專利名稱：高效率低空載損耗交流/直流開關變換器的制作方法
技術領域：
本實用新型屬于交流/直流開關變換器技術領域，用于將交流電源變換成恒定的直流電壓，可用于交流適配器等電源產品。
當交流適配器的輸出功率大于60W時，通常選擇兩級交流/直流開關變換器。第一級用于功率因數校正(PFC)，同時向第二級提供一個穩(wěn)定的直流電壓。第二級為帶隔離變壓器的直流/直流變換器。圖1示出了一個效率較高、目前應用廣泛的兩級交流/直流開關變換器的電路圖。第一級為BOOST功率因數校正器，運行于臨界導通方式(Critical Conduction)。第二級為零電壓不對稱半橋(ZVS AHB)PWM變換器，采用恒頻PWM控制方式運行。在寬范圍交流輸入電壓(90-264V)應用中通過合理的設計，其滿載最低效率可大于87％。但是該兩級交流/直流變換器存在以下不足(1)BOOST功率因數校正器由于采用臨界導通方式控制，在空載時電路的開關頻率最高，因而導致主電路和控制電路的空載損耗較大。(2)在零電壓不對稱半橋變換器的控制電路中，占空比Ds定義為功率開關Q3導通時間與開關周期Ts的比值，D定義為PWM控制器的輸出調制脈沖Vpwm的占空比。由于PWM控制器通常有一個最小輸出調制脈沖寬度限制(一般為0.5-0.8微妙)，則占空比D有一個最小值限制。而占空比Ds隨著零電壓不對稱半橋變換器輸出直流電流Io的下降而隨之變小。一旦占空比Ds小于占空比D，將引起電路的振蕩。為了解決零電壓不對稱半橋變換器存在的輕載振蕩問題，通常在該變換器的輸出端增加一個假負載，但導致其空載損耗增加。(3)零電壓不對稱半橋變換器運行時的最大占空比為50％，因此在控制電路中通常選擇最大輸出占空比為50％的PWM控制器(如UC3845)。由于UC3845等PWM控制器外接定時電容存在放電時間，因此Vpwm的最大占空比小于50％。另一方面，為了防止功率開關管Q3和Q4同時導通，在控制電路中須增加死區(qū)時間設置電路。傳統(tǒng)死區(qū)時間設置電路設置二個延遲時間，每個延遲時間可通過簡單的延遲電路來實現，二個延遲時間也可通過同一延遲電路來實現。圖2A示出了傳統(tǒng)RCD死區(qū)時間設置電路和功率開關驅動電路的原理圖，圖中編號17代表第一個延遲電路，編號18代表第二個延遲電路，電阻電容充放電電路的時間常數R11*C11和R12*C12分別用于調節(jié)第一個延遲時間T1d和第二個延遲時間T2d，圖2B為圖2A的輸入輸出電壓波形，其中輸出波形Vgs(Q3)與輸入波形Vpwm同相，輸出波形Vgs(Q4)與輸入波形Vpwm反相。從圖2B中可見，Vpwm的上升沿和下降沿分別與Vgs(Q4)的下降沿和Vgs(Q3)的下降沿同步，Vgs(Q3)的上升沿比Vgs(Q4)的下降沿延遲一個死區(qū)時間T1d，Vgs(Q4)的上升沿比Vgs(Q3)的下降沿延遲一個死區(qū)時間T2d，若設T1d＝T2d＝Td，則Vgs(Q3)的占空比Ds＝D-Td/Ts，從而進一步減少了零電壓不對稱半橋變換器實際運行時的最大占空比。當開關頻率為100KHz時，占空比Ds的最大值約為42％-45％。為了滿足直流輸出電壓Vo的調節(jié)和維持時間等要求，滿載時零電壓不對稱半橋變換器的穩(wěn)態(tài)占空比只能設置在30％-35％左右，導致輸出濾波電感量增加及功率開關管損耗增加，降低了變換器的效率。
圖1和圖2A中編號1表示橋式整流電路，編號2表示濾波電路C1，編號3表示BOOST開關變換器，編號4表示零電壓不對稱半橋變換器，編號5表示有源功率因數控制電路，編號6表示零電壓不對稱半橋變換器控制電路，由編號為7的PWM控制器，編號為8的功率開關驅動電路，編號為9的死區(qū)時間設置電路組成，字母C2、C5、Co表示電容器，L1、Lo表示濾波電感器，D1、D2、D3、D11、D12表示二極管，Q1、Q3、Q4表示開關功率管，TR表示隔離變壓器，Ro表示負載，Vi表示交流輸入電壓，Vo和Io分別表示零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電壓和輸出直流電流。
