專利名稱：無刷電機的驅動裝置和驅動方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種在無刷電機的驅動系統(tǒng)中，轉子的磁極位置的檢測不采用霍爾元件等位置檢測裝置，而通過定子的繞組上所產生的感應電壓進行位置檢測的無傳感器驅動方式，特別涉及一種根據無通電相的端子電壓和施加在反相器的母線上的DC電壓判定反相器環(huán)流電流的期間，在將反相器環(huán)流電流期間結束后的端子電壓和根據無刷電機的特性預先推導出的端子電壓進行比較，確定轉子的磁極位置的無刷電機的無傳感器驅動裝置以及驅動方法。
背景技術：
以前，無刷電機的驅動控制，需要找出轉子的磁極位置和應通電的繞組之間的關系進行轉流，無刷電機的輸出轉矩是通過轉子的磁鐵產生的磁力線和流過定子的繞組所產生的磁力線之間的相互作用而產生。為此，無刷電機的驅動需要在轉子的磁極所產生的磁力線為最大附近存在的繞組中通入電流，讓其產生轉矩來控制無刷電機的轉動。又無刷電機的驅動控制，根據轉子的磁極位置切換應通電流的相來進行，當在切換相的轉流時如果與磁力線最大位置有大幅度偏差時，所產生的轉矩將減少，最壞的情況是無刷電機失控，甚至停止。
因此，無刷電機的驅動控制，需要用某種手段檢測出轉子的磁極位置，根據所檢測位置進行控制。其中，轉子的磁極位置的檢測不采用霍爾元件等位置檢測裝置，而通過在定子繞組中所產生的感應電壓進行位置檢測的無傳感器驅動方式，已經有提案提出。有關依據這種無傳感器驅動的轉子磁極位置檢測方法的現有系統(tǒng)的構成的一例將參照圖23和圖24在以下進行說明。
在圖23所示的現有系統(tǒng)構成中，1為交流電源，2為轉換器，3為反相器，5為無刷電機，6為定子。7為轉子，8為控制部，9為驅動電路，16為基準電壓產生裝置，17u、17v、17w為比較器。無刷電機5包括安裝了以中性點為中心連接成Y型接法三相繞組6u、6v、6w的定子6、安裝了磁鐵的轉子7。U相繞組6u的非接線端與U相端子11u連接，V相繞組6v的非接線端與V相端子11v連接，W相繞組6w的非接線端與W相端子11w連接。
從交流電源1輸出的AC電壓，由轉換器2變換成DC電壓(Vdc)供給反相器3。反相器3是將一對串聯開關元件分別在電流的上流測和下流測之間的U相用、V相用、W相用的3個串聯電路，在這3個串聯電路上施加從轉換器2上輸出的DC電壓(Vdc)、U相用串聯電路包括上流側開關元件的三極管12u和下流側開關元件的三極管13u，同樣，V相用串聯電路包括上流側開關元件的三極管12和下流側開關元件的三極管13v，又，W相用串聯電路包括上流側開關元件的三極管12w和下流側開關元件的三極管13w。進一步，分別在上流側和下流側的各三極管上并聯連接有續(xù)流二極管14u、14v、14w和15u、15v、15w。
在反相器3中的三極管12u和13u的相互連接點、三極管12v和13v的相互連接點、三極管12w和13w的相互連接點上分別與無刷電機5的端子11u、11v、11w相連。反相器3根據各三極管的通、斷，依次向無刷電機5的相繞組6u、6v、6w通電，各相均具有一對三極管在上流側和下流側均為斷時的無通電期間，在該期間，進行以下說明的轉子7的磁極位置的檢測。
比較器17u、17v、17w，在無通電期間內，將在無刷電機5的端子11u、11v、11w上所產生的端子電壓(感應電壓)和來自基準電壓產生裝置16的基準電壓(例如DC電壓值Vdc的1/2等)進行比較，如圖24所示，在比較結果的交點處的變化的信號作為位置檢測信號向控制部8輸出。控制部8以位置檢測信號的變化點作為基準產生為依次向無刷電機5的相繞組6u、6v、6w通電的控制信號(U+、V+、W+、U-、V-、W-)，向驅動電路9輸出。這樣，進行無刷電機5的轉動控制。
作為現有的無傳感器驅動的其他例，有例如在日本國特許第2786863號公報所載的內容。他包括將無刷電機的無通電相的端子電壓直接采樣進行檢測的A/D轉換器，利用該采樣值的2個點計算感應電壓的斜率，以該斜率和DC電壓值的1/2之間的交點作為基準，依據該結果進行轉流。

發(fā)明內容
但是，在上述現有的構成中，必須在無通電期間中存在感應電壓和基準電壓的交點，這一點在無刷電機驅動控制時成為限制通電期間的原因。具體地講，必須將通電期間抑制到不到120°，難以進行120°以上的廣角通電。
