所示。開關輸出電流IQ1的值隨著負載功率Po的增加而趨于升高。按照這些圖所示，例如，當最大負載功率PomAs=200瓦時，其變成3.8安，或當最小負載功率Pomin=0瓦時，其變成1安。
關于圖6和圖7所示的電源電路的特性，圖11表示在一個開關周期內的開關頻率fs，時間TOFF和TON的變化特性，以及在最大負載功率PomAs=200瓦時并聯(lián)諧振電壓V1相對交流輸入電壓VAC的變化特性。
如圖11所示，首先，對于在交流輸入電壓VAC=90伏到VAC=140伏的變化范圍內，開關頻率fs近似在fs=110千赫到fs=140千赫范圍內變化。該圖表示按照直流輸入電壓變化減輕次級直流輸出電壓EO的變化。對于交流輸入電壓VAC的變化，開關頻率按照交流輸入電壓VAC升高經過控制而升高。
關于一個開關周期內的時間TOFF和TON時間，時間TOFF和開關頻率fs無關始終保持不變，而時間TON隨著開關頻率fs的升高按二次曲線下降。因此，該曲線圖也指明了與復合控制系統(tǒng)相一致執(zhí)行開關頻率控制。
同時如曲線圖所示，并聯(lián)諧振電壓V1按照工業(yè)用的交流功率VAC的變化而變化，隨著交流輸入電壓VAC的升高，它的電平也將升高。
例如，如圖6和7所示，如此構成電源電路，以便利用復合控制系統(tǒng)來穩(wěn)定次級直流輸出電壓，并聯(lián)諧振電壓V1的峰值電平按照負載條件和交流輸入電壓VAC的變化進行變化，如圖10A,10B和圖11所示。特別是當從例如100伏工業(yè)用交流電源獲得的交流輸入電壓VAC的電平，在接近最大負載功率的重負載狀態(tài)下已經達到140伏時，并聯(lián)諧振電壓V1最大升高700伏(峰值)，如圖11所示。
因此，關于施加并聯(lián)諧振電壓V1的并聯(lián)諧振電容器Cr和開關元件Q1，當這些元件利用100伏工業(yè)用交流電源時需要滿足800伏的耐壓，或當利用200伏工業(yè)用交流電源時需要滿足1200伏的耐壓。因此，不可避免的是，并聯(lián)諧振電容器Cr和開關元件Q1的尺寸變大，同時較大地增加了成本。
開關元件具有這樣的特征，通過改變結構降低特性來達到較高的耐壓性能。因此如果這樣選擇開關元件Q1以便滿足較高耐壓的要求，則會增加由開關操作產生的功率損耗，從而引起功率轉換效率的降低。
在采用由復合控制系統(tǒng)來穩(wěn)定次級直流輸出電壓的配置的情況下，如果發(fā)生次級負載短路的故障，控制器將起降低開關頻率的作用。在開關頻率變低的狀態(tài)中，從圖10A到圖10F的波形圖可見，開關元件的導通時間TON變長，最終使得提供到開關元件Q1和并聯(lián)諧振電容器Cr上的電壓(V1)升高，此外也增加了在其中流動的電流(IQ1,Icr)。
因此，作為防止負載短路故障出現(xiàn)的一種防護措施需要通過限制在諸如此故障情況下產生任何高電壓和高電流，并采用過流保護電路和過壓保護電路來保護開關元件。由于上述的過流和過壓保護電路的存在，進一步阻礙了對整個電路進行減少尺寸和降低成本的改進。
考慮到上述問題，本發(fā)明的目的是提供能夠提高功率轉換效率和實現(xiàn)減少尺寸和重量的開關電源電路。
為了達到上述目的，按照本發(fā)明第一方面，提供具有下述結構的開關電源電路。
也就是，該開關電源電路包括具有主開關元件的開關裝置，用于斷續(xù)地輸出向其提供的直流輸入電壓；初級并聯(lián)諧振電容器，其提供以便構成初級并聯(lián)諧振電路，該電路將開關裝置的工作轉變?yōu)殡妷褐C振型；隔離型變換器變壓器，在其中以這樣一種方式形成氣隙，以便獲得所要求的耦合系數，使初級側和次級側粗耦合，并且將在初級側獲得的開關裝置的輸出傳輸到次級側；次級并聯(lián)諧振電路，通過將次級并聯(lián)諧振電容器并聯(lián)到隔離型變換器變壓器的次級繞組形成；直流輸出電壓發(fā)生裝置，其形成使得通過輸入從隔離型變換器變壓器次級繞組獲得的交流電壓和進行整流，產生次級直流輸出電壓。
