專利名稱：同步降壓轉(zhuǎn)換器改進的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器的改進，以及具體地說，涉及具有用于輸出電流讀出(current sensing)、用于組件間的電流共用，以及快速負載變化期間，提高的瞬變性能的改進技術(shù)。在多芯片組件(MCM)實現(xiàn)的環(huán)境中描述和示出了本發(fā)明，但所公開的改進也能應(yīng)用于不同元件實現(xiàn)。
背景技術(shù)：
MCM是包括在具有由絕緣材料分開的多個互連層的共用襯底上的形成的多個集成電路(ICs)的電子封裝。封裝整個組件，而不是單個ICs。
MCMs在由安裝在傳統(tǒng)的印刷電路板的單個芯片形成的電路上提供幾個重要的好處。這些包括增加布線以及元件密度和低成本。同時，MCMs的緊密結(jié)構(gòu)能產(chǎn)生更短的信號傳輸時間以及降低寄生阻抗，反過來，這提高了高速開關(guān)效率。同時，在MCM內(nèi)包括有源元件使得MCM更可測試為具有必定提高可靠性的整個電源。(第2頁第1至2行)。
MCM封裝適合于大量應(yīng)用，包括多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器。同步降壓轉(zhuǎn)換器是接收D.C.(或整流A.C.)輸入和產(chǎn)生具有高輸出電流的穩(wěn)定低壓輸出的開關(guān)的D.C.電源。降壓轉(zhuǎn)換器特別用作用于微處理器操作設(shè)備以及大量其他數(shù)字電路應(yīng)用的電源。
同步降壓轉(zhuǎn)換器的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示，通常用100表示的電路包括具有在輸入端104和第一信號節(jié)點106間連接的源-漏通路、通常為功率MOSFET等等的串聯(lián)開關(guān)102、通常也為功率MOSFET等等的并聯(lián)開關(guān)108，以及由串聯(lián)電感器112和在信號輸出節(jié)點116連接到電感器112并連接到地的并聯(lián)電容器114組成的輸出電路。如果需要的話，也可以與MOSFET108并聯(lián)提供并聯(lián)二極管，諸如Shottky二極管118以便在108的空載時間提供電導(dǎo)來降低與MOSFET108的內(nèi)部本體二極管有關(guān)的二極管逆恢復(fù)損耗。如果認(rèn)為對外部Schottky來說，理鎬的開關(guān)損耗是最佳的，則不需要單獨的二極管118。
在輸入電容器111上，在輸入端104和地間提供AD.C輸入電壓VIN，以及將小于VIN的輸出電壓VOUT提供到連接在信號輸出節(jié)點116和地110間的負載124。
通過有選擇地改變MOSFETS102和108的占空比，提供輸出電壓的控制。這是通過連接到MOSFETS的柵極端、并由PWM發(fā)生器124組成的脈沖寬度調(diào)制電路124驅(qū)動的門控制邏輯或驅(qū)動電路120來完成的，PWM發(fā)生器124將所需開關(guān)頻率并具有固定最大值(峰值)和最小值(谷值)的斜坡信號與誤差放大器126提供的信號進行比較。后者基于由信號線128上的反饋信號VFB表示的實際輸出電壓和在第二輸入端130提供的所需輸出電壓信號VREF間的差值，提供輸出信號VE。
在操作中，通過MOSFET102開以及MOSFET108關(guān)，電感器112兩端的電壓等于VIN-VOUT，以及最終電流使電容器114充電。為維持電容器114兩端的基本恒定的電壓，預(yù)定值VE操作PWM電路124和門驅(qū)動器120以便斷開MOSFET102，以及導(dǎo)通MOSFET108。當(dāng)MOSFET108導(dǎo)電時，其非常低的源-漏電阻維持電路來支持流過電感器112的電流。反過來，這允許電容器114充電，以及在MOSFETS的幾次開-關(guān)周期后，獲得穩(wěn)定狀態(tài)輸出電壓。圖1所示的電路的運行對本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是非常公知的，以及為簡潔起見，將省略進一步描述。
在需要超出MOSFETS102和108的輸出電流的情況下，可以采用多相位降壓轉(zhuǎn)換器，如由圖2所示的電路200所示。在此，N個同步降壓級202A-202N連接在輸入節(jié)點108和公共接地210間以及它們的輸出饋送輸出節(jié)點212。因此每級貢獻部分所需電流需求。
轉(zhuǎn)換器級202A包括輸入電容器203、MOSFET對214、并聯(lián)Shottky二極管205、輸入電感器206、輸出電容器214以及門驅(qū)動電路216。類似地構(gòu)成其他轉(zhuǎn)換器級。
主PWM控制器218產(chǎn)生具有相位間360°/N相位延遲的交錯或異相PWM信號?？梢杂萌魏芜m當(dāng)?shù)幕蛩璺绞綐?gòu)成主控制器218，以及可以由例如在FM＝N.fsw操作的可調(diào)整頻率主時鐘220，其中N為相位數(shù)，以及fsw是用于MOSFETS的預(yù)定開關(guān)頻率、以頻率fsw生成脈沖串的可編程計數(shù)器222、一連串N個串聯(lián)PWM電路224A-224N以及誤差放大器226組成。后者提供公共輸入來觸發(fā)PWN電路，由此，將一系列驅(qū)動信號PWM-1至PWM-N提供為轉(zhuǎn)換器級202A-202N的門驅(qū)動器216的輸入。
按360/N的相位延遲，分開驅(qū)動信號，如圖3所示，圖3示例說明用于具有5MHz時鐘頻率以及1MHz開關(guān)頻率的五相位轉(zhuǎn)換器的同步信號的時序。由此，可以看出在五個連續(xù)1MHz開關(guān)周期期間，五個轉(zhuǎn)換器級以參差方式操作操作，每個按(1/5)*10-6秒交錯。由于多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器對本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是非常公知的，為簡潔起見，將省略圖2所示的有關(guān)配置的詳細描述(與圖1的情形相同)。
然而，還存在需要對同步降壓轉(zhuǎn)換器的現(xiàn)有的設(shè)計改進的某些方向，其中(a)生成用于輸入到PWM控制器的電流反饋信號的改進方式。由用于MOSFETS的開關(guān)占空比控制在多相位轉(zhuǎn)換器的單個轉(zhuǎn)換器級中共用的輸出電壓和電流。由于高輸出電流有利于“無損耗”型讀出，通常由諸如圖4所示的采樣和保持電路400來生成電流反饋信號。在這里，在每個MOSFET開關(guān)周期期間，采樣一次并聯(lián)MOSFET402的RDS-ON兩端的電壓。采樣和保持電路400包括晶體管404和406(簡單地示為開-關(guān)開關(guān))，以及電容器408。