又，在特許第2786863號公報所刊載的的構成中，在原理上無通電相的端子電壓必須檢測2點以上，而在無刷電機的轉速為高速時，不能檢測出2點以上的端子電壓時，就無法計算出感應電壓的斜率，無法確定轉流時刻，存在讓無刷電機停止的問題。
本發(fā)明的目的在于，再解決上述課題的同時，提供一種可以正確檢測轉子的磁極位置，從低速轉動區(qū)域到高速轉動區(qū)域都可以良好地驅動無刷電機的驅動控制。
為了達到上述目的，本發(fā)明的無刷電機的驅動裝置，是對包括具有多個相的繞組的定子和多個極的磁鐵的轉子的無刷電機、檢測上述轉子的磁極位置、根據所檢測的磁極位置由反相器依次切換向上述定子的繞組通電的無刷電機的驅動裝置，其特征是包括檢測施加在上述反相器的母線上的DC電壓的DC電壓檢測裝置、檢測上述定子的繞組中無通電相的端子電壓的端子電壓檢測裝置、根據所檢測的端子電壓和上述DC電壓判定反相器環(huán)流電流期間的環(huán)流電流期間判定裝置、保存根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形數據的存儲部、引用上述反相器環(huán)流電流期間結束后的端子電壓和根據無刷電機特性預先導出的所述端子電壓波形，確定所述轉子的磁極位置的磁極位置檢測裝置。
又，本發(fā)明的無刷電機的驅動方法，是對包括具有多個相的繞組的定子和多個極的磁鐵的轉子的無刷電機、檢測所述轉子的磁極位置、根據所檢測的磁極位置由反相器依次切換向所述定子的繞組通電的無刷電機的驅動方法，其特征是包括檢測施加在所述反相器的母線上的DC電壓的工序、檢測所述定子的繞組中無通電相的端子電壓的工序、根據所檢測的端子電壓和所述DC電壓判定反相器環(huán)流電流期間的工序、引用所述反相器環(huán)流電流期間結束后的端子電壓和根據無刷電機特性預先導出的所述端子電壓波形，確定所述轉子的磁極位置的工序。
依據本發(fā)明，例如不需要求出DC電壓值的1/2等的基準電壓和DC電壓之間的交點，就可以檢測轉子的磁極位置，獲得從低速轉動區(qū)域到高速轉動區(qū)域的良好運轉控制。


下面簡要說明附圖。
圖1為表示有關本發(fā)明實施方式1的系統(tǒng)構成的方框圖。
圖2為表示在圖1所示的系統(tǒng)中，120°通電驅動時的反相器的開關動作控制信號圖。
圖3為表示在圖1所示的系統(tǒng)中，120°通電驅動時的U相端子電壓波形圖。
圖4為表示在圖1所示的系統(tǒng)中，120°通電驅動、從W-U相的通電切換到W-V相通電時的波形圖。
圖5為表示在圖1所示的系統(tǒng)中，120°通電驅動、從U-W相的通電切換到V-W相通電時的波形圖。
圖6為表示感應電壓為正弦波形的無刷電機，在120°通電驅動時的電氣角和感應電壓波形之間的關系圖。
圖7為表示感應電壓為臺形波形的無刷電機，在120°通電驅動時的電氣角和感應電壓波形之間的關系圖。
圖8為表示無刷電機高速轉動時的端子電壓波形圖。
圖9為表示在圖1所示的系統(tǒng)中，150°通電驅動時的反相器的開關動作控制信號圖。
圖10為表示感應電壓為正弦波形的無刷電機，在150°通電驅動時的電氣角和感應電壓波形之間的關系圖。
圖11為表示無刷電機在150°通電驅動時的端子電壓波形圖。
圖12為表示120°通電驅動和150°通電驅動時的相電流波形圖。
圖13為表示IPM電機的電感特性圖。
圖14為表示由相電流引起的感應電壓的差異的波形圖。
圖15為表示在圖1所示的系統(tǒng)中，150°通電驅動時的反相器的開關動作控制信號和控制部的時鐘動作的圖。
圖16為表示圖15中的第1時鐘和PWM信號之間的關系圖。
圖17為表示在圖1所示的系統(tǒng)中，150°通電驅動時的反相器的開關動作控制信號和控制部的時鐘動作的圖。
圖18為表示圖17中的第1時鐘、第3時鐘和端子電壓波形之間的關系圖。
圖19為表示圖17中的第1時鐘、第2時鐘和第3時鐘之間的關系圖。
圖20為表示圖17中的第1時鐘、第2時鐘和第3時鐘之間的關系圖。
圖21為表示圖17中，15°進角控制時的時序圖。
圖22(a)、(b)為表示進角值的差異引起的端子電壓波形變化的比較圖。
圖23為表示現有系統(tǒng)構成的方框圖。
圖24為表示在現有系統(tǒng)構成中，無通電期間的端子電壓和位置檢測信號的波形圖。
圖25為表示本發(fā)明的電機驅動系統(tǒng)適用于空調機的構成圖。
下面說明符號。