開關電源電路還包括開關驅動裝置，用于通過按照次級直流輸出電壓的電平，以預定不變的開關頻率改變在每個開關周期內(on/of)開/關占空比驅動主開關元件進行恒壓控制；具有輔助開關元件的有源(Active)箝位裝置，以這樣一種方式進行開關操作，以便按照主開關裝置的開/關時間實現(xiàn)預定可變化的開/關時間，由此在主開關元件的關斷時間期間箝位在初級并聯(lián)諧振電容器兩端產生的初級并聯(lián)諧振電壓。
按照上述結構，在初級側提供的初級并聯(lián)諧振電路構成電壓諧振型變換器，而在次級側提供由次級繞組和次級并聯(lián)諧振電容器構成的次級并聯(lián)諧振電路，因此構成了復合諧振型變換器。
根據這種配置，通過控制在保持固定的開關頻率的同時，通過變化開/關占空比來進行恒壓控制。
由于在初級側提供有源箝位裝置，箝位在主開關裝置關斷時間產生的并聯(lián)諧振電壓，則能夠抑制并聯(lián)諧振電壓的電平。
根據結合附圖的如下說明書和附加的權利要求，本發(fā)明的上述的和其它的目的，特征和優(yōu)點將變得更加明顯，附圖中用相同的標號表示相同的部分或元件。
圖1是表示本發(fā)明的開關電源電路一個實施例典型結構的電路圖。
圖2A-2P表示開關電源電路實施例在最大和最小負載功率的條件下進行工作的波形圖。
圖3A-3D表示開關電源電路實施例在負載短路條件下進行工作的波形圖。
圖4是表示本發(fā)明的開關電源電路另一個實施例典型結構的電路圖。
圖5是表示本發(fā)明的開關電源電路又一個實施例典型結構的電路圖。
圖6是表示現(xiàn)有技術常規(guī)開關電源電路典型結構的電路圖。
圖7是表示現(xiàn)有技術另一個常規(guī)開關電源電路典型結構的電路圖。
圖8是表示隔離型變換器變壓器結構實例的剖面圖。
圖9A和圖9B是表示當電感分別是+M和-M時進行工作的等效電路圖。
圖10A-10F表示在如圖6和7所示開關電源電路進行工作的波形圖。
圖11是用以曲線表示如圖6和7所示的開關電源電路關于交流輸入電壓特性的解釋性示意圖。
圖1是表示本發(fā)明開關電源電路優(yōu)選實施例的典型結構。在該圖中，和對發(fā)于圖6和7中所示的任何組成部分均采用相同的標號或符號表示，因而在此處省略了對它的重復說明。圖1所示的電源電路也可采納用于復合諧振型變換器的結構，因而其裝有如圖8所示結構的隔離型變換器變壓器PIT。應該理解，這種結構和以后要敘述的其它優(yōu)選實施例表示的任一種電源電路相同。
在圖1所示的電源電路的初級側結構，提供它激式電壓諧振變換器，其裝有主開關元件Q1并且基本上以單端形式執(zhí)行其開關操作。此外，提供有源箝位電路20，用于箝位在并聯(lián)諧振電容器Cr兩端獲得的并聯(lián)諧振電壓V1，如以后所述。該有源箝位電路20裝有輔助開關元件Q2。
提供開關驅動器10，用于分別驅動主開關元件Q1和輔助開關元件Q2。
在這種情況下，利用MOS-FET作為主開關元件Q1和輔助開關元件Q2。
在這種情況下，還由輔助開關元件Q2，箝位電容器CCL和箝位二極管DD2構成有源箝位電路20。
箝位二極管DD2并聯(lián)到輔助開關元件Q2的漏極和源極之間。在本實例中，箝位二極管DD2的陽極連接到源極，而它的陰極和漏極連接。