根據本實用新型的一種交流/直流開關變換器，包括一個整流電路；一個濾波電路；一個BOOST開關變換器；一個零電壓不對稱半橋變換器；在所述零電壓不對稱半橋變換器中，一個電容與隔離變壓器的初級繞組串聯(lián)并與所述初級繞組電感形成諧振電路，以實現所述零電壓不對稱半橋變換器的零電壓開關；一個有源功率因數控制電路，采用臨界導通方式(CriticalConduction)控制所述BOOST開關變換器，用于提高交流輸入端的功率因數并調節(jié)所述BOOST開關變換器輸出直流電壓至某一穩(wěn)定值；一個零電壓不對稱半橋變換器控制電路，采用恒頻方式控制所述零電壓不對稱半橋變換器，所述零電壓不對稱半橋變換器控制電路由一個PWM控制器，一個功率開關驅動電路，一個死區(qū)時間設置電路組成，所述PWM控制器用以產生占空比為D的輸出脈沖調制信號調整所述零電壓不對稱半橋變換器直流輸出電壓至某一穩(wěn)定值；所述功率開關驅動電路產生一對相位相反的脈沖驅動信號以驅動所述零電壓不對稱半橋變換器的兩個功率開關；所述死區(qū)時間設置電路用以在所述脈沖驅動信號之間產生一定死區(qū)時間，以防止所述零電壓不對稱半橋變換器的兩個功率開關的共同導通，其特征在于，所述交流/直流變換器還包括一個電流檢測電路，用于產生檢測所述零電壓不對稱半橋變換器輸出直流電流變化的電壓響應信號；一個所述BOOST開關變換器運行方式轉換電路，當所述零電壓不對稱半橋變換器輸出直流電流低于某一預定值時，所述BOOST開關變換器運行于頻率較低的不連續(xù)電流方式(DCM)；一個所述零電壓不對稱半橋變換器開關頻率控制電路，當所述零電壓不對稱半橋變換器輸出直流電流低于某一預定值時，所述零電壓不對稱半橋變換器運行于比滿載更低的開關頻率。
此外，所述電流檢測電路可為一個滯回電壓比較器，并且將所述PWM控制器中反映所述零電壓不對稱半橋變換器輸出直流電壓變化的誤差放大器輸出電壓作為所述滯回電壓比較器一個輸入端的輸入信號，以檢測所述零電壓不對稱半橋變換器輸出直流電流的變化。為了在輕載和空載時實現所述零電壓不對稱半橋變換器的零電壓開關，所述死區(qū)時間設置電路還可以包括一個死區(qū)時間控制電路，當所述零電壓不對稱半橋變換器輸出直流電流低于某一預定值時，所述死區(qū)時間大于所述零電壓不對稱半橋變換器運行于滿載時的死區(qū)時間。
為了提高效率，根據本實用新型的一種交流/直流開關變換器可進一步包括一個包含三個延遲時間的死區(qū)時間設置電路，用以提高所述零電壓不對稱半橋變換器實際運行時的最大占空比。


圖1是兩級交流/直流開關變換器電路圖。
圖2A是傳統(tǒng)RCD死區(qū)時間設置電路和功率開關驅動電路的原理圖。
圖2B是圖2A的輸入輸出電壓波形。
圖3是說明本實用新型的交流/直流開關變換器實施例的原理簡圖。
圖4是說明圖3中BOOST開關變換器運行方式轉換電路一個實施例的原理電路圖。
圖5是說明圖3中零電壓不對稱半橋變換器開關頻率控制電路一個實施例的原理電路圖。
圖6是說明圖3中電流檢測電路一個實施例的原理電路圖。
圖7A是含死區(qū)時間控制電路的RCD死區(qū)時間設置電路和功率開關驅動電路原理電路圖。
圖7B是圖7A的輸入輸出電壓波形。
圖8A是用于提高零電壓不對稱半橋變換器實際運行時最大占空比的死區(qū)時間設置電路和功率開關驅動電路原理框圖。
圖8B是圖8A的輸入輸出電壓波形。
圖3為說明本實用新型的交流/直流開關變換器實施例的原理簡圖。在圖3中編號1是由四個二極管組成的橋式整流電路，編號2是濾波電路C1，編號3是BOOST開關變換器，編號4是零電壓不對稱半橋變換器，編號5是有源功率因數控制電路，編號6是零電壓不對稱半橋變換器控制電路，由編號為7的PWM控制器，編號為8的功率開關驅動電路，編號為9的死區(qū)時間設置電路組成，字母C2、C5、Co表示電容器，L1、Lo表示濾波電感器，D1、D2、D3表示二極管，Q1、Q3、Q4表示開關功率管，TR表示隔離變壓器，Ro表示負載，Vi表示交流輸入電壓，Vo和Io分別表示零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電壓和輸出直流電流。