3—反相器；4—DC電壓檢測裝置；5—無刷電機；6—定子；7—轉子；8—控制部；9—驅動電路；11u—U相端子；11v—V相端子；11w—W相端子；16—基準電壓產生裝置；18a—3000rpm的正弦波形的感應電壓波形；18b—6000rpm的正弦波形的感應電壓波形；19a—3000rpm的臺形波形的感應電壓波形；19b—6000rpm的臺形波形的感應電壓波形。
具體實施例方式
以下參照附圖詳細說明本發(fā)明的實施方式。此外，在附圖中，相同的構成要素采用相同符號。實施方式1圖1為表示有關本發(fā)明實施方式1的系統(tǒng)構成的方框圖。在圖1中，1為交流電源，2為轉換器，3為反相器，4為DC電壓檢測裝置，5為無刷電機，6為定子，7為轉子，8為控制部，9為驅動電路，10為A/D轉換器。無刷電機5包括安裝了以中性點為中心連接成Y型接法三相繞組6u、6v、6w的定子6、安裝了磁鐵的轉子7。U相繞組6u的非接線端與U相端子11u連接，V相繞組6v的非接線端與V相端子11v連接，W相繞組6w的非接線端與W相端子11w連接。
從交流電源1輸出的AC電壓，由轉換器2變換成DC電壓供給反相器3。反相器3是將一對串聯開關元件分別在電流的上流測和下流測之間的3個串聯電路，分別作為U相用、V相用、W相用。對這些串聯電路施加從轉換器2輸出的DC電壓。U相用串聯電路包括上流側開關元件的三極管12u和下流側開關元件的三極管13u，同樣，V相用串聯電路包括上流側開關元件的三極管12和下流側開關元件的三極管13v，又，W相用串聯電路包括上流側開關元件的三極管12w和下流側開關元件的三極管13w。進一步，分別在上流側和下流側的各三極管上并聯連接有續(xù)流二極管14u、14v、14w和15u、15v、15w。
在反相器3中、在U相用的串聯電路的三極管12u和13u的相互連接點、V相用的串聯電路的三極管12v和13v的相互連接點、W相用的串聯電路的三極管12w和13w的相互連接點上分別與無刷電機5的端子11u、11v、11w相連。反相器3根據各三極管的通、斷，依次向無刷電機5的相繞組6u、6v、6w通電。
DC電壓檢測裝置4配置在反相器3的輸入側，由DC電壓檢測裝置4檢測的DC電壓，輸入到反相器3和A/D轉換器10中。又，在A/D轉換器10中，也輸入來自無刷電機5的端子11u、11v、11w的端子(感應)電壓進行采樣。
在控制部8中，根據在A/D轉換器10獲得的來自DC電壓檢測裝置4的DC電壓和無刷電機5的端子電壓的信息，產生控制反相器3中的三極管的開關動作的信號(U+、V+、W+、U-、V-、W-)，輸出給驅動電路9。根據這些開關動作控制信號，由驅動電路9，控制反相器3中的三極管的開關動作。
在此，控制部8包括檢測來自無刷電機5的無通電相的端子電壓的端子電壓檢測部81、通過將所檢測的端子電壓與施加在反相器的母線上的DC電壓進行比較判定反相器環(huán)流電流期間的環(huán)流電流期間判定部82、保存主要由轉子7內的磁鐵在定子6的繞組中感應的從無刷電機側產生的端子電壓波形數據的存儲部83。該感應電壓波形成為根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形，用于后面說明的磁極位置的檢測中，在存儲部83中保存將此數據表格化后的數據。又，控制部8還包括引用反相器環(huán)流電流期間結束后的端子電壓和根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形，確定轉子的磁極位置的磁極位置檢測部84。控制部8和A/D轉換器10可以由單片微計算機構成，各控制功能將在后面詳細說明。
以下，在上述構成的電機驅動系統(tǒng)中，定子6的相繞組6u、6v、6w以理想的轉流時刻進行通電控制，轉子7以一定的速度轉動的情況下，說明其動作狀態(tài)。
圖2為表示從本實施方式的控制部8中輸出的、控制反相器3中的三極管的開關動作的信號(U+、V+、W+、U-、V-、W-)。開關動作控制信號一般為120°通電驅動，又，實現控制繞組端子電壓的通電率的所謂的PWM控制。在圖2中，U+所示的信號是控制U相用的三極管12u的信號，U-所示的信號是控制U相用的三極管13u的信號。對于其他的V相、W相也相同。各信號均為高有效。