另外，如果VIN和VOUT比率為串聯(lián)FET具有大的占空比，就能采樣串聯(lián)MOSFET的RDS-ON兩端，而不只是并聯(lián)MOSFET的電壓。
然而，每種方法獲得通常小RDS-ON值，然而，必須通過放大器410放大所采樣的電壓信號。
該方法存在幾個缺點。一個缺點是放大器410需要具有高帶寬和高轉(zhuǎn)換速率來精確地采樣并聯(lián)MOSFET402的RDS-ON兩端的電壓。同時，放大器410的輸出花費時間來解決限制其高頻率響應(yīng)。另外，在電感器電流中存在固有的大電流脈動內(nèi)容，其反映在RDS-ON兩端的脈動電壓中。根據(jù)采樣的時序，所采樣的信號可能不反映D.C.輸出電流，因此，電感器脈動電流大小和采樣時間會導(dǎo)致電流讀出誤差。
(b)轉(zhuǎn)換器級中共用電流。MCM結(jié)構(gòu)能有利地用于多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器。能為每個轉(zhuǎn)換器級提供MCMs(如果需要的話，在轉(zhuǎn)換器級組件中包括輸入和輸出電容器以及串聯(lián)電感器)。通常，提供單個控制器來控制電流共用，或?qū)⒑瘮?shù)集成在主PWM控制器中，兩種方法很復(fù)雜以及非常不適合于換算數(shù)。同時，由于大的輸出電流，通常采用無損耗讀出，具有如上所述的缺陷。此外，選擇電流讀出增益不基于逐個級。這導(dǎo)致不確定的電流共用，因為在MCM結(jié)構(gòu)中，并聯(lián)MOSFET的RDS-ON能在組件間的改變，以及通過溫度和門電壓改變。
(c)組件間導(dǎo)電損耗的變化。RDS-ON的組件對組件變化也能導(dǎo)致并聯(lián)MOSFET中的不平衡導(dǎo)電損耗。更具體地說，在多相位電源中，可輸送的總輸出電流由最差，即最熱運行組件確定。為最大化輸出電流能力，應(yīng)當(dāng)訪問最差組件來輸送最小電流，因此，功率共用甚至比電流共用更重要。
傳統(tǒng)的設(shè)計不提供有效的功率共用。為理解此，再參考圖2，假定兩級轉(zhuǎn)換器，即N＝2。還假定下述并聯(lián)MOSFET#(組件202-1中)的RDS-ON＝0.005Ω并聯(lián)MOSFET#(組件202-2中)的RDS-ON＝0.006Ω輸出電流IOUT＝20AVIN＝12.0VVOUT＝1.0V使用傳統(tǒng)的MOSFET RDS-ON電流讀出，以及假定兩個相位組件并聯(lián)，每個相位中的電流實際上由有效并聯(lián)電路確定。換句話說，組件202-1中的電流實際上為20*6/(5+6)＝10.9A，以及組件202-2中的電流實際上為20*5/(5+6)＝9.1A。因此，各個I2R損耗將為0.59W和0.5W。
即使假定最佳電流共用，即，每個組件以某種方式設(shè)計成正好提供20A輸出的10.0A，組件202-1中的I2R損耗將為0.5W，以及組件202-2中為0.6W。正如可以理解到，這種情形比具有更大的RDS-ON不平衡更糟。
(d)負載變化期間的不期望的瞬變行為。當(dāng)有快速負載轉(zhuǎn)變時，不對稱輸出電壓過沖以及由于VIN和VOUT的大比率，觀察到下沖。通過降壓負載下沖的輸出電壓通常大于具有升壓負載下沖。為防止電壓過沖，通常使用大的且昂貴的輸出電容器。
因此，根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)，可以看出多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器仍然存在問題。本發(fā)明試圖減少這些問題的一部分。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明，用于生成用于輸入到誤差放大器中的電流讀出反饋信號的改進電路包括通過低通濾波器，諸如RC平均電路連接到提供反饋信號VFB的放大器的采樣開關(guān)。與并聯(lián)MOSFET一樣，選通采樣晶體管以便兩者在同一時間均導(dǎo)通。如果需要或期望的話，可以在使MOSFET選通為導(dǎo)通的時間和在使平均電路導(dǎo)通前，采樣以確保MOSFET完全導(dǎo)通的時間間提供稍微延遲。另外，如果用于串聯(lián)MOSFET的占空比長以及并聯(lián)MOSFET短(例如，通過小的VIN與VOUT比)，能采樣串聯(lián)MOSFET的VRDS-ON兩端的電壓，而不是并聯(lián)MOSFET。
通過采用低通濾波器，用于RC電路的電容器兩端的D.C.電壓將與電感器電流的D.C.值成比例，而與電感器值以及脈動電流大小無關(guān)。
同時，如果將電流讀出IC電路封裝在具有轉(zhuǎn)換器級的單個MCM中，基于RDS-ON值，可以微調(diào)電流讀出增益。還可以通過使用IC內(nèi)的熱敏設(shè)備，根據(jù)組件溫度來調(diào)整電流讀出增益以消除RDS-ON溫度變化。以及根據(jù)門電壓來消除基于門電壓變化的RDS-ON變化。
使用包括有選擇地延遲輸入PWM信號的前沿的占空比微調(diào)電路的門驅(qū)動器，提供根據(jù)本發(fā)明改進的電流共用，因此縮短串聯(lián)MOSFET的導(dǎo)通時間。通過包括放大表示組件電流電平的信號和通過耦合電路，共同連接到所有組件電流電平信號上的I-share總線上的信號間的電流差的放大器的電流共用控制電路來確定延遲時間。
在一個實施例中，耦合電路由每個組件中的各個電阻器組成以提供表示各個轉(zhuǎn)換器級中的電流的平均值的總線信號。因此，每個級中的放大器的輸入表示那個級中的實際測量電感器電流和所有級中的電感器電流的平均值間的差值。由組件中的占空比微調(diào)電路來使用反映傳播延遲RDS-ON和其他級間參數(shù)變化的這一差值以便微調(diào)占空比來將流過組件的電流平衡到每相位輸出電流的平均值。作為上文的變形，通過延長每個組件的PWM信號的前沿，有選擇地增加占空比，能校正電流不平衡。
在另一實施例中，可以由充當(dāng)AND電路、具有控制I-share電路的各個轉(zhuǎn)換器級中的電流讀出信號的最低值的二極管代替每個轉(zhuǎn)換器級中的輸入電阻器。相當(dāng)于最低電流值的信號因此出現(xiàn)在I-share總線上，作為每個求和/隔離放大器的輸入以及每個求和/隔離放大器的輸出將使得各種占空比微調(diào)電路降低占空比，因此，降低用于所有級的輸出電流以便匹配最低電流級。
作為另一變形，能連接I-share總線控制電路中的二極管以便共同用途具有控制I-share總線的各個轉(zhuǎn)換器級中的電流讀出信號的最高值。在這一結(jié)構(gòu)中，各個占空比微調(diào)電路將用來增加占空比，從而增加輸出電流以便匹配最高電流級的輸出電流。
為對多相位系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換器級間的功率損耗變化提供補償，能在那個級的并聯(lián)MOSFET的RDS-ON的實際測量值和用于所采用的類型的并聯(lián)MOSFET的RDS-ON值的平均RAV間的差值，微調(diào)每個級中的電流讀出放大器的增益。這可以由例如來自產(chǎn)品的測試數(shù)據(jù)，歷史地確定。