圖3中BOOST開關變換器(3)一般有三種運行方式連續(xù)電流方式(CCM)、不連續(xù)電流方式(DCM)和臨界導通方式(Critical Conduction)。臨界導通方式由于能實現良好的軟開關性能，獲得較高的效率，因此有源功率因數控制電路(5)選擇臨界導通方式控制。為了克服空載時BOOST開關變換器(3)損耗較大的不足，圖3中包括了一個BOOST開關變換器(3)運行方式轉換電路(11)。當BOOST開關變換器(3)運行于輕載和空載時，有源功率因數控制電路(5)采用不連續(xù)電流方式控制，且開關頻率可降至20KHz以下，從而降低BOOST開關變換器(3)和有源功率因數控制電路(5)的損耗。有源功率因數控制電路(5)一般可選擇臨界導通方式控制的集成功率因數控制器，當集成功率因數控制器含開關頻率箝位(FC)功能時，可利用開關頻率箝位功能方便地實現臨界導通方式和不連續(xù)電流方式的相互轉換。圖4示出了上述兩種運行方式轉換電路(11)一個實施例的原理電路圖，圖中FC為開關頻率箝位端，Vr1為直流穩(wěn)定電壓，Vdet為檢測零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流變化的電壓響應信號，用以控制開關管Q2的通斷。當BOOST開關變換器(3)運行于重載時Q2導通，開關頻率箝位電路的時間常數為C3*R1*R2/(R1+R2)，在交流輸入電壓瞬時值接近零時提供開關功率管Q1一個最小關斷時間，一般為幾微妙至十幾微秒，用于改進交流輸入端的功率因數并減少電磁干擾(EMI)。當BOOST開關變換器(3)運行于輕載和空載時，Q2斷開，開關頻率箝位電路的時間常數為C3*R1，由于R1遠大于R2，可使BOOST開關變換器(3)運行于頻率較低的不連續(xù)電流方式，降低其空載損耗。實驗證明對于寬交流輸入電壓范圍、直流輸出電壓Vdc為380V的BOOST開關變換器，空載時運行于開關頻率為20KHz的不連續(xù)電流方式時，其交流輸入端輸入功率比運行于臨界導通方式時減少約0.3W。
圖3中零電壓不對稱半橋變換器(4)運行于恒頻PWM方式，其開關頻率由PWM控制器(7)決定。PWM控制器(7)可選擇最大輸出占空比為50％的集成PWM控制器，其輸出脈沖調制信號Vpwm的頻率由外接定時電阻和外接定時電容決定，一般為100KHz以上以獲得高功率密度。為了解決零電壓不對稱半橋變換器(4)在輕載和空載時存在的不穩(wěn)定問題同時減少空載損耗，圖3中包括了一個開關頻率控制電路(12)。當零電壓不對稱半橋變換器(4)運行于輕載和空載時，其開關頻率可降至30KHz以下，從而減少Vpwm的占空比以維持輸出直流電壓Vo的穩(wěn)定并減少其空載損耗。圖5示出了零電壓不對稱半橋變換器開關頻率控制電路(12)一個實施例的原理電路圖，圖中Rt/Ct為外接定時電阻和外接定時電容輸入端，Vr2為直流穩(wěn)定電壓，Vdet為檢測零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流變化的電壓響應信號，R4大于R5。當零電壓不對稱半橋變換器(4)運行于重載時，開關管Q5導通，定時電路的時間常數為C6*R4*R5/(R4+R5)；當零電壓不對稱半橋變換器(4)運行于輕載和空載時Q5斷開，定時電路的時間常數為C6*R4，大于重載時的時間常數，從而可獲得更小的占空比，保持輸出直流電壓Vo的穩(wěn)定并減少空載損耗。
為了獲得圖4和圖5中電壓響應信號Vdet，需要一個輸出直流電流Io的檢測電路。常用的電流互感器檢測電路或取樣電阻檢測電路電路復雜，成本較高。本實用新型提出了一個簡單易行的電流檢測電路，其一個實施例示于圖6。圖6中EA為誤差放大器電路，PWM為脈寬調制器，R6、R7為輸出直流電壓Vo取樣電阻，電流檢測電路由滯回電壓比較器(10)構成，由PWM控制器(7)中誤差放大器的輸出電壓作為滯回電壓比較器(10)一個輸入端的輸入信號，用以檢測輸出直流電流Io的變化，Vr3為直流穩(wěn)定電壓，電阻R8、R9、R10構成比較器的滯回特性，使輸出直流電流Io由小到大變化時的檢測點電流大于輸出直流電流Io由大到小變化時的檢測點電流，從而避免零電壓不對稱半橋變換器(4)在輕載和重載之間變化時引起振蕩。
零電壓不對稱半橋變換器(4)運行于輕載和空載時隔離變壓器TR原邊繞組的電流很小，為了實現Q3、Q4的零電壓開關以減少損耗，需要更長的死區(qū)時間Td。由于死區(qū)時間Td一般由延遲電路中電阻電容充放電電路的時間常數決定，通過改變輕載和空載時的電阻值可方便地改變死區(qū)時間Td。圖7A示出了一個含死區(qū)時間控制電路(16)的RCD死區(qū)時間設置電路(9)。其輸入輸出電壓波形示于圖7B，輕載和空載時開關S1、S2斷開，重載時S1、S2閉合，從而使輕載和空載時的死區(qū)時間大于重載時的死區(qū)時間。
