專利名稱：高精度低功耗電荷泵電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
高精度低功耗電荷泵電路屬于模擬集成電路設(shè)計(jì)技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及到非揮發(fā)性存儲(chǔ)器中高壓電荷泵電路的設(shè)計(jì)技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
電荷泵是一種可以產(chǎn)生高于電源電壓VDD的正高壓的電路。它廣泛用于各種非揮發(fā)型存儲(chǔ)器中，以實(shí)現(xiàn)存儲(chǔ)單元的編程和擦除操作。
圖1是傳統(tǒng)Diekson型正高壓電荷泵示意圖。它由NMOS管MN1-MN5和耦合電容C1-C4組成。其中NMOS管MN1-MN5的源端和漏端逐個(gè)串連起來(lái)，并最終連接在電源電壓VDD和高壓輸出端VP之間，而且MN1-MN5的柵極都連接到各自的漏端形成二極管，而它們的襯底都連接到地Gnd。耦合電容C1-C4的一端都連接到兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1或者CLK2上，其中耦合電容C1和C3的一端連接到時(shí)鐘信號(hào)CLK1上，而耦合電容C2和C4的一端連接到時(shí)鐘信號(hào)CLK2上。耦合電容C1-C4的另一端分別連接到NMOS管MN1-MN4的源端。
圖2是兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2的時(shí)序圖。CLK1和CLK2都是方波信號(hào)，它們的相位相反，并在電源電壓VDD和地Gnd之間跳變。當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)CLK1為低，而CLK2為高時(shí)，NMOS管MN1由于柵壓高于源端(P1)電壓而處于導(dǎo)通狀態(tài)，這樣耦合電容C1將被充電到電源電壓VDD減去NMOS管MN1的閾值電壓VT。當(dāng)CLK1變?yōu)楦叨鳦LK2為低時(shí)，MN2的漏端電壓(P1)將被耦合電容C1耦合到2VDD-VT，而此時(shí)NMOS管MN1關(guān)斷而MN2將導(dǎo)通，這樣耦合電容C2將被充電到2VDD-2VT。當(dāng)時(shí)鐘信號(hào)CLK1再次變?yōu)榈投鳦LK2變?yōu)楦邥r(shí)，NMOS管MN3的漏端(P2)電壓將被耦合電容C2耦合到3VDD-2VT，而此時(shí)NMOS管MN2關(guān)斷而MN3將導(dǎo)通，這樣耦合電容C3將被充電到3VDD-3VT。這樣的充電過(guò)程一直繼續(xù)下去，輸出端VP的電壓將達(dá)到最大，其具體數(shù)值可以表示為(N+1)×(VDD-VT)，其中N表示正高壓電荷泵的級(jí)數(shù)。
由于電荷泵產(chǎn)生的輸出高壓會(huì)受到襯偏效應(yīng)和工藝偏差等因素的影響，尤其是在負(fù)載電流較大的情況下，其波動(dòng)性一般比較大，在實(shí)際應(yīng)用中都需要對(duì)其進(jìn)行穩(wěn)壓調(diào)節(jié)，以得到高精度的輸出。如圖3所示的是一種傳統(tǒng)對(duì)輸出高壓進(jìn)行穩(wěn)壓調(diào)節(jié)的方法，在時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的如圖2所示的兩相非重疊時(shí)鐘CLK1和CLK2的驅(qū)動(dòng)下，電荷泵工作并產(chǎn)生高壓VP，通過(guò)兩個(gè)采樣電容C1和C2的采樣，得到一個(gè)采樣電壓V1，V1和參考電壓Vref1分別輸入到比較器U1的正相和負(fù)相輸入端，如果輸出高壓VP大于預(yù)定值，那么V1將大于參考電壓Vref1，比較器U1的輸出電壓V2為高，打開NMOS管MN2，把輸出端VP的電荷泄放掉，以此來(lái)降低輸出端VP的電壓值；如果VP的電壓低于預(yù)定值，那么V1將小于參考電壓Vref1，比較器U1的輸出電壓V2為低，關(guān)斷NMOS管MN2，從而阻斷輸出端VP上電荷的泄放，以此來(lái)提高輸出端VP的電壓，最終保持輸出端VP上電壓的穩(wěn)定性。但是由于這種方法讓電荷泵一直處于最大工作狀態(tài)，而且通過(guò)泄放掉多余的電荷來(lái)穩(wěn)定高壓，所以它的功耗非常大。