由于電流讀出放大器和MOSFETS能放在MCM內(nèi)，能在封裝后步驟中微調(diào)電流讀出放大器的增益。在產(chǎn)生測試期間，當(dāng)其導(dǎo)電時，能將預(yù)定校準(zhǔn)電流輸入并聯(lián)MOSFET中，以及以任何傳統(tǒng)或所需方式，例如，通過燒斷內(nèi)部熔絲來將放大器輸出電路設(shè)置到相當(dāng)于所需增益的電平來校準(zhǔn)電路。
通過在降壓期間，通過禁用并聯(lián)MOSFET108提供根據(jù)本發(fā)明的同步降壓轉(zhuǎn)換器級的改進的瞬變性能，特別是在負載降低期間。因此，電流將流過MOSFET的本體二極管以及并聯(lián)Shottky二極管118，而不是通過MOSFET的溝道，就象MOSFET導(dǎo)通一樣。這很有利，因為本體二極管和Shottky二極管兩端的壓降顯著高于導(dǎo)電MOSFET的溝道兩端的電壓，因此，允許快速耗散瞬變電流。
因此，本發(fā)明的目的是通過消除電流讀出電路上的電感器脈動電流的影響，提供在同步降壓轉(zhuǎn)換器中的改進的電流讀出。
本發(fā)明的另一目的是提供在同步降壓轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換器級中共用的改進的電流。
本發(fā)明的另一目的是降低使用MCM技術(shù)構(gòu)成的多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器的組件間的導(dǎo)電損耗的變化。
本發(fā)明的目的是改進同步降壓轉(zhuǎn)換器中，在負載變化期間的瞬變行為。
從下述結(jié)合附圖的描述，本發(fā)明的其他目的和特征將變得顯而易見。


圖1是通常用在說明這些設(shè)備的操作中的同步降壓轉(zhuǎn)換器以及本發(fā)明的某些特征的示意圖。
圖2是再次示例說明這些設(shè)備以及本發(fā)明的某些方面的基本特征的多相同步降壓轉(zhuǎn)換器的示意圖。
圖3是表示用于多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器的PWM脈沖間的關(guān)系的波形圖。
圖4是使用RDS-ON方法，用于電流讀出的傳統(tǒng)技術(shù)的示意圖。
圖5是根據(jù)去除脈動電流靈敏度的本發(fā)明，改進的采樣和保持電路的示意圖。
圖6是根據(jù)本發(fā)明，提供占空比微調(diào)控制來補償允許級中的改進電流共用的多相位降壓轉(zhuǎn)換器中的轉(zhuǎn)換器級間的參數(shù)變化的技術(shù)的示意圖。
圖6A表示如圖6所示的技術(shù)的變化。
圖7表示根據(jù)本發(fā)明，用于改進負載降壓期間的瞬變性能的技術(shù)。
具體實施例方式
圖5示例說明根據(jù)本發(fā)明，提供改進的平均電流讀出的C讀出電路500。這可以單獨地，即作為具有轉(zhuǎn)換器電路502的獨立的電路。電路500包括采樣開關(guān)504，可以是任何適當(dāng)?shù)幕蛩桀愋?，具有連接到轉(zhuǎn)換器電路502中的MOSFET508和510間的共用信號節(jié)點506的信號輸入。采樣晶體管504的信號輸出連接到任何適當(dāng)或所需類型的低通濾波器，例如，包括串聯(lián)電阻器504和并聯(lián)電容器516的RC平均電路512。可以為跨導(dǎo)放大器(transconductance amplifier)或其等效的放大器518具有連接到并聯(lián)電容器516的輸入520以及提供與可變增益控制電阻器522兩端的輸入電壓成比例的輸出電流。跨導(dǎo)放大器的電壓-電流增益(gm)以及522的值確定電流讀出增益。能調(diào)整Gm和522以補償初始RDS變化、溫度和引起RDS變化的門電壓。
采樣晶體管的控制端524連同并聯(lián)MOSFET510的柵極端連接到門驅(qū)動器528的輸出526，以便開關(guān)504和MOSFET510在相同時間導(dǎo)通。在一些實例中，有必要或期望在MOSFET510導(dǎo)通的時間和對RDS-ON兩端的電壓進行采樣以允許MOSFET有限導(dǎo)通的時間之間提供稍微延遲。該延遲可以通過RC電路，或任何或適當(dāng)?shù)幕蛩璺绞剑陂T驅(qū)動器528中提供延遲(在任何一種情況下，將單獨的輸出提供到開關(guān)504)。
通過使用和MOSFET510的開關(guān)周期有關(guān)的低通濾波器，諸如RC平均電路512，電容器516兩端的D.C.電壓將與電感器電流的D.C.值成比例，而與電感和脈動電流大小無關(guān)。
另外，如果電路500封裝在具有轉(zhuǎn)換器級502的MCM中，通過使用熱敏電阻器或二極管連同增益調(diào)整電阻器522，能對由于溫度變化的RDS-ON的變化提供補償，以控制放大器518的增益。特別地，以與隨溫度改變的RD的變化的相同速率降低增益將維持恒定電流讀出增益。相同的規(guī)則應(yīng)用于門電壓補償。為部分地校準(zhǔn)初始RDS變化，在測試期間，能將預(yù)定校準(zhǔn)電流，例如1A輸入到并聯(lián)MOSFET510，以及調(diào)整增益直到Csence電壓處于所需值，例如對50mV/A增益為50mA。
如本領(lǐng)域技術(shù)人員從上文描述將意識到，根據(jù)實際應(yīng)用，能以各種方式實現(xiàn)低通濾波器。在RC濾波器512的情況下，在損壞數(shù)據(jù)采樣速度的情況下，選擇長時間恒定將提供更精確的D.C.信息。另外，其他低通濾波器實現(xiàn)是可能的，例如能降低放大器的增益帶寬，重要的概念是在信號通路的某處使用低帶寬濾波器以消除脈動影響。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員從上文描述將意識到，采樣并聯(lián)MOSFET中的RDS電流的圖5所示的實現(xiàn)是有利的，因為當(dāng)VIN與VOUT比很大時，其占空比很大。然而，在其他應(yīng)用中，例如當(dāng)VIN與VOUT比更小的情況下，串聯(lián)MOSFET將具有比并聯(lián)MOSFET更長的占空比，以及將更方便地采樣其RDS-ON電壓。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員將進一步意識到可以由主控制器218(見圖2)使用由放大器518提供的電流信息信號以執(zhí)行電壓配置或輸出具有壓降(降低具有更高IOUT的V0UT以具有方波型瞬變響應(yīng)來完全地使用用于過沖和下沖的調(diào)節(jié)窗)，或執(zhí)行過電流保護。換句話說，精確輸出電流信息的可用性提供許多好處。