圖3為表示用圖2所示控制信號驅動無刷電機5時的U相端子11u的端子電壓波形。該端子電壓波形是為了讓無刷電機轉動所施加的驅動電壓和在無刷電機側所產生的電壓混合后的波形。在無刷電機側所產生的電壓根據轉速和通電電流等變化，是檢測轉子7的磁極位置的有效信息。在圖2所示的120°通電驅動中，在無刷電機側所產生的電壓在圖3所示的期間Ts上獲得。
進一步，在期間Ts中，在轉流時續(xù)流二極管14u、15u中流過電流的期間(反相器環(huán)流電流期間)Tf中，固定在DC電壓或者0電壓，又，由于反相器3由PWM控制進行斬波，例如，在電氣角為300～360°的期間，只有在三極管12w開通、W-V相通電時的期間可以作為有效信息活用。
為此，在本實施方式1中，采用圖4說明可以成為磁極位置檢測的有效信息的在無刷電機側所產生的電壓的獲得方法。
圖4為表示控制三極管的開關動作的信號圖形從在圖2中的⑤到⑥，即從W-U相的通電切換到W-V相通電時的三極管12w、13u、13v的動作狀態(tài)和U相端子11u的電壓波形。在通電切換后，A/D轉換器10在三極管12w導通的期間內對DC電壓和U相的端子電壓進行采樣。將采樣的端子電壓(圖中為×標記)和DC電壓比較，如果相同，則是在續(xù)流二極管14u中流過電流的反相器環(huán)流電流期間(圖中的P1～P3)。在三極管12w導通時進行采樣和電壓比較，如果端子電壓與DC電壓相比是十分小的值(P4)，可以判定是反相器環(huán)流電流期間結束，是在無刷電機側所產生的電壓。
圖5為表示控制三極管的開關動作的信號圖形從在圖2中的②到③，即從U-W相的通電切換到V-W相通電時的三極管12u、13v、13w的動作狀態(tài)和U相端子11u的電壓波形。在通電從期間②切換到③后，A/D轉換器10在三極管13w導通的期間內對DC電壓和U相的端子電壓進行采樣。將采樣的端子電壓(圖中為×標記)和零電位比較，如果相同，則是在續(xù)流二極管15u中流過電流的反相器環(huán)流電流期間(圖中的P5～P7)。在三極管13w導通時進行采樣和電壓比較，如果端子電壓與零電位相比是十分大的值(P8)，可以判定是反相器環(huán)流電流期間結束，是在無刷電機側所產生的電壓。
如果采樣的端子電壓被判定為在無刷電機側所產生的電壓，可以通過該值檢測轉子7的磁極位置。以下說明通過在無刷電機側所產生的電壓檢測磁極位置的檢測方法。
在無刷電機側所產生的電壓主要是由于轉子7內的磁鐵在定子6的繞組中感應的電壓，即所謂的感應電壓。該感應電壓波形由無刷電機的繞組的圈數和磁鐵的材料等參數確定，如圖6所示，可以大致用正弦波函數進行表示，3000rpm的感應電壓波形(由虛線18a表示)，6000rpm的感應電壓波形(由實線18b表示)的那樣，其振幅隨無刷電機的轉速變化。該波形，成為在檢測磁極位置時所使用的根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形，并將其表格化后保存在控制部8內的存儲部83中。
這樣，例如在圖1所示的系統(tǒng)中，供給反相器3的DC電壓為240V，而讓無刷電機轉動時，信號圖形在期間③的轉速為3000rpm時，如果感應電壓為110V，則判定磁極位置的電氣角為165°。又，信號圖形在期間⑥的轉速為6000rpm時，如果感應電壓為90V，則判定磁極位置的電氣角為305°。
這樣，如果把握無刷電機的轉速，根據感應電壓可以檢測出磁極位置。即，在實施方式1中，由控制部8根據在無刷電機側所產生的電壓檢測磁極位置，根據所檢測的位置信息計算出無刷電機的轉速，所計算出的無刷電機的轉速再次用于磁極位置的檢測，這樣可以構成控制閉環(huán)的驅動。
此外，感應電壓波形雖然是以圖6所示的正弦波形進行了說明，根據轉子7的磁鐵的勵磁，感應電壓波形可以成為圖7所示的臺形波形等，希望使用與驅動的無刷電機的特性相符合的波形用于磁極位置的檢測。
依據本實施方式，無刷電機高轉速驅動，如圖8所示，在無通電期間的端子電壓中反相器環(huán)流電流期間變長，即使感應電壓的交點(在DC電壓的1/2處的交點)隱藏，只要由A/D轉換器采樣出1點端子電壓(圖中的×標記)就可以判定磁極位置。
又，在本實施方式中，控制反相器3中的三極管的開關動作的信號的另一例如圖9所示。該圖所示的開關動作控制信號，擴大了各相的通電角，具有電氣角150°的通電期間，無通電期間為30°。在此，開關動作控制信號和感應電壓(代表U相)的關系如圖10所示。