如圖4所示的是另一種傳統(tǒng)的穩(wěn)壓方法。在時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的如圖2所示的兩相非重疊時(shí)鐘CLK1和CLK2的驅(qū)動(dòng)下，電荷泵工作并產(chǎn)生高壓VP，通過(guò)兩個(gè)采樣電容C3和C4的采樣，得到一個(gè)采樣電壓V3，V3和參考電壓Vref2分別輸入到比較器U2的正相和負(fù)相輸入端，如果輸出高壓VP大于預(yù)定值，那么V3將大于參考電壓Vref2，比較器U2的輸出電壓V4為高，這樣，通過(guò)V4為高電平去控制時(shí)鐘生成模塊，使得CLK1和CLK2的頻率降低，或者停止時(shí)鐘CLK1和CLK2的輸出，達(dá)到降低電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力或者停止電荷泵工作的目的，以此來(lái)降低輸出端VP的電壓值；如果VP的電壓低于預(yù)定值，那么V3將小于參考電壓Vre2，比較器U2的輸出電壓V4為低，它對(duì)時(shí)鐘生成模塊不產(chǎn)生任何影響，電荷泵在原有的驅(qū)動(dòng)能力下繼續(xù)工作，以此來(lái)提高輸出端VP的電壓，最終保持輸出端VP上電壓的穩(wěn)定性。但是這種方法由于降低了時(shí)鐘頻率甚至停止了時(shí)鐘輸入，使得輸出端電荷補(bǔ)充速度隨頻率降低而變慢，而且由于時(shí)鐘通路的延時(shí)以及電容充放電的延時(shí)，當(dāng)系統(tǒng)檢測(cè)到輸出高壓VP高于或者低于預(yù)定值，然后再停止或者恢復(fù)系統(tǒng)時(shí)鐘時(shí)，輸出電壓已經(jīng)有了較大的波動(dòng)，尤其是在大負(fù)載電流的情況下這種波動(dòng)更大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提出一種高精度低功耗的電荷泵電路，它通過(guò)一個(gè)連接在時(shí)鐘產(chǎn)生模塊和電荷泵耦合電容之間的耦合電容控制器來(lái)控制耦合電容的充放電速度，以此來(lái)動(dòng)態(tài)的自洽改變電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力，達(dá)到節(jié)省功耗和提高輸出高壓精度的目的，特別適合用在負(fù)載電流較大的情況下；還采用了耦合電容分離法，使電荷泵不會(huì)處于停止?fàn)顟B(tài)，即在輸出高壓超過(guò)預(yù)定值后仍具有一定的驅(qū)動(dòng)能力工作，使得高壓輸出端電壓值的下降不至于太快，以保持輸出端電壓的穩(wěn)定性。
本發(fā)明含有電荷泵；時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)；采樣電路由串連在電荷泵高壓輸出端和地之間的兩個(gè)電容構(gòu)成，并從兩個(gè)電容的中間節(jié)點(diǎn)得到采樣電壓；電壓比較器；其特征在于，所述電壓比較器的正相輸入端連接參考電壓，負(fù)相輸入端連接所述采樣電壓，使其輸出電壓隨電荷泵輸出電壓的增大而減小；
還含有耦合電容控制器其輸入端是上述兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)，輸出端連接所述電荷泵的耦合電容，控制端連接所述比較器的輸出端；所述耦合電容控制器等效于一個(gè)阻值隨比較器輸出電壓變化而變化的可變電阻，該阻值的變化使得所述耦合電容控制器輸出的時(shí)鐘信號(hào)對(duì)電荷泵中耦合電容的充放電速度產(chǎn)生相應(yīng)的變化。