圖6表示能用在多相位轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)中以提供改進的電流共用的電路。在這里，輸入PWM信號耦合到包括占空比微調(diào)電路602和傳統(tǒng)的門驅(qū)動單元603的修改的門驅(qū)動電路600。以任何適當(dāng)或所需方式來構(gòu)成占空比微調(diào)器602以有選擇地延遲輸入PWM信號的前沿，因而縮短串聯(lián)MOSFET的導(dǎo)通時間。由在來自電流共用控制電路606的線路604上提供的控制輸入來確定延遲時間。
電流共用控制電路606的一個優(yōu)選實現(xiàn)由接收表示用于轉(zhuǎn)換器級的平均電流輸出值的端610處的第一輸入的電流共用放大器608和通過求和電阻器614，連接到端610的第二輸入端612組成。在多相位系統(tǒng)的其他轉(zhuǎn)換器組件的每一個中，也提供類似的電路配置。
最佳實現(xiàn)是將具有包括如圖6所示的驅(qū)動器IC的轉(zhuǎn)換器級的C-sense電路，諸如圖5所示的500集成在單個MCM中，從而獲得如上所述的零件-零件參數(shù)差和環(huán)境變化的降低靈敏度的優(yōu)點。然而，應(yīng)理解到能采用其他電流讀出電路，甚至采用與輸出電感器串聯(lián)的電阻器的損耗測量方法。
放大器輸入612以及相當(dāng)于輸入612的其他轉(zhuǎn)換器組件的每一個中的相應(yīng)的放大器輸入連接到I-share總線618。在所示的電路結(jié)構(gòu)中，在所有組件中的求和電阻器(相當(dāng)于圖6所示的電阻器614)共同用來提供I-share618總線上的信號，表示在各個轉(zhuǎn)換器級中測量的電流的平均值。
因此，在圖6所示的結(jié)構(gòu)中，放大器608放大表示輸入610處、用于組件的實際測量電感器電流電平的信號和表示所有轉(zhuǎn)換器級中的電感器電流的平均值的I-share總線618上的信號間的差值。能由組件中的占空比微調(diào)電路使用反映傳播延遲、RDS-ON和其他級間參數(shù)變化的這一差值來微調(diào)占空比以將流過組件的電流平衡到每個位輸出的平均值。
作為上文的變形，能通過延長每個組件的PWM的后沿，有選擇地增加占空比來校正電流不平衡。
也可以使用I-share總線618上的電壓來提供反饋信號VFB，提供為誤差放大器226(見圖2)的一個輸入。在圖6所示的結(jié)構(gòu)中，I-share總線電壓與IOUT/N成比例，其中IOUT是輸出電流以及N是轉(zhuǎn)換器級的數(shù)量。
也可以用上述的各種方法結(jié)合使用圖5所示的電流讀出電路500的C-sense輸出來利用I-share總線電壓。
在第二實施例中，電阻器614以及其他轉(zhuǎn)換器級的每一個中的相應(yīng)的電阻器可以用二極管620代替，如圖6A所示。在這種配置中，二極管充當(dāng)AND電路，在控制I-share總線618的各個轉(zhuǎn)換器級中，具有電流讀出信號的最低值。因此，相當(dāng)于最低值的信號將出現(xiàn)在I-share618總線上，作為每個求和/隔離放大器，諸如放大器608的輸入，以及每個求和/隔離的輸出將使得各個占空比微調(diào)電路降低占空比，因此，降低用于所有級的輸出電流以匹配最低電流級的輸出電流。
作為另一變形，能使二極管620和其他I-share控制電路中的相應(yīng)的二極管與圖6A所示的方向相反。在那個情況下，二極管共同充當(dāng)具有控制I-share總線618的各個轉(zhuǎn)換器級中，電流離信號的最高值的OR電路。因此，在其他I-share控制的每一個的輸出處存在不同信號。在那種情況下，各個占空比微調(diào)電路將操作以增加占空比，因此，增加用于那些級的輸出電流以匹配最高電流級的輸出電流。
作為應(yīng)用于圖6和6A所示的拓撲結(jié)構(gòu)的另一變形，相當(dāng)于占空比微調(diào)器602的所有占空比微調(diào)器可以實現(xiàn)為形成為與驅(qū)動器IC分開的分立IC的單獨的占空比微調(diào)控制器，或甚至可以是主PWM控制器的一部分。同樣地，相當(dāng)于電流共用控制電路606的電流共用控制電路也可以實現(xiàn)形成為與驅(qū)動器IC分開的分立IC的單獨的占空比微調(diào)控制器，或甚至可以是主PWM控制器的一部分。
再參考圖5，使用類似的原理，也可以補償多相位系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換器級間的功率損耗變化。為實現(xiàn)此目的，可以使用，通過根據(jù)第I級的并聯(lián)MOSFET的RDS-I的實際值和用于所采用的、例如由歷史產(chǎn)品測試數(shù)據(jù)統(tǒng)計確定的類型的并聯(lián)MOSFETS的RDS-ON值的平均值RAV間的差值，設(shè)置電阻器55的值以及放大器的跨導(dǎo)增益，微調(diào)每個級中的電流讀出放大器，諸如圖5所示的放大器518的增益的方案，由此通過使用改變電流讀出增益，改變電流分布來平衡功率。
根據(jù)本發(fā)明的這一方面，可以采用幾個可能的算法來實現(xiàn)功率平衡。一個最佳算法能利用下述關(guān)系A(chǔ)I=(1+(RDS-I-RAV)2RAV)*A0---(1)]]>其中，AI是用于第I級組件的放大器增益，以及A0是電流讀出增益的額定值(設(shè)計值)。使用這一方法，將使相當(dāng)于圖5的放大器518的電流讀出放大器的輸出信號在所有組件中相同，但為根據(jù)方程式(1)實現(xiàn)此目的，每個組件中的電流讀出放大器將必須顯示出可變增益，以及對這個電流讀出放大器來說，具有最大增益的組件將具有最低實際電流。
更精確地說，電流偏離平均值的百分比是RDS偏離RD平均值的一半。例如，具有高于平均值的10％RDS的組件需要具有高于額定值5％的增益，因此，電流將小于平均值5％。這將為所有組件提供相同的功率(I2RDS)損耗。
再參考圖5，通過將預(yù)定校準(zhǔn)電流(例如1amp)輸入到每級的并聯(lián)MOSFET，在測試期間，能實現(xiàn)根據(jù)上述算法的功率損耗平衡校準(zhǔn)。通過測量MOSFET兩端的降壓，能獲得并聯(lián)MOSFET的RDS-ON值。然后基于上述方程式(1)，以及測量的RDS-ON值，能計算這一級的所有增益，以及調(diào)整圖5的增益電阻器522直到在Csense節(jié)點獲得期望輸出電壓。
如本領(lǐng)域的技術(shù)人員將意識到，根據(jù)通過使用轉(zhuǎn)換器組件中的可變電流讀出增益，改變電流分布平衡功率的基本原理，在轉(zhuǎn)換器級中能采用其他算法來提供平衡的功率損耗。
再參考圖1，現(xiàn)在描述在負載轉(zhuǎn)變期間，用于改進同步降壓轉(zhuǎn)換器級的瞬變性能的技術(shù)。如所公知的，負載升壓，即電流需求增加易于驅(qū)動輸出電壓下降，這通過增加用于串聯(lián)MOSFET102的導(dǎo)通時間，以及減少并聯(lián)MOSFET108的截止時間來補償。
相反地，負載降壓，即電流需求減少易于驅(qū)動輸出電壓升高，以及這通過減少串聯(lián)MOSFET102的導(dǎo)通時間以及增加用于并聯(lián)MOSFET108的截止時間來補償。