輔助開關元件Q2的漏極和箝位電容器CCL的一端連接，而它的另一端連接到經整流濾波后的電壓Ei和初級繞組N1始端的連接處。此外，輔助開關元件Q2源極連接到初級繞組N1的終端。
更具體地說，在該實施例的有源箝位電路20中，箝位電容器CCL串聯(lián)到由輔助開關元件Q2和箝位二極管DD2構成的并聯(lián)連接電路。這樣形成的電路并聯(lián)到隔離型變換器變壓器PIT的初級繞組N1，因而構成有源箝位電路20。
如該圖所示，本實施例的開關驅動器10包括振蕩電路11，第一PWM控制電路12A，第二PWM控制電路12B，第一驅動電路13，電平移動電路14和第二驅動電路15。
振蕩電路11在這種情況產生例如100千赫的固定頻的率振蕩信號，然后分路輸出振蕩信號到第一PWM控制電路12A和第二PWM控制電路12B。
相關于開關元件Q1和開關元件Q2分別提供第一PWM控制電路12A和第二PWM控制電路12B，其中輸入在振蕩電路11中產生的振蕩信號，同時通過光電耦合器30提供次級直流輸出電壓EO用作控制輸入。
此后在第一PWM控制電路12A和第二PWM控制電路12B中，根據從振蕩電路11中輸入的振蕩信號，按照提供的作為控制輸入的次級直流輸出電壓EO的電平，進行PWM控制。更準確地說，進行控制以便在相應100千赫的一個周期內來變化波形占空比。波形占空比確定開關周期內的開關時間。
主開關元件Q1和輔助開關元件Q2以相同的頻率相互同步地進行各自地開關操作，以后將對此進行敘述，但是彼此在每一開關周期內開/關時間相互不同。
因此，第一PWM控制電路12A，其形成使得對于主開關元件Q1在開關周期內調整導通時間和關斷時間，進行PWM控制；同時，第二PWM控制電路12B，其形成使得對于輔助開關元件Q2調整導通時間和關斷時間，進行PWM控制。
將來自第一PWM控制電路12A的輸出信號提供到第一驅動電路13。接著，在第一驅動電路13中，將從第一PWM控制電路12A獲得的信號轉變成電壓信號，因此產生開關驅動信號，用于驅動由MOS-FET構成的主開關元件Q1，并且將該驅動信號提供到主開關元件Q1的柵極端。則主開關元件Q1按照這種開關驅動信號進行開關操作。
同時，將從第二PWM控制電路12B獲得的輸出信號提供到電平移動電路14上。接著，在電平移動電路14中，對于輸入信號進行預定電平移動處理，從而最后產生對應于輔助開關元件Q2的開/關時間的波形信號。該信號提供到第二驅動電路15。
此后，在第二驅動電路15中，輸入信號被轉變成電壓，因而產生用于驅動輔助開關元件Q2的開關驅動信號，并且將該驅動信號提供到由MOS-FET構成的輔助開關元件Q2的柵極上。于是，驅動輔助開關元件Q2，在所要求的開/關時間內進行它的開關操作。
這里假設上述結構的實施例中的開關驅動器10是由單塊集成電路構成。
圖2A-2P的波形圖主要表示如圖1所示電路進行的初級側開關操作，也就是裝有有源箝位電路20的電壓諧振轉換器的工作。
按照關于圖1所示電路利用交流100伏線路的結構，獲得如圖2A-2P所示的工作波形。圖2A-2H表示在交流輸入電壓VAC=100伏和最大負載功率Pomax=200瓦的條件下該單個部分的工作波形；圖2I-2P表示在交流輸入電壓VAC=100伏和最小負載功率Pomin=0瓦的條件下，和圖2A-2H所示相同部分的工作波形。
現(xiàn)在參考圖2A-2H所示波形解釋本實施例的初級開關操作，該波形是在交流輸入電壓VAC=100伏和最大負載功率Pomax=200瓦的條件下獲得的。
在這些波形圖中，對應于圖2B和圖2E分別所示的柵極電壓VG1和VG2，將開關驅動信號提供到主開關元件Q1和輔助開關元件Q2的各自柵電極。當最大負載功率Pomax=200瓦時如圖2B和2E分別所示那樣，設定柵極電壓VG1和VG2的開/關時間。