其特征還在于，所述耦合電容控制器含有兩個(gè)傳輸門；所述比較器的輸出端分別通過(guò)兩個(gè)倒相器連接兩個(gè)傳輸門的PMOS管的柵極，所述比較器的輸出端直接連接兩個(gè)傳輸門的NMOS管的柵極；所述兩個(gè)傳輸門的輸入端分別連接上述兩相時(shí)鐘信號(hào)，兩個(gè)輸出端分別交替連接電荷泵的耦合電容。
其特征還在于，所述時(shí)鐘信號(hào)還通過(guò)另一組耦合電容直接與所述電荷泵相連，以保證所述電荷泵始終具有由該組耦合電容決定的驅(qū)動(dòng)能力。
試驗(yàn)證明，本發(fā)明能夠大大降低電荷泵的功耗，并且能夠得到高精度的輸出高壓，達(dá)到了預(yù)期的目的。


圖1，傳統(tǒng)Dickson型正高壓電荷泵原理圖；圖2，兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)的時(shí)序圖；圖3，傳統(tǒng)的通過(guò)泄放通路對(duì)輸出高壓進(jìn)行穩(wěn)壓調(diào)節(jié)的系統(tǒng)框圖；圖4，傳統(tǒng)的通過(guò)控制時(shí)鐘對(duì)輸出高壓進(jìn)行穩(wěn)壓調(diào)節(jié)的系統(tǒng)框圖；圖5A，本發(fā)明實(shí)施例一的系統(tǒng)框圖；圖5B，本發(fā)明實(shí)施例一的電荷泵原理圖；圖5C，本發(fā)明實(shí)施例一的耦合電容控制器電路原理圖；圖6A，本發(fā)明實(shí)施例二的系統(tǒng)框圖；圖6B，本發(fā)明實(shí)施例二的電荷泵原理圖；圖6C，本發(fā)明實(shí)施例二的耦合電容控制器電路原理圖。
具體實(shí)施例方式結(jié)合

本發(fā)明的具體實(shí)施方式
。
圖5A所示的是本發(fā)明的第一個(gè)實(shí)施例的系統(tǒng)框圖。其中采樣電容C5和C6串連在高壓輸出端VP和地Gnd之間，從兩個(gè)采樣電容中間引出的采樣電壓V5連接到比較器U3的負(fù)相輸入端，而比較器U3的正相輸入端和參考電壓Vref3相連，其比較結(jié)果V6連接到耦合電容控制器上。耦合電容控制器的輸入還來(lái)源于時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2，它的輸出信號(hào)K1和K2與電荷泵相連。而電荷泵從輸出端口VP產(chǎn)生所需的高壓并連接到采樣電容C5的一端。耦合電容控制器等效于一個(gè)阻值隨比較器輸出電壓變化而變化的可變電阻，當(dāng)電荷泵的輸出電壓經(jīng)過(guò)采樣得到一個(gè)采樣電壓，這個(gè)采樣電壓與參考電壓相比減小/增大時(shí)，比較器U3的輸出電壓增大/減小，耦合電容控制器等效的可變電阻的阻值減小/增大，使輸出時(shí)鐘信號(hào)對(duì)耦合電容的沖放電速度加快/減慢，這樣就能夠穩(wěn)定電荷泵的輸出電壓。
圖5B是第一個(gè)實(shí)施例中電荷泵的原理圖，它和圖1所示的電荷泵完全一樣。
圖5C是第一個(gè)實(shí)施例中耦合電容控制器的原理圖，它由完全相同的兩部分(5Ca和5Cb)組成，每部分都含有一個(gè)倒相器和一個(gè)傳輸門。其中倒相器的輸入端為V6，輸出端連接到傳輸門中PMOS管的柵極，而傳輸門中NMOS管的柵極直接連接到V6上，5Ca中傳輸門T1的輸入端和輸出端分別為CLK1和K1上，5Cb中傳輸門T2的輸入端和輸出端分別為CLK2和K2。當(dāng)V6為低時(shí)，倒相器I1和I2輸出為高，傳輸門關(guān)閉，CLK1和K1之間，以及CLK2和K2之間完全關(guān)斷。當(dāng)V6為高時(shí)，倒相器I1和I2輸出為低，兩個(gè)傳輸門打開，CLK1和K1之間，以及CLK2和K2之間完全導(dǎo)通。