從圖1，例如，如果VIN為12伏，以及VOUT為1.0V，很顯然，當(dāng)導(dǎo)通串聯(lián)MOSFET102以及截止并聯(lián)MOSFET108來增加通過電感器112的電流，電感器112兩端的電壓將是VIN-VOUT＝11V，這驅(qū)動電感器電流上升。當(dāng)串聯(lián)MOSFET102截止以及并聯(lián)MOSFET108導(dǎo)通時，電感器112兩端的電壓將應(yīng)用-VOUT＝-1V，這將驅(qū)動電感器電流下壓。在穩(wěn)態(tài)操作中，電流上升部分將與電感器112內(nèi)的電流下降部分相同，而用于電流的D.C.內(nèi)容將與輸出電流相同。在負載降壓時，電感器電流將高于輸出電流以便電流差將流入輸出電電容器114以便產(chǎn)生輸出電壓過沖。該過沖將不停止，直到電感器電流下降到降低的輸出負載電流水平為止。電流耗散的速率將影響過沖有多大，但它是由電感器兩端的負電壓確定的。
因為過沖與輸出電容成反比，通常使用大且昂貴的輸出電容器來降低過沖。為避免此現(xiàn)象，根據(jù)本發(fā)明，發(fā)現(xiàn)通過在降壓期間，完全禁止并聯(lián)MOSFET108來更快速地使電感器中的能量放電。因此，電流將流過MOSFET108的本體二極管，以及并聯(lián)Shottky二極管118，而不是通過MOSFET108的溝道，就像MOSFET導(dǎo)通一樣。
這很有利，因為本體二極管和Shottky二極管118兩端的電壓能顯著地高于導(dǎo)電MOSFET的溝道兩端的電壓，允許電感器電流更快速地耗散。在12V和預(yù)定1.0V輸出的例子中，如果本體二極管和Shottky二極管的電壓降為約0.7V(典型值)，在該例子中，電感器電壓為VOUT，或1V。通過在負載降壓期間禁止的MOSFET108，該電壓將增加到VOUT+VDIODE＝1+0.7＝1.7V，增加了70％，以及以快于傳統(tǒng)方法41％的速率減少電感器電流。因此，通過二極管，代替?zhèn)魉偷捷敵鲭娙萜饕援a(chǎn)生電壓過沖來吸收電感器能量的41％。
為實現(xiàn)本發(fā)明的這一方面，能修改門驅(qū)動電路以便當(dāng)用于串聯(lián)MOSFET的占空比下降到零(如由監(jiān)視PWM信號確定的)時，截止兩個MOSFETS。在單個相位轉(zhuǎn)換器的情況下，用于實現(xiàn)此的最佳電路如圖7所示，但其他適當(dāng)?shù)膶崿F(xiàn)也是可能的，如根據(jù)上述描述，對本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說顯而易見的。
如圖7所示，修改的轉(zhuǎn)換器700包括零百分比占空比檢測器702，用來提供表示要求串聯(lián)MOSFET704在整個開關(guān)中，保持截止的輸出信號。如果輸出電壓高于調(diào)節(jié)點，例如，由于由如上所述的負載下降導(dǎo)致的過沖，這將發(fā)生。
從通過將誤差電壓VE與具有固定峰值和谷值的三角形斜坡進行比較，生成PWM124的輸出的圖1的描述可以想到，高于斜坡的峰值的VE值將要求100％占空比，以及低于斜坡的谷值的VE值將要求0％占空比。因此，零占空比檢測電路701能是連接到誤差放大器706的輸出以便檢測VE是否低于固定斜坡谷值的電路。
來自零占空比檢測器702的輸出信號連接AND門708的一個輸入。通過用于串聯(lián)MOSFET704的選通信號，通過反相器710提供第二輸入。AND電路709的輸出驅(qū)動旁路MOSFET712的柵極，由此，使兩個MOSFETS截止以及當(dāng)串聯(lián)MOSFET的占空比為零時，電感器電流能通過旁路MOSFET712的本體二極管耗散。
圖1和7示例說明整個功能單相位控制器，很容易獲得誤差電壓VE。在圖2所示的多相位系統(tǒng)中，VE可以不到達每個轉(zhuǎn)換器組件。在那種情況下，通過由主控制器218(見圖2)提供專用輸出，能生成用于旁路MOSFETS的單獨的禁用信號。用于檢測零占空比狀態(tài)的這種實現(xiàn)或其等效電路根據(jù)在此公開的內(nèi)容，對本領(lǐng)域的技術(shù)人員來將是顯而易見的。
盡管根據(jù)特定的實施例描述了本發(fā)明，對本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說許多其他變形和改進以及其他用途變得顯而易見。因此，意圖是本發(fā)明不受在此特別公開的內(nèi)容限定，而是由附加的權(quán)利要求書表示其整個范圍。
權(quán)利要求
1.一種提供改進的輸出電流讀出的同步降壓轉(zhuǎn)換器，包括連接在輸入節(jié)點和第一節(jié)點間的第一開關(guān)晶體管；連接在所述第一節(jié)點和第二節(jié)點間的第二開關(guān)晶體管；連接在所述第一或第二節(jié)點與輸出節(jié)點間的串聯(lián)電感器；連接在所述輸出節(jié)點和所述第二節(jié)點間的電容器；特征在于，包括讀出電路，用來生成表示所述轉(zhuǎn)換器的輸出電流的信號，所述讀出電路由下述組成采樣開關(guān)，與所述開關(guān)晶體管的一個同步地開和關(guān)操作；可變增益放大器；當(dāng)完全導(dǎo)電時，耦合所述采樣開關(guān)以便向所述可變增益放大器提供表示一個開關(guān)晶體管的兩端的電壓的信號；以及與所述可變增益放大器有關(guān)、實現(xiàn)低通濾波器的電路，由此，所述可變增益放大器的輸出基本上與所述電感器的電感以及輸入到所述采樣開關(guān)的信號的任何時間變動分量的大小無關(guān)，以及驅(qū)動電路，用來根據(jù)由所述讀出電路的電壓輸出和參考電壓間的差值確定的可變占空比，使所述第一和第二開關(guān)晶體管導(dǎo)通和截止。
2.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，通過連接在所述一個開關(guān)晶體管和所述可變增益放大器的輸入端間的RC電路，實現(xiàn)所述低通濾波器。
3.如權(quán)利要求2所述的設(shè)備，其特征在于，所述采樣開關(guān)與所述第二開關(guān)晶體管同步地開和關(guān)操作；以及所述低通濾波器連接到所述第二節(jié)點，由此，所述采樣表示所述第二開關(guān)晶體管兩端的電壓。
4.如權(quán)利要求2所述的設(shè)備，其特征在于，所述采樣開關(guān)與所述第一開關(guān)晶體管同步地開和關(guān)操作；以及所述低通濾波器連接到所述輸入節(jié)點，由此，所述采樣表示所述第一開關(guān)晶體管兩端的電壓。
5.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，通過選擇所述可變增益放大器的增益帶寬，實現(xiàn)所述低通濾波器。