零電壓不對稱半橋變換器(4)存在的滿載穩(wěn)態(tài)占空比過小從而降低效率的問題可通過死區(qū)時間設置電路(9)中設置三個延遲時間來解決。圖8A示出了具有三個延遲時間的新型死區(qū)時間設置電路和功率開關驅動電路原理框圖，圖8B為圖8A的輸入輸出電壓波形圖，其中延遲電路A用于產生延遲時間T1d，延遲電路B用于產生延遲時間T2d，延遲電路C用于產生延遲時間T3d，延遲電路A、延遲電路B、延遲電路C也可合并為一個或二個延遲電路。從圖中可見，新增加的延遲時間T3d為Vgs(Q3)的下降沿比Vpwm的下降沿延遲的時間。通過調整T3d，零電壓不對稱半橋變換器(4)運行時的最大占空比可提高到50％，使其滿載穩(wěn)態(tài)占空比可以設計在40％左右，從而提高其效率。
縱上所述，本實用新型提供了一種高效率、低空載損耗的交流/直流開關變換器，可適用于交流適配器等電源產品。實驗證明對于寬交流輸入電壓范圍、輸出功率大于60W的交流適配器，應用本實用新型提供的交流/直流開關變換器，可使?jié)M載最低效率大于89％，空載交流輸入端輸入功率小于1W。
權利要求1.一種高效率低空載損耗交流/直流開關變換器，包括一個整流電路(1)；一個濾波電路(2)；一個BOOST開關變換器(3)；一個零電壓不對稱半橋變換器(4)；一個有源功率因數控制電路(5)，采用臨界導通方式(Critical Conduction)控制BOOST開關變換器(3)，用于提高交流輸入端的功率因數并調節(jié)BOOST開關變換器(3)輸出直流電壓至某一穩(wěn)定值；一個零電壓不對稱半橋變換器控制電路(6)，由一個PWM控制器(7)，一個功率開關驅動電路(8)，一個死區(qū)時間設置電路(9)組成，其中PWM控制器(7)用以產生恒頻輸出脈沖調制信號調整零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電壓至某一穩(wěn)定值，功率開關驅動電路(8)產生一對相位相反的脈沖驅動信號以驅動零電壓不對稱半橋變換器(4)的兩個功率開關，其中一個脈沖驅動信號與所述輸出脈沖調制信號同相，另一個脈沖驅動信號與所述輸出脈沖調制信號反相，死區(qū)時間設置電路(9)包含一個或多個延遲電路，所述延遲電路產生的延遲時間用以在所述脈沖驅動信號之間產生一定死區(qū)時間，以防止所述零電壓不對稱半橋變換器(4)的兩個功率開關的共同導通；在零電壓不對稱半橋變換器(4)中，一個電容與隔離變壓器的初級繞組串聯(lián)并與所述初級繞組電感形成諧振電路，以實現零電壓不對稱半橋變換器(4)的零電壓開關，其特征在于，所述高效率低空載損耗交流/直流開關變換器還包括一個電流檢測電路(10)，用于產生檢測所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流變化的電壓響應信號；一個BOOST開關變換器(3)運行方式轉換電路(11)，當所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流低于某一預定值時，BOOST開關變換器(3)運行于頻率較低的不連續(xù)電流方式(DCM)；一個零電壓不對稱半橋變換器(4)開關頻率控制電路(12)，當所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流低于某一預定值時，零電壓不對稱半橋變換器(4)運行于比滿載更低的開關頻率。
2.根據權利要求1所述的高效率低空載損耗交流/直流開關變換器，其特征是有源功率因數控制電路(5)為含開關頻率箝位電路(FC)的有源功率因數集成控制器，在所述開關頻率箝位電路的外接電路中含BOOST開關變換器運行方式轉換電路(11)，包括一個電阻，一個電容，一個可控開關(13)與另一個電阻串聯(lián)后與所述電阻并聯(lián)，可控開關(13)在所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流低于某一預定值時斷開，而在所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流高于某一預定值時接通。