同樣，如果V6處于高電平VDD和低電平Gnd之間的某個(gè)值時(shí)，傳輸門會(huì)處于半導(dǎo)通狀態(tài)，即CLK1和K1之間，以及CLK2和K2之間處于半導(dǎo)通狀態(tài)，這可以等效為在CLK1和K1之間，以及CLK2和K2之間各有一個(gè)電阻，且等效電阻值的大小隨著V6電壓值的增大而減小，因此時(shí)鐘信號(hào)對(duì)耦合電容的充放電速度就會(huì)受到這個(gè)電阻值大小的控制，進(jìn)而電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力就會(huì)受到這個(gè)電阻的控制。因此可以通過(guò)V6電壓值的大小來(lái)控制電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力，且V6電壓值越大，電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力越大。
本發(fā)明第一個(gè)實(shí)施例中系統(tǒng)的工作原理如下在時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘的驅(qū)動(dòng)下，電荷泵開始工作并使VP的電壓值逐步上升，在VP低于預(yù)定值時(shí)，采樣電容C5和C6得到的采樣電壓V5小于參考電壓Vref3，所以比較器U3的輸出電壓V6為高，耦合電容控制器把時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2分別通過(guò)完全導(dǎo)通的傳輸門T1和T2直接連接到電荷泵，使得電荷泵以最大的驅(qū)動(dòng)能力工作，保證輸出端VP的電壓值能快速上升；當(dāng)VP高于預(yù)定值時(shí)，采樣電容C5和C6得到的采樣電壓V5大于參考電壓Vref3，所以比較器U3的輸出電壓V6將由高變?yōu)榈?，耦合電容控制器通過(guò)完全關(guān)斷的傳輸門T1和T2把時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2同電荷泵之間斷開，使電荷泵停止工作，這樣輸出端VP的電壓值就會(huì)逐步下降。最后當(dāng)系統(tǒng)工作一段時(shí)間并穩(wěn)定后，輸出高壓VP的電壓值和預(yù)定值之間相差很小，經(jīng)過(guò)采樣電容C5和C6得到的采樣電壓V5和參考電壓Vref3之間也只有很小的電壓差，此時(shí)比較器U3的輸出電壓V6會(huì)根據(jù)電荷泵電路負(fù)載的大小自洽在電源電壓VDD和地Gnd之間的某個(gè)值附近，而且負(fù)載越小，V6的值會(huì)自洽在越接近于地Gnd的電壓值附近，這樣傳輸門的導(dǎo)通能力也越小，其等效電阻越大，對(duì)圖5B所示的電荷泵中耦合電容的充放電速度會(huì)減慢，電荷泵電路的驅(qū)動(dòng)能力也越小，進(jìn)而整個(gè)系統(tǒng)的功耗也越小。最終電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力會(huì)和負(fù)載的大小相匹配，不會(huì)有多余的功耗，即整個(gè)電荷泵電路會(huì)根據(jù)負(fù)載的大小來(lái)動(dòng)態(tài)地自洽在功耗最小的工作狀態(tài)下，從而節(jié)省了功耗。同時(shí)，和圖4所示的方法相比，本發(fā)明提出的電荷泵電路不是控制時(shí)鐘生成模塊，因此沒(méi)有時(shí)鐘生成模塊所產(chǎn)生的延時(shí)，時(shí)鐘頻率也始終沒(méi)有變化，對(duì)輸出端電荷補(bǔ)充速度比較穩(wěn)定，而且每次電荷的補(bǔ)充量都是根據(jù)負(fù)載大小動(dòng)態(tài)連續(xù)的自洽調(diào)整，因而其輸出端的電壓波動(dòng)很小，實(shí)現(xiàn)了高精度的目的。