6.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述采樣開關(guān)與所述第二開關(guān)晶體管同步地開和關(guān)操作。
7.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述采樣開關(guān)與所述第一開關(guān)晶體管同步地開和關(guān)操作。
8.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述采樣開關(guān)由所述驅(qū)動電路操作。
9.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述第一和第二開關(guān)晶體管是MOSFET。
10.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，除所述串聯(lián)電感器和所述輸出電容器外的整個設(shè)備均包括在多芯片組件中。
11.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述整個設(shè)備均包括在多芯片組件中。
12.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述讀出電路封裝在與所述設(shè)備的其余部分分開的組件中。
13.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述可變增益放大器是跨導(dǎo)放大器。
14.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，進一步包括延遲電路，用來在導(dǎo)通所述一個開關(guān)晶體管的時間和導(dǎo)通所述采樣開關(guān)的時間間提供預(yù)定小的延遲。
15.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述讀出電路、驅(qū)動電路以及第一和第二開關(guān)晶體管均組裝為多芯片組件；以及所述設(shè)備進一步在所述多芯片組件內(nèi)包括熱敏設(shè)備，用來改變所述可變增益放大器的增益以便當(dāng)其處于導(dǎo)電狀態(tài)時，補償所述一個開關(guān)晶體管的電流通路的電阻中的溫度相關(guān)變化。
16.如權(quán)利要求15所述的設(shè)備，其特征在于，所述熱敏設(shè)備是二極管。
17.如權(quán)利要求15所述的設(shè)備，其特征在于，所述開關(guān)晶體管是MOSFETS；以及所述熱敏設(shè)備用來與所述一個MOSFET中的RDS-ON的溫度相關(guān)變化成比例地改變所述可變增益放大器的增益。
18.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述讀出電路、所述驅(qū)動電路、以及所述第一和第二開關(guān)晶體管均組裝為多芯片組件；以及所述設(shè)備進一步在所述多芯片組件中包括壓敏設(shè)備，用于當(dāng)其處于由所述驅(qū)動電路提供的控制信號的電壓的變化引起的導(dǎo)電狀態(tài)中時，改變所述可變增益放大器的增益以補償所述一個開關(guān)晶體管的電流通路的電阻中的變化。
19.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，設(shè)置所述可變增益放大器的增益以便當(dāng)其處于導(dǎo)電狀態(tài)時，為流過所述一個開關(guān)晶體管的預(yù)定電流提供預(yù)定輸出信號以補償當(dāng)其處于由分量到分量變化引起的導(dǎo)電狀態(tài)中時，補償在所述一個開關(guān)晶體管的電流通路的電阻中的變化。
20.如權(quán)利要求1所述的設(shè)備，其特征在于，所述第一和第二開關(guān)晶體管是MOSFETS；以及設(shè)置所述可變增益放大器的增益以便向流過所述一個MOSFET的溝道的預(yù)定電流提供預(yù)定輸出信號以補償由分量到分量變化引起的所述一個MOSFET的RDS-ON中的變化。
21.一種提供改進的電流共用的多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器，包括多個單相位降壓轉(zhuǎn)換器級，每級包括連接在輸入節(jié)點和第一節(jié)點間的第一開關(guān)晶體管；連接在所述第一節(jié)點和第二節(jié)點間的第二開關(guān)晶體管；連接在所述第一或第二節(jié)點與輸出節(jié)點間的串聯(lián)電感器；連接在所述輸出節(jié)點和所述第二節(jié)點間的電容器，所有所述單個轉(zhuǎn)換器級的輸出節(jié)點連接在一起以便向由所有所述轉(zhuǎn)換器級驅(qū)動的負載提供輸出電流；驅(qū)動電路，用來根據(jù)可變占空比，使所述第一和第二開關(guān)晶體管導(dǎo)通和截止，從而調(diào)整所述輸出節(jié)點處的電壓；以及讀出電路，用來生成表示由那個轉(zhuǎn)換器級提供的輸出電流的輸出信號；主控制器，用來根據(jù)來自所述多相位轉(zhuǎn)換器的反饋電壓和表示所述輸出節(jié)點處的所需電壓的參考信號間的差值，按用于所述單個轉(zhuǎn)換器級的所述開關(guān)晶體管的預(yù)定相位關(guān)系，提供占空比控制信號；其特征在于，包括耦合在所述主控制器和用于每個轉(zhuǎn)換器級的驅(qū)動電路間的占空比微調(diào)控制器；以及電流共用控制器，向所述占空比微調(diào)控制器提供控制信號，所述控制信號表示所述各個級的輸出電流和反映基本上相等的級電流的所需電流輸出間的差值；占空比微調(diào)控制器響應(yīng)所述控制信號來修改用于所述轉(zhuǎn)換器級的所述占空比控制信號以基本上使所述轉(zhuǎn)換器級的輸出電流相同。
22.如權(quán)利要求21所述的設(shè)備，其特征在于，所述電流共用控制器包括與每個轉(zhuǎn)換器級有關(guān)的放大器，每個放大器具有連接到用于相關(guān)轉(zhuǎn)換器級的所述讀出電路的輸出的第一輸入端；第二輸入端，通過電阻器連接到所述第一輸入端，以及還連接到提供表示用于所有轉(zhuǎn)換器級的輸出電流的平均值的信號的電流共用總線；放大器，用來提供表示在它們的各自的第一和第二輸入端間的差值的輸出信號以便分別控制所述占空比微調(diào)控制器的輸入端；所述占空比微調(diào)控制器用來根據(jù)各自的放大器輸出信號，調(diào)整所述轉(zhuǎn)換器級的開關(guān)晶體管的占空比以便基本上使由所述轉(zhuǎn)換器級提供的輸出電流相等。
23.如權(quán)利要求21所述的設(shè)備，其特征在于，所述電流共用控制器包括與每個轉(zhuǎn)換器級有關(guān)的放大器，每個放大器具有連接到用于相關(guān)轉(zhuǎn)換器級的所述讀出電路的輸出的第一輸入端；第二輸入端，通過二極管連接到所述第一輸入端，以及還連接到提供表示用于所有轉(zhuǎn)換器級的輸出電流的最小值的信號的電流共用總線；放大器，用來提供表示在它們的各自的第一和第二輸入端間的差值的輸出信號以便分別控制所述占空比微調(diào)控制器的輸入端；所述占空比微調(diào)控制器用來根據(jù)各自的放大器輸出信號，調(diào)整所述轉(zhuǎn)換器級的開關(guān)晶體管的占空比以便基本上使由所述轉(zhuǎn)換器級提供的輸出電流相等。