3.根據權利要求1所述的高效率低空載損耗交流/直流開關變換器，其特征是PWM控制器(7)的振蕩器含外接電阻電容定時電路，決定所述輸出脈沖調制信號的開關頻率，所述外接電阻電容定時電路中含零電壓不對稱半橋變換器開關頻率控制電路(12)，包括一個定時電阻，一個定時電容，一個可控開關(14)與另一個定時電阻串聯(lián)后與所述定時電阻并聯(lián)，所述可控開關(14)在所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流低于某一預定值時斷開，而在所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流高于某一預定值時接通。
4.根據權利要求1所述的高效率低空載損耗交流/直流開關變換器，其特征是電流檢測電路(10)為一個滯回電壓比較器，并且將PWM控制器(7)中反映零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電壓變化的誤差放大器輸出電壓作為滯回電壓比較器一個輸入端的輸入信號，以檢測零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流的變化，所述滯回電壓比較器的另一個輸入端信號為一直流穩(wěn)定電壓用作基準信號，所述滯回電壓比較器的輸出端產生開關控制信號用于控制可控開關(13)與可控開關(14)的開通與關斷，所述滯回電壓比較器的滯回特性應使所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流由小到大變化時的檢測點電流大于所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流由大到小變化時的檢測點電流。
5.根據權利要求1所述的高效率低空載損耗交流/直流開關變換器，其特征是死區(qū)時間設置電路(9)還包括一個死區(qū)時間控制電路(16)，當所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流低于某一預定值時，所述死區(qū)時間大于零電壓不對稱半橋變換器(4)運行于滿載時的所述死區(qū)時間。
6.根據權利要求5所述的高效率低空載損耗交流/直流開關變換器，其特征是死區(qū)時間設置電路(9)含一個充電電阻、一個充電電容構成的延遲電路，用以產生所述死區(qū)時間，在所述一個充電電阻兩端并聯(lián)死區(qū)時間控制電路(16)，包括一個可控開關(20)與另一個充電電阻串聯(lián)，可控開關(20)在所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流低于某一預定值時斷開，而在所述零電壓不對稱半橋變換器(4)輸出直流電流高于某一預定值時接通。
7.根據權利要求1所述的高效率低空載損耗交流/直流開關變換器，其特征是死區(qū)時間設置電路(9)所包含的延遲電路設置三個延遲時間，使所述輸出脈沖調制信號的上升沿和所述另一個脈沖驅動信號的下降沿同步，所述一個脈沖驅動信號的上升沿比所述另一個脈沖驅動信號的下降沿延遲一個死區(qū)時間，所述一個脈沖驅動信號的下降沿比所述輸出脈沖調制信號的下降沿延遲另一個死區(qū)時間，所述另一個脈沖驅動信號的上升沿比所述一個脈沖驅動信號的下降沿延遲第三個死區(qū)時間。
專利摘要本實用新型的交流/直流開關變換器包括一個整流電路；一個濾波電路；一個BOOST開關變換器，采用臨界導通方式控制；一個零電壓不對稱半橋變換器，采用恒頻PWM方式控制；一個由滯回電壓比較器構成的電流檢測電路等，當零電壓不對稱半橋變換器輸出直流電流低于某一預定值時，BOOST開關變換器運行于頻率較低的不連續(xù)電流方式，零電壓不對稱半橋變換器運行于比滿載更低的開關頻率，且具有比滿載更長的死區(qū)時間。此外，零電壓不對稱半橋變換器實際運行時的最大占空比可達到50％。其特點為效率高、空載輸入功率小，成本低。
文檔編號H02M3/24GK2554861SQ01271888
公開日2003年6月4日 申請日期2001年12月5日 優(yōu)先權日2001年12月5日
發(fā)明者周仕祥 申請人:周仕祥