圖6A所示的是本發(fā)明的第二個(gè)實(shí)施例的系統(tǒng)框圖。該實(shí)施例采用了耦合電容分離法，將電荷泵的一組耦合電容分離為兩組耦合電容，一組耦合電容通過(guò)耦合電容控制器與時(shí)鐘信號(hào)相連，對(duì)輸出電壓進(jìn)行穩(wěn)定調(diào)節(jié)；而另一組耦合電容則直接與時(shí)鐘相連，保證電荷泵一直具有最低的驅(qū)動(dòng)能力，而不會(huì)停止工作，使輸出電壓更加穩(wěn)定。如圖6所示，采樣電容C7和C8串連在高壓輸出端VP和地Gnd之間，從兩個(gè)采樣電容中間引出的采樣電壓V7連接到比較器U4的負(fù)相輸入端，而比較器U4的正相輸入端和參考電壓Vref4相連，其比較結(jié)果V8連接到耦合電容控制器上。耦合電容控制器的輸入還來(lái)源于時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2，它的輸出信號(hào)K3和K4與電荷泵相連。同時(shí)電荷泵還直接接收從時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2，而從輸出端口VP產(chǎn)生所需的高壓并連接到采樣電容C7的一端。
圖6B是第二個(gè)實(shí)施例中電荷泵的原理圖，它在圖5B所示的電荷泵的基礎(chǔ)上(由NMOS管MN6-MN10和耦合電容C21-C24構(gòu)成，時(shí)鐘信號(hào)為K3和K4)增加了一路由耦合電容C11-C14構(gòu)成的耦合電容通道，耦合電容C21-C24的一端和耦合電容C11-C14的一端共同連接于節(jié)點(diǎn)P6-P9，耦合電容C11-C14的另一端則直接連接時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2。
圖6C是第二個(gè)實(shí)施例中耦合電容控制器的原理圖，它和圖5C的結(jié)構(gòu)完全一樣，它也由完全相同的兩部分(6Ca和6Cb)組成，每部分都含有一個(gè)倒相器和一個(gè)傳輸門。其中倒相器的輸入端為V8，輸出端連接到傳輸門中PMOS管的柵極，而傳輸門中NMOS管的柵極直接連接到V8上，6Ca中傳輸門T3的輸入端和輸出端分別為CLK1和K3上，6Cb中傳輸門T4的輸入端和輸出端分別為CLK2和K4。當(dāng)V8為低時(shí)，倒相器I3和I4輸出為高，傳輸門關(guān)閉，CLK1和K3之間，以及CLK2和K4之間完全關(guān)斷。當(dāng)V8為高時(shí)，倒相器輸出為低，傳輸門打開，CLK1和K3之間，以及CLK2和K4之間完全導(dǎo)通。同樣，如果V8處于高電平VDD和低電平Gnd之間的某個(gè)值時(shí)，傳輸門會(huì)處于半導(dǎo)通狀態(tài)，即CLK1和K3之間，以及CLK2和K4之間處于半導(dǎo)通狀態(tài)，這可以等效為在CLK1和K3之間，以及CLK2和K4之間各有一個(gè)電阻，且等效電阻值的大小隨著V8電壓值的增大而減小，因此時(shí)鐘信號(hào)對(duì)耦合電容的充放電速度就會(huì)受到這個(gè)電阻值大小的控制，進(jìn)而電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力就會(huì)受到這個(gè)電阻的控制。因此可以通過(guò)V8電壓值的大小來(lái)控制電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力，且V8電壓值越大，電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力越大。