例如，在第一PWM控制電路12A中，如此進行PWM控制，以便按照次級直流輸出電壓EO的電平，連續(xù)地改變圖2B所示的柵極電壓VG1的導通時間TON1進行工作。同時，在從第二PWM控制電路12B到電平移動電路14的線路中，如此進行PWM控制以便按照次級直流輸出電壓EO的電平，連續(xù)地變化圖2E所示的柵極電壓VG2的導通時間TON2進行工作。
在圖2A-2P中，表示關于在一個開關周期的工作模式的從(1)到(5)的5級工作模式。
在相應圖2C所示的開關輸出電流IQ1的導通時間ton2期間，利用柵極電壓VG1控制主開關元件Q1，使其導通。在ton2期間，按照模式(1)進行工作。同時，在上述的時間ton2期間，利用0電平的柵極電壓VG2控制輔助開關元件Q2，以便使其處于關斷狀態(tài)。
按照模式(1)(時間ton2)，進行如下工作，開關輸出電流IQ1由于在隔離型變換器變壓器PIT的初級繞組N1形成的漏電感L1而流動。開關輸出電流IQ1在這種情況具有從負方向到正方向反相的波形圖，如圖2C以時間ton2所示。當開關輸出電流IQ1在負方向流動期間，由于并聯(lián)諧振電容器Cr在前一時間td2結束時終止放電，箝位二極管DD1導通導通，因此，引起開關輸出電流IQ1經過箝位二極管DD1向初級繞組N1流動，使得該模式變?yōu)橄螂娫炊嘶厥展β省?br> 在從負方向到正方向的開關電IQ1反向時間(圖2C)，如圖2B所示控制柵極電壓VG1，以便升至高(H)電平，因此，利用ZVS(0伏特開關)和ZCS(0電流開關)在此時間導通主開關元件Q1。
在下一段時間td1按照模式(2)進行工作。
在這段時間關斷主開關元件Q1，使得在初級繞組N1流動的電流在并聯(lián)諧振電容器Cr內流動。因此，圖2D所示的電流Icr呈現(xiàn)出所示的波形，其中出現(xiàn)正脈沖，這表示按照部分諧振模式進行工作。由于并聯(lián)諧振電容器Cr在此時并聯(lián)到主開關元件Q1，所以利用ZVS關斷了主開關元件Q1。
接著，在關斷主開關元件Q1的同時進行這樣控制，以便導通輔助開關元件Q2。該工作狀況相應于圖2E所示的TON2時間，此時柵極電壓VG2變成高(H)電平。
在這段時間TON2，有源箝位電路處于工作狀態(tài)，其首先按模式(3)然后按模式(4)進行工作。
按照模式(2)工作，利用從初級繞組N1流入的電流Icr對并聯(lián)諧振電容器Cr充電。按照模式(3)工作，在初級繞組N1獲得的電壓可能等于或高于在箝位電容器CCL兩端獲得的電壓VCL的初始電平(在時間TON2的起點)，如圖2H所示。這樣，滿足并聯(lián)到輔助開關元件Q2的箝位二極管DD2的導通條件，因此引起箝位二極管DD2的導通，這樣箝位電流沿從箝位二極管DD2到箝位電容器CCL的方向開始流動。箝位電流IQ2有這樣的鋸齒波形接著在圖2G所示時間TON2的起點，經過一段時間，電平從負方向接近0。
這樣選擇箝位電容器CCL的電容，使其比并聯(lián)諧振電容器Cr的電容大25倍以上。因此，按照模式(3)工作，在箝位電容器CCL中的大部分電流作為箝位電流IQ2流動，而在并聯(lián)諧振電容器Cr中幾乎沒有電流流動，因此在時間TON2期間將加到主開關元件Q1的并聯(lián)諧振電壓V1平緩傾斜從而最后將其抑制到270伏(峰值)，如圖2A所示，這樣使得導通角變寬。也就是，實現(xiàn)箝位并聯(lián)諧振電壓V1的操作。相反，利用虛線表示的從現(xiàn)有技術常規(guī)電路(圖6和7)獲得的并聯(lián)諧振電壓V1具有550伏(峰值)電平的脈沖波形。
在時間TON2內，完成模式(3)后，該工作進行模式(4)。