24.如權(quán)利要求36或38所述的設(shè)備，其特征在于，所述放大器、連接所述放大器的所述第一和第二輸入端的部件以及用于每個轉(zhuǎn)換器級的占空比微調(diào)電路與所述第一和第二開關(guān)晶體管和用于每個轉(zhuǎn)換器級的驅(qū)動電路一起組裝在各自的多電路組件中。
25.如權(quán)利要求21所述的設(shè)備，其特征在于，所述電流共用控制器包括與每個轉(zhuǎn)換器級有關(guān)的放大器，每個放大器具有連接到用于相關(guān)轉(zhuǎn)換器級的所述讀出電路的輸出的第一輸入端；第二輸入端，通過二極管連接到所述第一輸入端，以及還連接到提供表示用于所有轉(zhuǎn)換器級的輸出電流的最大值的信號的電流共用總線；放大器，用來提供表示在它們的各自的第一和第二輸入端間的差值的輸出信號以便分別控制所述占空比微調(diào)控制器的輸入端；所述占空比微調(diào)控制器用來根據(jù)各自的放大器輸出信號，調(diào)整所述轉(zhuǎn)換器級的開關(guān)晶體管的占空比以便基本上使由所述轉(zhuǎn)換器級提供的輸出電流相等。
26.如權(quán)利要求23或25所述的設(shè)備，其特征在于，所述電流共用總線上的信號提供為所述主控制器的反饋信號。
27.如權(quán)利要求21、23、25或38的任何一個所述的設(shè)備，其特征在于，所述微調(diào)電路用來有選擇地延遲由所述主控制器提供的輸入占空比控制信號的前沿，因此，縮短所述第一開關(guān)晶體管的導(dǎo)通時間。
28.如權(quán)利要求21、23、25或38的任何一個所述的設(shè)備，其特征在于，所述微調(diào)電路用來有選擇地延遲由所述主控制器提供的輸入占空比控制信號的后沿，因此，增加所述第一開關(guān)晶體管的導(dǎo)通時間。
29.如權(quán)利要求21或22所述的設(shè)備，其特征在于，所述占空比微調(diào)控制器包括用于每個轉(zhuǎn)換器級的占空比微調(diào)電路，每個占空比微調(diào)電路包括連接到與那級有關(guān)的放大器的輸出端的控制輸入端；連接到所述主控制器的相位有關(guān)的輸出的一個的信號輸入端；以及連接以控制用于那級的驅(qū)動電路的輸出端。
30.如權(quán)利要求21所述的設(shè)備，其特征在于，將表示所需級輸出電流的信號提供為所述主控制器的反饋信號。
31.一種提供功率損耗平衡的多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器，包括多個單相位降壓轉(zhuǎn)換器級，每級包括連接在輸入節(jié)點和第一節(jié)點間的第一開關(guān)晶體管；連接在所述第一節(jié)點和第二節(jié)點間的第二開關(guān)晶體管；連接在所述第一或第二節(jié)點與輸出節(jié)點間的串聯(lián)電感器；連接在所述輸出節(jié)點和所述第二節(jié)點間的電容器，所有所述單個轉(zhuǎn)換器級的輸出節(jié)點連接在一起以便向由所有所述轉(zhuǎn)換器級驅(qū)動的負載提供輸出電流；驅(qū)動電路，用來根據(jù)可變占空比，使所述第一和第二開關(guān)晶體管導(dǎo)通和截止，從而調(diào)整所述輸出節(jié)點處的電壓；以及讀出電路，包括可變增益電流讀出放大器，用來當(dāng)其導(dǎo)電時，確定通過所選擇的所述開關(guān)晶體管的一個的電流，由此生成表示由那個轉(zhuǎn)換器級提供的輸出電流的輸出信號；以及主控制器，用來根據(jù)來自所述多相位轉(zhuǎn)換器的輸出電壓和表示所述輸出節(jié)點處的所需電壓的參考信號間的差值，按用于所述單個轉(zhuǎn)換器級的所述開關(guān)晶體管的預(yù)定相位關(guān)系，提供占空比控制信號；預(yù)定每個轉(zhuǎn)換器級中的電流讀出放大器的增益以便來自所有放大器的輸出信號基本上相等，由此通過使用變動電流讀出增益調(diào)整所述輸出電流來平衡所有轉(zhuǎn)換器級中的功率損耗，以便補償所選擇的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路電路中的變化。
32.如權(quán)利要求31所述的設(shè)備，其特征在于，根據(jù)所選擇的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路電阻的實際值和在所述轉(zhuǎn)換器級中采用的類型的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路的電阻的平均值RAV間的差值，預(yù)定所述電流讀出放大器的增益。
33.如權(quán)利要求31所述的設(shè)備，其特征在于，根據(jù)下述關(guān)系，預(yù)定所述電流讀出放大器的增益AI=(1+(RDS-I-RAV)2RAV)*A0]]>其中，AI是用于第I轉(zhuǎn)換器級的放大器增益，A0是額定設(shè)計增益值，RDS-I是第I轉(zhuǎn)換器級中所選擇的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路的實際電阻，RAV是用在所述轉(zhuǎn)換器級中的類型的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路的電阻的平均值。
34.如權(quán)利要求31所述的設(shè)備，其特征在于，所述開關(guān)晶體管是MOSFETS；以及根據(jù)各個選擇的MOSFETS的實際RDS-ON值和用在所述轉(zhuǎn)換器級的類型的MOSFETS的RDS-ON的平均值RAV間的差值，預(yù)定所述電流讀出放大器的增益。
35.如權(quán)利要求31所述的設(shè)備，其特征在于，所述開關(guān)晶體管是MOSFETS；根據(jù)下述關(guān)系，預(yù)定所述電流讀出放大器的增益AI=(1+(RDS-I-RAV)2RAV)*A0]]>其中，AI是用于第I轉(zhuǎn)換器級的放大器增益，A0是額定設(shè)計增益值，RDS-I是第I轉(zhuǎn)換器級中所選擇的MOSFET的實際RDS-ON，RAV是用在所述轉(zhuǎn)換器級中的類型的MOSFET的RDS-ON的平均值。
36.如權(quán)利要求32-35的任何一個所述的設(shè)備，其特征在于，RAV是由歷史產(chǎn)品測試數(shù)據(jù)統(tǒng)計確定的。
37.如權(quán)利要求31所述的設(shè)備，其特征在于，所選擇的開關(guān)晶體管是第二開關(guān)晶體管。