圖11為表示控制三極管的開關動作的信號圖形從期間10(圖中為○標記內的10)切換到12(圖中為○標記內的12)時的U相的端子電壓波形。和120°通電驅動時相比較，由于無通電期間縮短，可以檢測感應電壓的期間也縮短了，從圖9和圖10表明，信號圖形11(圖中為○標記內的11)在感應電壓的交點出現以前開始開關動作。即使在這種場合，由于只要由A/D轉換器采樣出1點端子電壓就可以判定磁極位置，可以進行擴大了通電角的驅動。
這樣，如果擴大通電角，如圖12所示，在流入各相的電流中，和120°通電驅動時的電流波形(由虛線20a表示)相比較，可以實現緩和的上升沿和下降沿的電流波形(由實線20b表示)。該電流波形的改善，可以實現無刷電機驅動的低噪音化和低振動化。
此外，在本實施方式中雖然是以通電角為120°和150°為例進行了說明，適用于本實施方式，只要由A/D轉換器能采樣出1點端子電壓，通電角可以擴大到180°附近，可以實現電流波形接近正弦波形的略正弦波驅動，進一步實現無刷電機驅動的低噪音化和低振動化。
圖13為表示相當于IPM電機的L的有效電感，在轉子7中埋入了磁鐵的IPM電機中，特別是振幅Las變大，在無通電期間的端子電壓中，不能無視其影響。從IPM電機的電壓方程式導出無通電期間中的U相端子電壓，則如下式(A)表示。
Vu＝[(Vv＋Vw)＋3Las{cos(2θ－2π/3)·p(iv)＋cos(2θ＋2π/3)·p(iw)}－6ω·Las{sin(2θ－2π/3)·iv＋sin(2θ＋2π/3)·iw}＋3φu]/2………(A)在式(A)中，第2項和第3項為由互感所產生的電壓，第1項和第4項為不包含由互感所產生的電壓的感應電壓。在此，Vv和Vw為從中性點觀察的各端子電壓，iv和iw為以流入中性點的電流方向為正的相電流，φu為從中性點觀察的由磁鐵引起的感應電壓，ω為轉速，p為微分算符(d/dt)。
又，圖14為表示沒有相電流時的感應電壓波形21a和相電流流入時的感應電壓波形21b進行比較的圖形。通過模擬證明，感應電壓波形隨著相電流的增大，成為電氣角超前的波形。如果考慮到這一因素，即是采樣到相同的感應電壓值，相電流大時，所檢測的磁極位置遲后，不能進行最適合的通電時刻的驅動。
從式(A)表明，特別是在IPM電機的情況，無通電期間中在無刷電機側所產生的電壓上增加了由互感產生的電壓分量，可以正確檢測磁極位置，為此，圖14以及式(A)的第2和第3項表明，由于無通電期間中在無刷電機側所產生的電壓隨轉速和相電流變化，需要根據轉動驅動中的這些值進行磁極位置檢測的計算。又，在圖1所示的系統(tǒng)構成中，雖然沒有設置檢測相電流的裝置，這是由于施加在反相器3的母線上的DC電壓、由PWM控制的斬波的通電率(占空比)、各相繞組的通電期間分別與相電流成比例關系，即使沒有相電流檢測裝置，也可以采用上述3項的值代用。
第1時鐘，針對PWM信號的脈沖頻率循環(huán)操作增減計數器，如果到達圖16所示的載波頻率決定值，從增計數移動到減計數，如果到達通電率決定值，反轉PWM信號。一般在反相器控制用單片機中標準裝備這種時鐘。
第2時鐘，根據無刷電機的轉速在電氣角每隔30°清零計數器。如果第2時鐘的計數值從清零后開始計數到相當于電氣角30°的值，切換通電相，控制從U+到W-的信號，并將計數器清零。
對于PWM信號的脈沖頻率為一定，而讓通電率變化來控制無刷電機的轉速的驅動裝置，很明顯PWM信號的載波周期和切換通電相的轉流時刻是非同步的。為了穩(wěn)定驅動無刷電機，需要在轉流時刻確實地切換通電相，如圖15所示，即使PWM信號的輸出在載波周期的中途，也必須變化。
為了實現這種方式，通過構成為包括確定PWM信號的載波頻率和通電率的第1時鐘和檢測切換通電的相的轉流時刻的第2時鐘，可以實現適用于本發(fā)明的第1和第2實施方式的無刷電機的穩(wěn)定驅動。
圖17是在上述控制方法中進一步追加第3時鐘的控制方法的時序圖。第3時鐘與第1時鐘同步進行增計數，以下采用圖18說明其功能。
在圖18中，PWM信號和第1時鐘同步變化如前所述。在第1和第2實施方式中，從在無刷電機側所產生的電壓采樣用于轉子7的磁極位置的檢測，在該無刷電機側所產生的電壓和PWM信號錯位的時刻出現。這是由于反相器3中三極管的開關動作的延遲、和端子電壓檢測電路中的時常數的影響所引起。
因此，采樣在無刷電機側所產生的電壓時，必須考慮這些時間上的錯位。例如，如果第1時鐘的載波頻率決定值為α、第1時鐘的通電率決定值為β、時間的錯位為γ、則在第3時鐘的計數值為從(β＋γ)到(α＋β＋γ)的期間，即可采樣端子電壓。