啟動模式(4)按照箝位電流IQ2的反相同步進行，如圖2G所示，從負方向到正方向。在該時間，輸出高電平柵極電壓VG2，如圖2E所示，和從負方向到正方向箝位電流IQ2的反相保持同步，使得利用ZVS和ZCS導通輔助開關元件Q2 。
當輔助變換開關元件Q2變成導通狀態(tài)時，由于在輔助變換開關元件Q2導通時間，初級并聯(lián)諧振電路進行諧振，在如圖2G所示，正向流動的箝位電流IQ2按從初級繞組N1到箝位電容器CCL方向在輔助變換開關元件Q2中流動。
所述的按照模式(4)的工作，與在時間TON2期間，高電平柵極電壓VG2降低到低電平同步結束，然后該工作相應于時間td2按照模式(5)進行。
按照模式(5)，并聯(lián)諧振電容器Cr放電，使電流Icr在初級繞組N1中流動。也就是，形成部分諧振作用。當并聯(lián)諧振電容器Cr的電容是和所述的電容一樣小時，提供到主開關元件Q1的并聯(lián)諧振電壓V1這時陡峭的傾斜。這樣電壓V1急劇地降到0電平，如圖2A所示。
然后，與完成模式(4)接著的模式(5)的開始同步，輔助開關元件Q2開始關斷。在這情況下，由于并聯(lián)諧振電壓V1以所述的一定傾斜下降，可利用ZVS關斷輔助開關元件Q2。
因為如上所述并聯(lián)諧振電容器Cr被放電，由于關斷輔助開關元件Q2所產生的電壓并不急劇地升高。利用例如如圖2F所示的波形表示這種工作，該圖表示開關輸出電壓V2在時間td2期間(模式5)按照一定的傾斜從0電平升到峰值電平。
開關輸出電壓V2在輔助開關元件Q2的關斷時間具有240伏(峰值)的數值，并相應于時間TOFF2起點的時間td1時段內(模式2)，其從240伏(峰值)變到0電平。如上所述，電壓V2在相應于時間TOFF2的終點的時間td2時(模式5)從0電平升到240伏(峰值)。
接著，在每個開關周期分別進行模式(1)到模式(5)的工作。
圖2I-2P表示在關于圖2A-2H所示波形中交流輸入電壓VAC=100伏和最小負載功率Pomin=0瓦條件下進行的工作。由于該工作和按照模式(1)到模式(5)的工作相同，本實施例的并聯(lián)諧振電壓V1能夠抑制到150伏(峰值)，如圖2I所示，而在關于現(xiàn)有技術的圖6和7中的常規(guī)電路中，為300伏(峰值)。
在這個實施例中，通過比較圖2B和2E所示的柵極電壓VG1與VG2和圖2J和圖2J所示的柵極電壓VG1與VG2，很明顯，可變地控制在用于分別驅動主開關元件Q1和輔助開關元件Q2的導通時間TON1和TON2期間內的高電平波形部分，同時保持開關頻率fs為固定值，例如100千赫。
根據從重負載到輕負載的轉變，這樣控制主開關元件Q1，使導通時間TON1縮短來增加關斷時間，相反，這樣控制輔助開關元件Q2，使導通時間TON2變長來增加導通時間。
例如，對于主開關元件Q1，這樣進行PWM的控制，以便獲得如下所示的占空比TON1/(TON1+TOFF1)=0.5-1同時對于輔助開關元件Q2，這樣進行PWM控制以便獲得如下所示的占空比TON2/(TON2+TOFF2)=0.5-1從所述的參考附圖2A-2P給出的說明表明，主開關元件Q1在關斷時間產生的并聯(lián)諧振電壓V1在圖1所示的電路中被箝位，因而它的電平被抑制。即使升高交流100伏線路的電源電壓至VAC=140伏，或例如在最大負載條件下，并聯(lián)諧振電壓V1的能夠被抑制到小于400伏。在交流200伏線路中，能夠將并聯(lián)諧振電壓V1峰值電壓抑制到小于800伏。因此，在圖1所示的電路中，主開關元件Q1對于交流100伏的線路只需滿足400伏的耐壓，或對于交流200伏的線路只需滿足800伏的耐壓。也就是，和圖6和7所示的常規(guī)電路比較，能夠降低耐壓要求。對于輔助開關元件Q2，可選擇利用只滿足所需較低耐壓要求的元件。