本發(fā)明第二個(gè)實(shí)施例的系統(tǒng)不僅采用了圖5所述的控制耦合電容充放電速度的方法，還采用耦合電容分離法來(lái)保證電荷泵具有最低驅(qū)動(dòng)能力，而不會(huì)停止工作。其工作原理如下在時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘的驅(qū)動(dòng)下，電荷泵開始工作并使VP的電壓值逐步上升，在VP低于預(yù)定值時(shí)，采樣電容C7和C8得到的采樣電壓V7小于參考電壓Vref4，所以比較器U4的輸出電壓V8為高，時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2直接連接到圖6B所示電荷泵的耦合電容C11-C14上，同時(shí)耦合電容控制器把時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2通過(guò)一個(gè)完全導(dǎo)通的傳輸門由K3和K4直接連接到圖6B所示電荷泵的耦合電容C21-C24上，此時(shí)CLK1和K3的波形，以及CLK2和K4的波形一樣，電荷泵的等效耦合電容由C11-C14和C21-C24并聯(lián)構(gòu)成，使得電荷泵以最大的驅(qū)動(dòng)能力工作，保證輸出端VP的電壓值能快速上升；當(dāng)VP高于預(yù)定值時(shí)，采樣電容C7和C8得到的采樣電壓V7大于參考電壓Vref4，所以比較器U4的輸出電壓V8將由高變?yōu)榈?，時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2直接連接到圖6B所示電荷泵的耦合電容C11-C14上，同時(shí)耦合電容控制器通過(guò)完全關(guān)斷的傳輸門把時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生的兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2同K3和K4之間斷開，這樣K3和K4不會(huì)對(duì)耦合電容C21-C24進(jìn)行充放電，此時(shí)電荷泵的等效耦合電容只有C11-C14，使得電荷泵以最小的驅(qū)動(dòng)能力工作，這樣輸出端VP的電壓值就會(huì)逐步平穩(wěn)下降。最后當(dāng)系統(tǒng)工作一段時(shí)間并穩(wěn)定后，輸出高壓VP的電壓值和預(yù)定值之間相差很小，經(jīng)過(guò)采樣電容C7和C8得到的采樣電壓V7和參考電壓Vref4之間也只有很小的電壓差，此時(shí)比較器U4的輸出電壓V8會(huì)根據(jù)電荷泵電路負(fù)載的大小自洽在電源電壓VDD和地Gnd之間的某個(gè)值附近，而且負(fù)載越小，V8的值會(huì)自洽在越接近于地Gnd的電壓值附近，這樣傳輸門的導(dǎo)通能力也越小，其等效電阻越大，對(duì)圖6B所示的電荷泵中耦合電容C21-C24的充放電速度會(huì)減慢，電荷泵電路的驅(qū)動(dòng)能力也越小，進(jìn)而整個(gè)系統(tǒng)的功耗也越小。最終電荷泵的驅(qū)動(dòng)能力會(huì)和負(fù)載的大小相匹配，不會(huì)有多余的功耗，即整個(gè)電荷泵電路會(huì)根據(jù)負(fù)載的大小來(lái)動(dòng)態(tài)地自洽在功耗最小的工作狀態(tài)下，從而節(jié)省了功耗。同時(shí)，和圖4所示的方法相比，本發(fā)明描述的電荷泵電路的時(shí)鐘頻率始終沒(méi)有變化，對(duì)輸出端電荷補(bǔ)充速度比較穩(wěn)定，而且每次電荷的補(bǔ)充量都是根據(jù)負(fù)載大小動(dòng)態(tài)連續(xù)的自洽調(diào)整，因而其輸出端的電壓波動(dòng)很小，實(shí)現(xiàn)了高精度的目的。在這個(gè)實(shí)施例中，采用電容分離法的目的在于讓電荷泵不會(huì)處于停止?fàn)顟B(tài)，即在輸出高壓超過(guò)預(yù)定值后仍讓它以由耦合電容C11-C14決定的驅(qū)動(dòng)能力工作，使得高壓輸出端電壓值的下降不至于太快，以保持輸出端電壓的穩(wěn)定性，這種方法尤其在輸出負(fù)載電流要求達(dá)到毫安數(shù)量級(jí)的情況下仍能保持輸出高壓的穩(wěn)定。在加入耦合電容C11-C14時(shí)，C21-C24的電容值可以有所減小，使電荷泵的每一個(gè)節(jié)點(diǎn)P6-P9并聯(lián)的兩個(gè)電容(如C11和C21)的電容值之和能夠滿足整個(gè)電荷泵的總體設(shè)計(jì)要求。