38.一種用于在多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器中提供平衡功率損耗的方法，所述多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器包括具有連接在一起以提供輸出電流的輸出的多個單相位降壓轉(zhuǎn)換器級，每級包括向輸出節(jié)點提供輸出電流的第一和第二開關(guān)晶體管、連接到所述輸出節(jié)點的串聯(lián)電感器和并聯(lián)電容器、根據(jù)可變占空比，使所述第一和第二開關(guān)晶體管導(dǎo)通和截止，調(diào)整所述輸出節(jié)點處的電壓的驅(qū)動電路，以及包括可變增益電流讀出放大器的讀出電路，主控制器，用來根據(jù)來自所述多相位轉(zhuǎn)換器的輸出電壓和表示所述輸出節(jié)點處的所需電壓的參考信號間的差值，按用于所有轉(zhuǎn)換器級的所述開關(guān)晶體管的預(yù)定相位關(guān)系，提供占空比控制信號；所述方法包括步驟預(yù)定每個轉(zhuǎn)換器級中的電流讀出放大器的增益以便當(dāng)其處于導(dǎo)電狀態(tài)時，響應(yīng)通過所選擇的所述開關(guān)晶體管的一個的預(yù)定校準(zhǔn)電流，均提供基本上相等的輸出；以及當(dāng)它們導(dǎo)電時，確定通過所述各個選擇的開關(guān)晶體管的電流以便生成表示由各個轉(zhuǎn)換器級提供的輸出電流的電流讀出放大器輸出信號。
39.如權(quán)利要求38所述的方法，其特征在于，根據(jù)所選擇的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路電阻的實際值和在所述轉(zhuǎn)換器級中采用的類型的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路的電阻的平均值RAV間的差值，預(yù)定所述電流讀出放大器的增益。
40.如權(quán)利要求39所述的設(shè)備，其特征在于，RAV是由歷史產(chǎn)品測試數(shù)據(jù)統(tǒng)計確定的，以及通過測量所述各個導(dǎo)電通路兩端的壓降，確定所述導(dǎo)電通路電阻的實際值。
41.如權(quán)利要求38所述的設(shè)備，其特征在于，根據(jù)下述關(guān)系，預(yù)定所述電流讀出放大器的增益AI=(1+(RDS-I-RAV)2RAV)*A0]]>其中，AI是用于第I轉(zhuǎn)換器級的放大器增益，A0是額定設(shè)計增益值，RDS-I是第I轉(zhuǎn)換器級中所選擇的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路的實際電阻，RAV是用在所述轉(zhuǎn)換器級中的類型的開關(guān)晶體管的導(dǎo)電通路的電阻的平均值。
42.如權(quán)利要求38所述的設(shè)備，其特征在于，所述開關(guān)晶體管是MOSFETS；以及根據(jù)各個選擇的MOSFETS的實際RDS-ON值和用在所述轉(zhuǎn)換器級的類型的MOSFETS的RDS-ON的平均值RAV間的差值，預(yù)定所述電流讀出放大器的增益。
43.如權(quán)利要求38所述的設(shè)備，其特征在于，所述開關(guān)晶體管是MOSFETS；根據(jù)下述關(guān)系，預(yù)定所述電流讀出放大器的增益AI=(1+(RDS-I-RAV)2RAV)*A0]]>其中，AI是用于第I轉(zhuǎn)換器級的放大器增益，A0是額定設(shè)計增益值，RDS-I是第I轉(zhuǎn)換器級中所選擇的MOSFET的實際RDS-ON，RAV是用在所述轉(zhuǎn)換器級中的類型的MOSFET的RDS-ON的平均值。
44.如權(quán)利要求41-43的任何一個所述的設(shè)備，其特征在于，RAV是由歷史產(chǎn)品測試數(shù)據(jù)統(tǒng)計確定的，以及通過測量所述各個導(dǎo)電通路兩端的壓降，確定RDS-ON的實際值。
45.如權(quán)利要求43所述的設(shè)備，其特征在于，所選擇的MOSFET是第二開關(guān)晶體管。
46.一種在輸出電流下降期間，具有改進的瞬變響應(yīng)的同步降壓轉(zhuǎn)換器，包括連接在輸入節(jié)點和第一節(jié)點間的第一開關(guān)晶體管；連接在所述第一節(jié)點和第二節(jié)點間的第二開關(guān)晶體管；連接在所述第一或第二節(jié)點與輸出節(jié)點間的串聯(lián)電感器；連接在所述輸出節(jié)點和所述第二節(jié)點間的電容器，第一驅(qū)動電路，用來根據(jù)由表示所述轉(zhuǎn)換器的電壓輸出知難而進境的差值的誤差信號確定的可變占空比，使所述第一開關(guān)晶體管導(dǎo)通和截止；讀出電路，用來當(dāng)用于所述第一開關(guān)晶體管的占空比為零時，擔(dān)任控制信號輸出；以及第二驅(qū)動電路，響應(yīng)所述讀出電路的控制信號輸出以截止所述第二開關(guān)晶體管。
47.如權(quán)利要求46的同步降壓轉(zhuǎn)換器，其特征在于，所述第一開關(guān)晶體管為連接在所述輸入節(jié)點和所述第一節(jié)點間的串聯(lián)MOSFET；所述第二開關(guān)晶體管是連接在所述第一節(jié)點和所述第二節(jié)點間的并聯(lián)MOSFET；所述串聯(lián)電感器連接在所述第一或第二節(jié)點與輸出節(jié)點間；連接在所述輸出節(jié)點和所述第二節(jié)點間的輸出電容器；所述第一驅(qū)動電路用來根據(jù)所述可變占空比，使所述串聯(lián)MOSFET導(dǎo)通和截止；所述讀出電路用來當(dāng)用于所述串聯(lián)MOSFET的占空比為零時，提供控制信號輸出；以及所述第二驅(qū)動電路響應(yīng)所述讀出電路的控制信號輸出以截止所述旁路MOSFET。
48.如權(quán)利要求46或47所述的設(shè)備，其特征在于所述第一驅(qū)動電路包括生成具有預(yù)定最大和最小值的重復(fù)斜坡波形的電路，以及通過將所述誤差信號與所述斜坡波形進行比較，生成表示所述可變占空比的信號；以及當(dāng)所述誤差信號具有比所述斜坡波形的最小值更低的大小時，所述讀出電路生成控制信號。
全文摘要
同步降壓轉(zhuǎn)換器在輸出電流下降期間提供改進的輸出電流讀出電路(608)和改進的瞬變行為。還公開了一種多相位同步降壓轉(zhuǎn)換器，具有改進的輸出電流共用能力，以及具有改進的負載平衡能力的多同步降壓轉(zhuǎn)換器。為實現(xiàn)輸出電流讀出(608)，讀出電路包括與并聯(lián)MOSFET同步地開和關(guān)操作的采樣開關(guān)以便采樣并聯(lián)MOSFET的R
文檔編號H02M3/158GK1650241SQ03810054
公開日2005年8月3日 申請日期2003年4月2日 優(yōu)先權(quán)日2002年4月3日
發(fā)明者J·張 申請人:國際整流器公司