結果，和圖6與7所示電路的那些相互比較，能夠提高圖1所示電路中開關元件的特性。例如，當開關元件由MOS-FET構成時，通過減少通態(tài)電阻，可相應提高功率轉換效率。實際上，例如，在圖6和7所示的電路中的功率轉換效率是92％，而在圖1所示的電路中的效率可提高至93％，因此減少功率損耗接近2.3瓦。
因為可選擇地利用較低耐壓要求的開關元件，所以能夠減少開關元件本身的尺寸。例如，用于圖6和7電路的開關元件需滿足大于1000伏耐壓的要求，所以它的封裝組件尺寸相對變大。然而用于圖1所示電路的每個開關元件Q1和開關元件Q2能夠形成較小的封裝組件。
當能夠抑制并聯(lián)諧振電壓V1的電平時，和圖6與7所示電路的電容器相比，用于圖1所示電路的并聯(lián)諧振電容器Cr，也只需滿足較低耐壓要求，因此也能夠減小并聯(lián)諧振電容器Cr的尺寸。
作為參考，下述數值是根據圖2A-2P所示獲得的實驗結果，表示圖1中電源電路所選的各元件的實際數值。
并聯(lián)諧振電容器Cr=6800微微法箝位電容器CCL=0.22微法初級繞組N1=35匝(在圖6和7所示的電路中，N1=接近45匝)圖3A-3D表示圖1所示電源電路中在負載短路條件下主要元件的某些工作波形。
從所述的說明顯看出，本實施例中，通過控制改變開/關占空比，而保持開關頻率fs恒定。也就是，通過控制變化頻率而不進行電壓調節(jié)來穩(wěn)定電壓。
當本實施例出現(xiàn)負載短路故障狀態(tài)時，從圖3A和圖3B所示的并聯(lián)諧振電壓V1和開關輸出電流IQ1可見，控制主開關元件Q1的開/關占空比近似為50％。同時如圖3C和3D所示，控制輔助開關元件Q2的開/關占空比也近似為50％。因此，即使在本實施例產生負載短路的狀態(tài)，穩(wěn)定進行與參照圖2A-2P已經說明那些相同的ZVS和ZCS，以便達到希望的抑制，如并聯(lián)諧振電壓V1=280伏(峰值)，開關輸出電流IQ1=5.0Ap，開關輸出電壓=250伏(峰值)，箝位電流IQ2=5.0Ap。這樣，不存在例如必須準備防止負載短路的過流保護電路和過壓保護電路。
圖4表示本發(fā)明開關電源電路的另一個優(yōu)選實施例。在該圖中，相應圖1的那些部分利用相同的標號或符號表示，以省略重復說明。
該圖的電源電路內，和圖1的所述的電路不同，在于其利用IGBT(絕緣柵雙極晶體管)作為各主開關元件Q1和輔助開關元件Q2。甚至這種電路結構能夠進行和參照圖2A-2P以及圖3A-3D中所說明的相同的工作。
例如，在圖4電路中，可選擇低耐壓IGBT作為開關元件。這種IGBT的開關特性，在關斷時間可實現(xiàn)減少飽和電壓或尾部電流。于是通過改善上述的特性能夠減少功率損耗。
在該圖所示電源電路的次級側，通過將整流二極管DO1和濾波電容器CO的組合裝置連到次級繞組N2可形成半波整流電路，利用此半波整流電路能夠獲得次級直流輸出電壓EO。
圖5表示本發(fā)明開關電源電路的另一個優(yōu)選實施例。在該圖所示的電源電路中，利用BJT(雙極晶體管)作為各主開關元件Q1和輔助開關元件Q2。在該電路結構中，分別驅動主開關元件Q1和輔助開關元件Q2。
在此，這樣形成開關驅動器10A，使由振蕩電路11輸出的振蕩信號分路并提供到第一PWM控制電路12A和第二PWM控制電路12B。由單塊集成電路構成該圖所示的開關驅動器10A。
在第一PWM控制電路12A中，根據次級直流輸出電壓EO變化對振蕩信號進行PWM控制，因而可獲得相應于圖2A-2P所示柵極電壓VG1開/關時間的波形信號。