如上所述，本發(fā)明提出的電荷泵電路具有高精度和低功耗的特征，它特別適合用在負(fù)載電流較大的情況下。
盡管上述對(duì)幾種實(shí)施例的描述具有一定程度的特殊性，但這僅僅是本發(fā)明原理的說(shuō)明，很顯然，本發(fā)明不局限于本文所披露和說(shuō)明的這幾個(gè)實(shí)施例。因此，不超出本發(fā)明構(gòu)思和范圍內(nèi)可能做出的適當(dāng)變化都將包含在本發(fā)明的進(jìn)一步實(shí)施例中。
權(quán)利要求
1.高精度低功耗電荷泵電路，含有電荷泵；時(shí)鐘生成模塊產(chǎn)生兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)；采樣電路由串連在電荷泵高壓輸出端和地之間的兩個(gè)電容構(gòu)成，并從兩個(gè)電容的中間節(jié)點(diǎn)得到采樣電壓；電壓比較器；其特征在于，所述電壓比較器的正相輸入端連接參考電壓，負(fù)相輸入端連接所述采樣電壓，使其輸出電壓隨電荷泵輸出電壓的增大而減??；還含有耦合電容控制器其輸入端是上述兩相非重疊時(shí)鐘信號(hào)，輸出端連接所述電荷泵的耦合電容，控制端連接所述比較器的輸出端；所述耦合電容控制器等效于一個(gè)阻值隨比較器輸出電壓變化而變化的可變電阻，該阻值的變化使得所述耦合電容控制器輸出的時(shí)鐘信號(hào)對(duì)電荷泵中耦合電容的充放電速度產(chǎn)生相應(yīng)的變化。
2.如權(quán)利要求1所述的高精度低功耗電荷泵電路，其特征在于，所述耦合電容控制器含有兩個(gè)傳輸門；所述比較器的輸出端分別通過(guò)兩個(gè)倒相器連接兩個(gè)傳輸門的PMOS管的柵極，所述比較器的輸出端直接連接兩個(gè)傳輸門的NMOS管的柵極；所述兩個(gè)傳輸門的輸入端分別連接上述兩相時(shí)鐘信號(hào)，兩個(gè)輸出端分別交替連接電荷泵的耦合電容。
3.如權(quán)利要求1或2所述的高精度低功耗電荷泵電路，其特征在于，所述時(shí)鐘信號(hào)還通過(guò)另一組耦合電容直接與所述電荷泵相連，以保證所述電荷泵始終具有由該組耦合電容決定的驅(qū)動(dòng)能力。
全文摘要
高精度低功耗電荷泵電路屬于模擬集成電路設(shè)計(jì)技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及到非揮發(fā)性存儲(chǔ)器中高壓電荷泵電路系統(tǒng)的設(shè)計(jì)技術(shù)領(lǐng)域。其特征是，它在時(shí)鐘產(chǎn)生模塊和耦合電容之間連接一個(gè)耦合電容控制器，其控制信號(hào)來(lái)自比較器的輸出端，該耦合電容控制器等效于一個(gè)阻值隨比較器輸出電壓變化而變化的可變電阻，該阻值的變化使得耦合電容控制器輸出的時(shí)鐘信號(hào)對(duì)電荷泵電路中耦合電容的充放電速度產(chǎn)生相應(yīng)的變化。還采用了耦合電容分離法，使電荷泵不會(huì)處于停止?fàn)顟B(tài)，在輸出高壓超過(guò)預(yù)定值后仍具有一定的驅(qū)動(dòng)能力工作，使得高壓輸出端電壓值的下降不會(huì)太快，以保持輸出端電壓的穩(wěn)定。本發(fā)明能夠大大降低電荷泵的功耗，并能得到高精度的輸出高壓。
文檔編號(hào)H02M3/04GK1485971SQ03156438
公開日2004年3月31日 申請(qǐng)日期2003年8月29日 優(yōu)先權(quán)日2003年8月29日
發(fā)明者伍冬, 潘立陽(yáng), 段志剛, 朱鈞, 伍 冬 申請(qǐng)人:清華大學(xué)