在一般的反相器控制用單片機中，如果第1時鐘的計數值到達通電率決定值，可以發(fā)生中斷等事件，但在上述加上了時間錯位的時刻就不能發(fā)生中斷等事件。因此，為了從端子電壓上正確確定應采樣在無刷電機側所產生的電壓的期間而采用第3時鐘，在計數值到達端子電壓采樣許可期間的開始時刻和結束時刻的時點讓中斷事件發(fā)生，進行采樣動作的控制，可以防止誤檢測。
在此，對于采用圖18進行的說明，只相當于在圖15和圖17中信號圖形中的奇數(①、③、⑤…)所表示的期間中。
然后，在圖15和圖17中，PWM信號在有效期間內信號圖形從偶數移向奇數(例如從②到③)時的控制，采用圖19進行說明。
首先，圖中的I是在通電率決定值(β)上加上了錯位(γ)后的時刻。在該時刻判定信號圖形時偶數還是奇數，如果是偶數，是沒有無通電相期間不開始端子電壓的采樣動作。
然后，檢測轉流時刻的第2時鐘的計數值，在到達轉流時刻的時刻II，信號圖形成為奇數。這是，判定PWM信號是否在有效期間，如果是有效期間，保存II時刻中的第3時鐘的計數值(T)。然后，從第3時鐘的計數值成為(T＋γ)的時刻III，開始采樣端子電壓，在(α＋β＋γ)所表示的IV時刻結束。
相反，在圖15和圖17中，PWM信號在有效期間內信號圖形從奇數移向偶數(例如從①到②)時的控制，如圖20所示。端子電壓的采樣從第3時鐘的計數值成為(β＋γ)的時刻I到在由第2時鐘進行轉流的時刻II的第3時鐘的計數值(T)上加上錯位(γ)后的時刻III為止。
依據本實施方式，第1和第2實施方式的控制部8由反相器控制用單片機具體化，價格便宜，容易實現高精度的端子電壓采樣控制。
圖21在切換通電相的轉流時刻，是比圖17所示的在電氣角上要提前15°的狀態(tài)。一般，在無刷電機的驅動中電機效率的最高點，隨著轉速加快或者相電流增大，對于在轉動中所產生的感應電壓，切換通電相的轉流時刻在提前的時刻存在，這樣采用提前轉流時刻的進角控制(以下稱提前量為進角值)。
在本實施方式中，由于沒有設置檢測相電流的裝置，由施加在反相器3的母線上的DC電壓、由PWM控制的斬波的通電率(占空比)、各相繞組的通電期間代用作為相電流，再加上無刷電機的轉速的4個參數，確定進角值，讓無刷電機可以一直在最高效率點驅動。此外，也可以采用上述4個參數中的任一個來構筑系統(tǒng)。
在此，讓為確定轉子的磁極位置所使用的端子電壓值在給定范圍內，來限制進角值的情況，采用圖22在以下進行說明。
在圖22(a)的狀態(tài)中，從無通電時的端子電壓波形中在Tbemf的期間中出現可以獲得為檢測磁極位置的有效信息的在無刷電機側所產生的電壓。如果是這種狀態(tài)，對于電氣角，由于電壓值的變化(端子電壓的斜率)大，可以進行角度誤差小的位置計算。
對此，如果在到達圖22(b)所示的狀態(tài)之前增大進角值，對于可以獲得為檢測磁極位置的有效信息的在無刷電機側所產生的電壓的電氣角，電壓值的變化小，即使在第3實施方式所述的構成中正確采樣端子電壓，從電壓值變換成磁極位置時會產生大的角度誤差。
為了防止這樣的狀態(tài)，在每次采樣可以獲得為檢測磁極位置的有效信息的在無刷電機側所產生的電壓時，確認其值在圖22(a)所示的從th1到th2給定的范圍內，例如，如果比th1小，加上減少進角值的限制，這樣可以提高磁極位置的檢測精度。
冷凍循環(huán)系中循環(huán)熱介質的冷媒。冷媒由壓縮電機90壓縮，在室外熱交換器96中和室外的空氣進行熱交換，又，在室內熱交換器93中和室內的空氣進行熱交換。由室內熱交換器93進行熱交換后的空氣對室內進行制冷和加熱。制冷和加熱的切換通過由四通閥91讓冷媒的循環(huán)方向反轉而實現。壓縮電機90由電機驅動系統(tǒng)100驅動。
依據以上那樣的本實施方式的冷凍裝置，通過將流入壓縮電機90中的電流波形改善成接近正弦波形，可以實現冷凍裝置的低噪音化以及低振動化。又，更高精度的磁極位置檢測，可以在壓縮電機90的最高效率點驅動，可以提高冷凍裝置的高效率。又，A/D轉換器的電子電壓采樣，使得壓縮電機90的轉速可以高速化，可以實現在短時間內達到目標溫度的冷凍裝置。
以上表明，依據本發(fā)明的第1方式，實現具有根據端子電壓和DC電壓判定反相器環(huán)流電流期間、引用反相器環(huán)流電流期間結束后的上述端子電壓和根據無刷電機特性預先導出的端子電壓，確定轉子的磁極位置的特征的驅動方法，依據這一點，可以獲得以下所述效果。