在由第二PWM控制電路12B和電平移動電路14構成的電路線路中，根據次級直流輸出電壓EO任何變化對振蕩信號進行PWM控制，然后對振蕩信號電平進行所需電平移動，因而可獲得相應圖2A-2P所示對應柵極電壓VG2開/關時間的波形信號。
將第一PWM控制電路12A的輸出提供到開關元件Q3的基極，而將電平移動電路14的輸出提供到開關元件Q4的基極。
在這種情況為了達到分別驅動BJT的目的，在主開關元件(Q1,Q2)的前級裝有由驅動開關元件(Q3,Q4)和變換器驅動變壓器(CDT1,CDT2)構成的驅動電路，用于將驅動開關元件的輸出傳輸到主開關元件(Q1,Q2)。
首先在主開關元件Q1的一側提供驅動電路，驅動開關元件Q3的集電極連到變換器驅動變壓器CDT-1初級繞組N1A的終端，而它的發(fā)射極連到初級地端。將由電容器C3和電阻R3構成的串聯(lián)電路并聯(lián)地插入到驅動開關元件Q3的發(fā)射極和集電極之間，以便吸收噪聲。
在變換器驅動變壓器CDT-1中，將初級繞組N1A卷繞在初級側，將驅動繞組NB1卷繞在次級側。利用沿不同方向卷繞初級繞組N1A和次級繞組NB1，以便產生相反極性的電壓。初級繞組N1A的終端連接到上文所述的驅動開關元件Q3，而它的始端連接到電容器CiA的正端。
電容器CiA通過電阻R2連接到經整流濾波后的電壓Ei線上，這樣通過電阻R2降低經整流濾波后的電壓Ei，在電容器CiA兩端獲得預定電平的直流電壓。利用這一直流電壓作為驅動開關元件Q3和驅動開關元件Q4的工作電源，以后將要敘述其。
在變換器驅動變壓器CDT1中，驅動繞組NB1的終端連接到主開關元件Q1的基極，而它的初端連接到初級地端。
當作為驅動信號的電流從第一PWM電路12A提供到驅動開關元件Q3的基極時，驅動開關元件Q3響應于這一驅動信號進行開關操作，然后將開關輸出傳輸到變換器驅動變壓器CDT-1的初級繞組N1A。因此，在初級繞組N1A獲得交流電壓，而在驅動繞組NB1感應交流電壓。接著，將利用在驅動繞組NB1感應得到的交流電壓所產生的交流電流作為驅動電流提供到主開關元件Q1的基極，因而通過驅動主開關元件Q1進行開關操作。由于并聯(lián)諧振電路的諧振作用使主開關元件Q1進行電壓諧振開關操作，該并聯(lián)諧振電路由連接在開關元件Q1的集電極和發(fā)射極之間的并聯(lián)諧振電容器Cr和隔離型變換器變壓器PIT的初級繞組N1構成。
在輔助開關元件Q2的一側提供的驅動電路包括開關元件Q4，和作為其外圍元件的電容器C4和電阻R4，以及具有初級繞組NA2和驅動繞組NB2的變換器驅動變壓器CDT-2。因為所述的元件的連接是和在主開關元件Q1一側所提供的驅動電路相同，所以在這里省略了重復說明。
在輔助開關元件Q2的一側，利用從電平移動電路14輸出的驅動電流驅動開關元件Q4進行開關操作，然后通過變換器驅動變壓器CDT-2將開關輸出傳輸到輔助開關元件Q2，從而使輔助開關元件Q2進行開關操作。
當驅動主開關元件Q1和輔助開關元件Q2進行開關操作時，實現(xiàn)與參考圖2A-2P，圖3A-3D所述的相同工作狀態(tài)。
在圖5所示電路中，能夠選擇地利用低耐壓BJT作為各開關元件，所述的BJT的開關特性能夠有效地減少存儲時間和下降時間，因此提高功率轉換效率。
應當理解本發(fā)明不限于優(yōu)選實施例圖中所示的任何典型結構。例如，可以利用SIT(靜電感應晶閘管)或某些其它元件作為主開關元件或輔助開關元件。關于用于外部激勵的開關驅動器的結構不必限制到附圖中所示的任何示例，并可通過修改以適用某些其它電路裝置。
還有，包括次級并聯(lián)諧振電路的次級整流電路不限制于實施例圖中所示任何示例，同樣可以采用某些其它適合的電路裝置。