首先，在無通電期間的端子電壓中反相器環(huán)流電流期間變長，即使感應電壓的零交點隱藏，也可以根據反相器環(huán)流電流期間之后采樣的端子電壓檢測磁極位置，以所期望的轉流時刻切換通電相，以最高效率驅動無刷電機，可以將轉動區(qū)域擴大更高速的區(qū)域。
又，只要能采樣出1點的端子電壓就可以檢測出磁極位置，可以在感應電壓的零交點出現之前開始開關的動作，可以擴大通電角，實現無刷電機驅動的低噪音化、低振動化。
依據本發(fā)明的第2方式，根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形采用由轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形和由繞組的互感產生的電壓波形的合成波形，特別是，在具有凸極性的IPM電機中可以進行嚴格的磁極位置檢測。
進一步，依據本發(fā)明的第3方式，在獲得根據相電流和無刷電機的轉速變化的互感所產生的電壓波形時，采用反相器的各相繞組的通電率代替相電流進行計算，可以構筑不用電流傳感器的便宜的系統(tǒng)。
依據本發(fā)明的第4方式，通過包括由確定PWM信號的脈沖頻率和通電率的第1時鐘、測量依次切換向定子的繞組的通電的時刻的第2時鐘構成、輸出控制反相器的PWM信號的控制部，特別是即使在無刷電機高速轉動時，也可以進行與載波頻率無關、以所期望的轉流時刻確實地切換通電相，維持穩(wěn)定的驅動。
依據本發(fā)明的第5方式，通過在上述控制部中追加檢測無通電相的端子電壓的檢測時刻、與所述PWM信號同步的第3時鐘，可以進行不受反相器中的三極管的開關動作的延遲和端子電壓檢測電路的時間常數的影響的嚴格的磁極位置檢測。
依據本發(fā)明的第6方式，為了在監(jiān)視用于磁極位置檢測的端子電壓值的情況下讓其收容在給定范圍內，設置限制轉流時刻的可變范圍，可以極力低減根據端子電壓值變換運算成磁極位置時所產生的誤差，實現沒有失控的無刷電機的穩(wěn)定驅動。
權利要求
1.一種無刷電機的驅動裝置，是對包括具有多個相的繞組的定子和多個極的磁鐵的轉子的無刷電機、檢測所述轉子的磁極位置、根據所檢測的磁極位置由反相器依次切換向所述定子的繞組通電的無刷電機的驅動裝置，其特征在于包括檢測施加在所述反相器的母線上的DC電壓的DC電壓檢測裝置、檢測所述定子的繞組中無通電相的端子電壓的端子電壓檢測裝置、根據所檢測的端子電壓和所述DC電壓判定反相器環(huán)流電流期間的環(huán)流電流期間判定裝置、保存根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形數據的存儲部、引用所述反相器環(huán)流電流期間結束后的所述端子電壓和根據無刷電機特性預先導出的所述端子電壓波形，確定所述轉子的磁極位置的磁極位置檢測裝置。
2.根據權利要求1所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形采用由所述轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形。
3.根據權利要求1所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于根據所述無刷電機特性預先導出的端子電壓波形采用由所述轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形和由所述繞組的互感產生的電壓波形的合成波形。
4.根據權利要求2或3所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于由所述轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形為正弦波形函數。
5.根據權利要求2或3所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于根據無刷電機的轉速計算得出由所述轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形。
6.根據權利要求3所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于根據施加在所述反相器的母線上的DC電壓、各相繞組的通電率和通電期間、所述無刷電機的轉速計算得出由所述繞組的互感產生的電壓波形。
7.根據權利要求1～3中任一權利要求所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于包括輸出控制所述反相器的PWM信號的控制部，該控制部包括確定所述PWM信號的載波頻率和通電率的第1時鐘、測量依次切換向所述定子的繞組的通電的時刻的第2時鐘。
8.根據權利要求1～3中任一權利要求所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于包括輸出控制所述反相器的PWM信號的控制部，該控制部包括確定所述PWM信號的載波頻率和通電率的第1時鐘、測量依次切換向所述定子的繞組的通電的時刻的第2時鐘、檢測無通電相的端子電壓的檢測時刻、與所述PWM信號同步的第3時鐘。
9.根據權利要求7或8所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于依次切換向所述定子的繞組的通電的時刻至少按照施加在所述反相器的母線上的DC電壓、各相繞組的通電率和通電期間、所述無刷電機的轉速中的一個參數變化。
10.根據權利要求9所述的無刷電機的驅動裝置，其特征在于為了讓為確定所述轉子的磁極位置的端子電壓在給定范圍內，將依次切換向所述定子的繞組的通電的時刻限制在可變的范圍內。
11.一種冷凍裝置，其特征在于采用所述權利要求8所述的無刷電機的驅動裝置。
12.一種無刷電機的驅動方法，是對包括具有多個相的繞組的定子和多個極的磁鐵的轉子的無刷電機、檢測所述轉子的磁極位置、根據所檢測的磁極位置由反相器依次切換向所述定子的繞組通電的無刷電機的驅動方法，其特征在于，包括以下工序檢測施加在所述反相器的母線上的DC電壓的工序、檢測所述定子的繞組中無通電相的端子電壓的工序、根據所檢測的端子電壓和所述DC電壓判定反相器環(huán)流電流期間的工序、引用所述反相器環(huán)流電流期間結束后的所述端子電壓和根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形，確定所述轉子的磁極位置的工序。
13.根據權利要求12所述的無刷電機的驅動方法，其特征在于根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形采用由所述轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形。
14.根據權利要求12所述的無刷電機的驅動方法，其特征在于根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形采用由所述轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形和由所述繞組的互感產生的電壓波形的合成波形。
15.根據權利要求13或14所述的無刷電機的驅動方法，其特征在于由所述轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形為正弦波形函數。
16.根據權利要求13或14所述的無刷電機的驅動方法，其特征在于根據無刷電機的轉速計算得出由所述轉子內的磁鐵感應的感應電壓波形。
17.根據權利要求14所述的無刷電機的驅動方法，其特征在于根據施加在所述反相器的母線上的DC電壓、各相繞組的通電率和通電期間、所述無刷電機的轉速計算得出由所述繞組的互感產生的電壓波形。
全文摘要
本發(fā)明提供一種即使在繞組的無通電期間所產生的感應電壓出現的時間短、也可以正確檢測轉子的磁極位置的無刷電機的驅動控制。包括無通電相的端子電壓的檢測裝置和施加在反相器的母線上的DC電壓檢測裝置,根據端子電壓和DC電壓判定反相器環(huán)流電流期間,引用反相器環(huán)流電流期間結束后的端子電壓和根據無刷電機特性預先導出的端子電壓波形,確定轉子的磁極位置,驅動無刷電機,可以進行從低速轉動區(qū)域到高速轉動區(qū)域良好的無刷電機的驅動。
文檔編號H02P6/08GK1333594SQ0112061
公開日2002年1月30日 申請日期2001年7月16日 優(yōu)先權日2000年7月14日
發(fā)明者松城英夫, 松井敬三, 棲崎和成, 田澤徹 申請人:松下電器產業(yè)株式會社