在本發(fā)明的開關電源電路中，如上所述，在復合諧振型變換器的初級側提供有源箝位電路，該變換器在其初級側具有電壓諧振型變換器，在其次級側具有并聯(lián)諧振電路，其中通過箝位在初級并聯(lián)諧振電容器兩端產生的并聯(lián)諧振電壓脈沖，可以抑制它的電平。因此，能夠選擇性地降低有關諸如開關元件和在電源電路中采用的初級并聯(lián)諧振電容器等元件的耐壓要求。
因此，通過選擇較低耐壓要求能夠改善開關元件的變換特性，從而提高功率變換效率。還有，由于選擇較低耐壓要求，則能夠減少元件尺寸，最終實現(xiàn)減少構成電源電路的襯底的尺寸和重量。
此外，按照本發(fā)明開關驅動結構，當在如負載短路狀態(tài)下，相應開關頻率不會被降低因而保持不變，這與通過改變開關頻率進行恒壓控制的常規(guī)情況不同，這樣能夠使主開關元件和輔助開關元件利用穩(wěn)定地ZVS和ZCS進行開關操作。因此，有可能取消必須為防止負載短路而準備的過壓保護電路和過流保護電路，從而在減少電路尺寸和重量方面達到很大的改進。
還有，通過將諸如輔助開關元件，箝位電容器和箝位二極管并聯(lián)到隔離型變換器變壓器的初級繞組上，能夠形成本發(fā)明的有源箝位電路，因此，盡量減少所需增加的元件的數量，從而不會妨礙所期望的減少電路尺寸和重量。
雖然利用專業(yè)術語敘述了本發(fā)明的優(yōu)選實施例，所述的說明僅僅是以說明本發(fā)明為目的，但是應該了解，在不脫離下述權利要求的實質和范圍的情況下，可以進行改變和修改。
權利要求
1．開關電源電路包括具有主開關元件的開關裝置，用于斷續(xù)地輸出提供到其上的直流輸入電壓；初級并聯(lián)諧振電容器，提供其以便構成將所述的開關裝置的工作轉變成電壓諧振型的初級并聯(lián)諧振電路；隔離型變換器變壓器，其中按這樣一種方式形成氣隙，以便獲得需要的耦合系數，從而實現(xiàn)初級側與次級側的粗耦合，并且將在初級側獲得的所述開關裝置的輸出傳輸到次級側；次級并聯(lián)諧振電路，通過將次級并聯(lián)諧振電容器并聯(lián)到所述的隔離型變換器變壓器的次級繞組形成；直流輸出電壓發(fā)生裝置，其構成使得通過對從所述的隔離型變換器變壓器的次級繞組獲得的交流電壓輸入和進行整流產生次級直流輸出電壓。開關驅動裝置，用于根據次級直流輸出電壓的電平，通過以預定的恒定開關頻率在每個開關周期改變開/關占空比，驅動所述的主開關元件進行恒壓控制；具有輔助開關元件的有源箝位裝置，根據所述的主開關元件的開/關時間以這樣一種方式進行開關操作，以便獲得預定可變化的開/關時間，因此在所述的主開關元件的關斷時間內，箝位在所述的初級并聯(lián)諧振電容器兩端所產生的初級并聯(lián)諧振電壓。
2．按照權利要求1的開關電源電路，其中所述的有源箝位裝置其形成，使由所述的輔助開關元件和箝位電容器構成的串聯(lián)電路并聯(lián)到所述的隔離型變換器變壓器的初級繞組上，同時將二極管元件并連到所述的輔助開關元件上。
全文摘要
在復合諧振開關型變換器的初級側提供有源箝位電路,在該變換器的初級側具有電壓諧振型變換器,在其次級側具有并聯(lián)諧振電路,其中通過對在初級并聯(lián)諧振電容器兩端產生的并聯(lián)諧振電壓脈沖箝位,能夠抑制其電平。因而,能夠有選擇地降低關于在電源電路中采用的諸如開關元件和初級并聯(lián)諧振電容器的組成元件的耐壓要求。
文檔編號H02M3/28GK1309459SQ01111680
公開日2001年8月22日 申請日期2001年2月9日 優(yōu)先權日2000年2月9日
發(fā)明者安村昌之 申請人:索尼公司